JPH0755061B2 - インバータ出力電圧検出装置 - Google Patents
インバータ出力電圧検出装置Info
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- JPH0755061B2 JPH0755061B2 JP1261384A JP26138489A JPH0755061B2 JP H0755061 B2 JPH0755061 B2 JP H0755061B2 JP 1261384 A JP1261384 A JP 1261384A JP 26138489 A JP26138489 A JP 26138489A JP H0755061 B2 JPH0755061 B2 JP H0755061B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はPWMインバータによる誘導電動機の磁束演算装
置に係り、特に磁束演算精度に関係する電圧検出のため
のインバータ出力電圧検出装置に関するものである。
置に係り、特に磁束演算精度に関係する電圧検出のため
のインバータ出力電圧検出装置に関するものである。
一般に誘導電動機（以下IMと称する）の磁束の測定や磁
束の制御の際に、IMの一次電圧の積分演算により磁束を
演算している。
束の制御の際に、IMの一次電圧の積分演算により磁束を
演算している。
すなわち、IMの一次鎖交磁束ベクトル▲▼の演算を
例にとった場合、 によって一次鎖交磁束ベクトル▲▼が演算される。
ここで、R1はIMの一次抵抗値である。また、▲▼，
▲▼は一次電圧ベクトル，一次電流ベクトルでそれ
ぞれ式（２），（３）で演算される。
例にとった場合、 によって一次鎖交磁束ベクトル▲▼が演算される。
ここで、R1はIMの一次抵抗値である。また、▲▼，
▲▼は一次電圧ベクトル，一次電流ベクトルでそれ
ぞれ式（２），（３）で演算される。
vU,vV,vWとiU,iV,iWはIMのそれぞれ一次の各相の電圧と
電流であり、各検出手段により得られる。
電流であり、各検出手段により得られる。
第２図は三相PWMインバータより供給されるIMの従来技
術における一次鎖交磁束ベクトル演算の検出および演算
回路例を示し、１は直流電源、２はPWMインバータ（以
下INVと略称する）、３はIM、４は電圧検出部、５は電
流検出部、６はサンプラ、７は電圧ベクトル演算部、８
は電流ベクトル演算部、９は磁束演算部である。
術における一次鎖交磁束ベクトル演算の検出および演算
回路例を示し、１は直流電源、２はPWMインバータ（以
下INVと略称する）、３はIM、４は電圧検出部、５は電
流検出部、６はサンプラ、７は電圧ベクトル演算部、８
は電流ベクトル演算部、９は磁束演算部である。
第２図において、直流電源１よりINV2を介してIM3に電
力を供給している。
力を供給している。
電圧検出部４はIM3の一次電圧、つまりINV2の出力電圧v
U,vV,vWをそれぞれアイソレーションアンプ等の電圧検
出器4a,4b,4cで電気絶縁した状態で検出する。
U,vV,vWをそれぞれアイソレーションアンプ等の電圧検
出器4a,4b,4cで電気絶縁した状態で検出する。
電流検出部５はIM3の一次電流、つまりINV2の出力電流i
U,iV,iWをDCCT等の電流検出器5a,5b,5cで電気絶縁した
状態で検出する。
U,iV,iWをDCCT等の電流検出器5a,5b,5cで電気絶縁した
状態で検出する。
サンプラ６は一定のサンプリング周期TS毎に、出力電圧
vU,vV,vWと出力電流iU,iV,iWをサンプリングし、第ｎ回
目のサンプリング時点での値であるvU（ｎ）,vV（ｎ）,
vW（ｎ）,iU（ｎ）,iV（ｎ）,iW（ｎ）を出力する。以
降、各入出力の脚字として示した（ｎ−１），（ｎ）は
それぞれサンプリング周期TS毎の第（ｎ−１）回目，第
（ｎ）回目のサンプリング時点での値であることを示
す。
vU,vV,vWと出力電流iU,iV,iWをサンプリングし、第ｎ回
目のサンプリング時点での値であるvU（ｎ）,vV（ｎ）,
vW（ｎ）,iU（ｎ）,iV（ｎ）,iW（ｎ）を出力する。以
降、各入出力の脚字として示した（ｎ−１），（ｎ）は
それぞれサンプリング周期TS毎の第（ｎ−１）回目，第
（ｎ）回目のサンプリング時点での値であることを示
す。
電圧ベクトル演算部７はサンプルの電圧vU（ｎ）,v
V（ｎ）,vW（ｎ）を入力し、式（２）より一次電圧ベク
トル▲▼（ｎ）を演算する。
V（ｎ）,vW（ｎ）を入力し、式（２）より一次電圧ベク
トル▲▼（ｎ）を演算する。
電流ベクトル演算部８は、同様に式（３）より一次電流
ベクトル▲▼（ｎ）を演算する。
ベクトル▲▼（ｎ）を演算する。
磁束演算部９は式（１）の演算を行う演算ブロックであ
り、一次電流ベクトル▲▼（ｎ）を入力し、一次抵
抗乗算器91で一次抵抗R1を乗じ、加減算器92で入力した
一次電圧ベクトル▲▼（ｎ）との差を演算する。そ
の後式（１）を離散値系の次式に直して積分演算を行
う。
り、一次電流ベクトル▲▼（ｎ）を入力し、一次抵
抗乗算器91で一次抵抗R1を乗じ、加減算器92で入力した
一次電圧ベクトル▲▼（ｎ）との差を演算する。そ
の後式（１）を離散値系の次式に直して積分演算を行
う。
ここで、遅延器94出力の１サンプルリング前の一次鎖交
磁束ベクトル▲▼(n-1)と、加減算器92出力に周期
乗算器93よりサンプリング周期TSを乗じたものとを加算
器95で演算し、サンプリング（ｎ）時点の一次鎖交磁束
ベクトル▲▼(n)が演算されるものとなる。
磁束ベクトル▲▼(n-1)と、加減算器92出力に周期
乗算器93よりサンプリング周期TSを乗じたものとを加算
器95で演算し、サンプリング（ｎ）時点の一次鎖交磁束
ベクトル▲▼(n)が演算されるものとなる。
かようにIMの磁束演算の場合、式（１）の如き例のよう
にIMの一次電圧ベクトル▲▼と一次電流ベクトル▲
▼を用いている。
にIMの一次電圧ベクトル▲▼と一次電流ベクトル▲
▼を用いている。
これらは、式（２），（３）で演算されるため、IM一次
の各相電圧のvU,vV,vWおよび各相電流のiU,iV,iWの検出
精度が磁束の演算精度に大きく影響する。つまり、磁束
の演算精度を上がるためには電圧・電流の検出精度を上
げなければならない。
の各相電圧のvU,vV,vWおよび各相電流のiU,iV,iWの検出
精度が磁束の演算精度に大きく影響する。つまり、磁束
の演算精度を上がるためには電圧・電流の検出精度を上
げなければならない。
第３図はインバータ出力電圧の検出波形を示している。
ここで、第３図（ｄ）は後述する如き本発明によるサン
プル電圧の波形を示す。
ここで、第３図（ｄ）は後述する如き本発明によるサン
プル電圧の波形を示す。
すなわち、第２図例のINVによるIM駆動においては、IM
の一次電圧つまりINVの出力電圧は図示の如き矩形波と
なる。
の一次電圧つまりINVの出力電圧は図示の如き矩形波と
なる。
そして、電圧検出器のアイソレーションアンプ等の出力
は、その周波数特性が数kHzと低いことから、第３図
（ｂ）に示すように波形が鈍ってしまって精度の高い検
出が困難となっていた。
は、その周波数特性が数kHzと低いことから、第３図
（ｂ）に示すように波形が鈍ってしまって精度の高い検
出が困難となっていた。
またサンプル値演算においては、サンプル期間中に電圧
がステップ的に変化してもそれを検出できないため、第
３図（ｃ）に示す如く最大（Vd・TS）の検出誤差となっ
てしまう。ただしVdは電圧の波高値である。よって、サ
ンプリングによる誤差を減少させるにはサンプリング周
期を非常に小さくする必要があり、これはマイクロコン
ピュータで演算する場合は非常に困難となる。
がステップ的に変化してもそれを検出できないため、第
３図（ｃ）に示す如く最大（Vd・TS）の検出誤差となっ
てしまう。ただしVdは電圧の波高値である。よって、サ
ンプリングによる誤差を減少させるにはサンプリング周
期を非常に小さくする必要があり、これはマイクロコン
ピュータで演算する場合は非常に困難となる。
かようにして、磁束演算においては一次電圧におけるそ
の電圧変動が急峻なために電圧検出器の遅れが生じ、サ
ンプリング検出ではそれによる誤差も正弦波駆動に比べ
大きくなって一次電圧検出誤差が大きくなる。
の電圧変動が急峻なために電圧検出器の遅れが生じ、サ
ンプリング検出ではそれによる誤差も正弦波駆動に比べ
大きくなって一次電圧検出誤差が大きくなる。
そのため演算される磁束も大きな誤差を含み、それがた
めIMの磁束やトルクを制御する場合、トルクリップル，
トルク変動，電流リップル等の不具合を生じるものとな
っていた。
めIMの磁束やトルクを制御する場合、トルクリップル，
トルク変動，電流リップル等の不具合を生じるものとな
っていた。
ここで、前述の不具合は周波数特性のより高い電圧検出
器を用いたり、サンプリング周期をより短くすることに
より高精度の電圧検出および磁束演算を実現しようとし
ても、実用上困難なものとなり、また高価なものとなっ
てしまうなどの新たな問題が発生してしまう。
器を用いたり、サンプリング周期をより短くすることに
より高精度の電圧検出および磁束演算を実現しようとし
ても、実用上困難なものとなり、また高価なものとなっ
てしまうなどの新たな問題が発生してしまう。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり、
特に電圧波形の波高値を検出する手段およびそのパルス
幅を検出する手段を具備することにより、実用上それぞ
れ安価でかつ高精度に検出するとともに、それらの出力
より高精度にインバータ出力値を得る装置を実現したも
のである。
特に電圧波形の波高値を検出する手段およびそのパルス
幅を検出する手段を具備することにより、実用上それぞ
れ安価でかつ高精度に検出するとともに、それらの出力
より高精度にインバータ出力値を得る装置を実現したも
のである。
これを第３図および第４図を参照して説明する。
しかして、電圧波形の波高値を検出する手段は、第３図
（ａ）に示したINV出力電圧の波形においてその波高値
を検出するものであり、ここで波高値Vdにほぼ等しいIN
V入力の直流電源電圧Vdcを検出する。その直流電源電圧
Vdcはその変動が一般に非常に遅く、周波数特性の低い
安価な電圧検出器でも充分高精度に検出し得る。
（ａ）に示したINV出力電圧の波形においてその波高値
を検出するものであり、ここで波高値Vdにほぼ等しいIN
V入力の直流電源電圧Vdcを検出する。その直流電源電圧
Vdcはその変動が一般に非常に遅く、周波数特性の低い
安価な電圧検出器でも充分高精度に検出し得る。
また、電圧波形のパルス幅を検出する手段は、第３図
（ａ）に示したINV出力電圧の波形において、サンプル
時点のTS(n-1)からTS(n)までの間の出力電圧がVdである
時間TP(n)（以下パルス幅と称する）を検出する手段で
ある。さらに、第４図により詳細説明する。
（ａ）に示したINV出力電圧の波形において、サンプル
時点のTS(n-1)からTS(n)までの間の出力電圧がVdである
時間TP(n)（以下パルス幅と称する）を検出する手段で
ある。さらに、第４図により詳細説明する。
第４図は本発明によるパルス幅検出部を示すもので、10
a,10b,10cはパルス検出器、11a,11b,11cはカウンタ、
６′はサンプラ、12はパルス幅演算器である。図中、第
２図と同符号のものは同じ機能を有する部分を示す。
a,10b,10cはパルス検出器、11a,11b,11cはカウンタ、
６′はサンプラ、12はパルス幅演算器である。図中、第
２図と同符号のものは同じ機能を有する部分を示す。
第４図において、パルス検出器10a,10b,10cはその入力
電圧であるINV2出力電圧が零に近いかどうかを高速に検
出し、その出力PU,PV,PWはINV出力電圧が零に近いとき
つまりVdでないとき「０」,Vdのとき「１」となるよう
に２値の状態をもつ。
電圧であるINV2出力電圧が零に近いかどうかを高速に検
出し、その出力PU,PV,PWはINV出力電圧が零に近いとき
つまりVdでないとき「０」,Vdのとき「１」となるよう
に２値の状態をもつ。
カウンタ11a,11b,11cはそれぞれ対応するパルス検出器1
0a,10b,10cの出力が「１」のときにその時間を累積する
カウンタであり、出力TU,TV,TWを出力する。その出力は
サンプラ６′を通ってサンプリングされ、パルス幅演算
器12に入力される。
0a,10b,10cの出力が「１」のときにその時間を累積する
カウンタであり、出力TU,TV,TWを出力する。その出力は
サンプラ６′を通ってサンプリングされ、パルス幅演算
器12に入力される。
パルス幅演算器12ではサンプリング時点のTS(n-1)からT
S(n)までの間のパルス幅TP(n)を演算するため、サンプ
リング時点TS(n)のカウンタ出力のTU(n),TV(n),TW(n)か
らサンプリング時点TS(n-1)のカウンタ出力のTU(n-1),T
V(n-1),TW(n-1)を差し引き、各相のパルス幅TPU(n),TP
V(n),TPW(n)を得る。
S(n)までの間のパルス幅TP(n)を演算するため、サンプ
リング時点TS(n)のカウンタ出力のTU(n),TV(n),TW(n)か
らサンプリング時点TS(n-1)のカウンタ出力のTU(n-1),T
V(n-1),TW(n-1)を差し引き、各相のパルス幅TPU(n),TP
V(n),TPW(n)を得る。
さらに、これに波高値Vdにほぼ等しい直流電源電圧Vdc
を乗じ、サンプリング周期TSを除じると、次式の如くに
なる。
を乗じ、サンプリング周期TSを除じると、次式の如くに
なる。
よって、各相におけるサンプリング時点のTS(n-1)からT
S(n)までのインバータ出力電圧の平均値となり、第３図
（ｄ）に示すように検出されたサンプル電圧は、その前
のサンプル周期間のインバータ出力電圧の平均値となっ
ている。
S(n)までのインバータ出力電圧の平均値となり、第３図
（ｄ）に示すように検出されたサンプル電圧は、その前
のサンプル周期間のインバータ出力電圧の平均値となっ
ている。
かくの如くに、高速かつ安価なパルス検出器と電圧検出
器を用いて高精度な電圧検出が実現され、サンプリング
周期間の平均電圧を求めることによってサンプリングに
よる誤差も非常に小さくし得ることは明らかである。
器を用いて高精度な電圧検出が実現され、サンプリング
周期間の平均電圧を求めることによってサンプリングに
よる誤差も非常に小さくし得ることは明らかである。
そして、かような電圧検出装置は、インバータ出力電圧
の波高値Vdが直流電源電圧Vdcと等しいこと，インバー
タ出力電圧が波高値Vdでないとき零電圧であるという仮
定のもとによる。
の波高値Vdが直流電源電圧Vdcと等しいこと，インバー
タ出力電圧が波高値Vdでないとき零電圧であるという仮
定のもとによる。
実用上、さらにINVのスイッチング素子の電圧降下を考
慮する必要がある。これを、第５図に示したINV一相分
の代表例を参照して説明する。
慮する必要がある。これを、第５図に示したINV一相分
の代表例を参照して説明する。
すなわち、第５図においては直流電源１の正母線1aと負
母線1b間に２個のトランジスタTR1,TR2が直列接続さ
れ、そのトランジスタTR1,TR2に逆並列にダイオードD1,
D2が接続された構成をなし、トランジスタTR1,TR2間か
ら図示されないIMに出力される。ｖはこの相におけるイ
ンバータ出力電圧であり、電流ｉは図示方向を正の方向
とする。
母線1b間に２個のトランジスタTR1,TR2が直列接続さ
れ、そのトランジスタTR1,TR2に逆並列にダイオードD1,
D2が接続された構成をなし、トランジスタTR1,TR2間か
ら図示されないIMに出力される。ｖはこの相におけるイ
ンバータ出力電圧であり、電流ｉは図示方向を正の方向
とする。
いま、トランジスタTR1,TR2やダイオードD1,D2の状態と
電流ｉの方向を表すＩの状態との組合せより、インバー
タ出力電圧ｖを求めてみると、つぎの表に示すことがで
きる。
電流ｉの方向を表すＩの状態との組合せより、インバー
タ出力電圧ｖを求めてみると、つぎの表に示すことがで
きる。
ここで、Ｉは電流の方向を表し、（ｉ＞０）のとき（Ｉ
＝１），（ｉ＜０）のとき（Ｉ＝０）である。また、V
dt,Vddはそれぞれトランジスタ，ダイオードの電圧降下
の電圧である。そして、vcは等価波高値であり、（vc＝
Vdc−Vdt＋Vdd）である。
＝１），（ｉ＜０）のとき（Ｉ＝０）である。また、V
dt,Vddはそれぞれトランジスタ，ダイオードの電圧降下
の電圧である。そして、vcは等価波高値であり、（vc＝
Vdc−Vdt＋Vdd）である。
かかる表に示されるように、INVのスイッチング素子で
あるTR1,TR2,D1,D2のオンオフのみならず、スイッチン
グ素子の電圧降下で電流の向きによってもインバータ出
力電圧ｖが変化する。
あるTR1,TR2,D1,D2のオンオフのみならず、スイッチン
グ素子の電圧降下で電流の向きによってもインバータ出
力電圧ｖが変化する。
第１の状態（３），（４）において、パルス検出器10a,
10b,10cは、その入力電圧が状態（３），（４）のイン
バータ出力電圧ｖであり、スイッチング素子の電圧降下
だけの低い電圧なため、「０」を出力しており、それが
１サンプリング周期間続いたならば（TP(n)＝０）であ
って、検出電圧は（v(n)＝０）である。
10b,10cは、その入力電圧が状態（３），（４）のイン
バータ出力電圧ｖであり、スイッチング素子の電圧降下
だけの低い電圧なため、「０」を出力しており、それが
１サンプリング周期間続いたならば（TP(n)＝０）であ
って、検出電圧は（v(n)＝０）である。
しかし、実際は（v(n)＝−Vdd）または（v(n)＝Vdt）で
なければならなく、それに（Ｉ＝１）のとき（−Vdd）
を，（Ｉ＝０）のとき（Vdt）を加えることとする。
なければならなく、それに（Ｉ＝１）のとき（−Vdd）
を，（Ｉ＝０）のとき（Vdt）を加えることとする。
また、状態（１），（２）においても、同様に式（５）
で求めたインバータ出力電圧に、（Ｉ＝１）のとき（−
Vdd）を，（Ｉ＝０）のとき（Vdt）を加えるが、このと
き式（５）のVdc(n)は等価波高値vc(n)にする必要があ
る。
で求めたインバータ出力電圧に、（Ｉ＝１）のとき（−
Vdd）を，（Ｉ＝０）のとき（Vdt）を加えるが、このと
き式（５）のVdc(n)は等価波高値vc(n)にする必要があ
る。
結局、INVのスイッチング素子の電圧降下を考慮したイ
ンバータ出力電圧の検出値vU(n),vV(n),vW(n)は、式
（５）を修正したものとしてつぎの式（５′）で得るも
のとする。
ンバータ出力電圧の検出値vU(n),vV(n),vW(n)は、式
（５）を修正したものとしてつぎの式（５′）で得るも
のとする。
ここで、 vc(n)＝vdc(n)−Vdt−Vdd （IU(n)＝１）のとき VEU(n)＝−Vdd （IU(n)＝０）のとき VEU(n)＝ Vdt であり、他のVEV(n),VEW(n)も同様である。
かくの如くに、INVの出力電圧検出装置は、インバータ
出力電圧の波高値を検出し、パルス幅を検出し、インバ
ータ出力電流の方向を判別することにより、INVのスイ
ッチング素子の電圧降下をも考慮し、サンプリング周期
間のインバータ出力電圧の平均値を求めるものである。
出力電圧の波高値を検出し、パルス幅を検出し、インバ
ータ出力電流の方向を判別することにより、INVのスイ
ッチング素子の電圧降下をも考慮し、サンプリング周期
間のインバータ出力電圧の平均値を求めるものである。
したがって、従来、矩形波状のインバータ出力電圧を直
接的に電圧検出器で検出し、特に検出器の周波数特性が
低いため正確な検出ができなかったが、波高値は非常に
遅く変化する点に着眼するとともに、パルス幅のみ高速
に検出しかつ波高値のみ高精度に検出してインバータ出
力電圧波形を得たのち、演算処理でインバータ出力電圧
を得るものである。
接的に電圧検出器で検出し、特に検出器の周波数特性が
低いため正確な検出ができなかったが、波高値は非常に
遅く変化する点に着眼するとともに、パルス幅のみ高速
に検出しかつ波高値のみ高精度に検出してインバータ出
力電圧波形を得たのち、演算処理でインバータ出力電圧
を得るものである。
よって、各検出手段に適応した検出器に簡単に対応させ
ることが可能になり、インバータ出力電圧波形を忠実に
検出することが容易になり、電圧検出精度を向上し得
る。
ることが可能になり、インバータ出力電圧波形を忠実に
検出することが容易になり、電圧検出精度を向上し得
る。
また、サンプリング検出においても、サンプリング周期
間の平均値として得るものであり、サンプリング誤差は
波高値の小さな変動による誤差のみになり、サンプリン
グ検出誤差を非常に小さくできる。
間の平均値として得るものであり、サンプリング誤差は
波高値の小さな変動による誤差のみになり、サンプリン
グ検出誤差を非常に小さくできる。
さらには、INVのスイッチング素子の電圧降下による電
圧の検出誤差に対しては、インバータ出力電流を検出し
てその方向を判別することにより、スイッチング素子の
電圧降下電圧を選択のうえ補正し得るものである。
圧の検出誤差に対しては、インバータ出力電流を検出し
てその方向を判別することにより、スイッチング素子の
電圧降下電圧を選択のうえ補正し得るものである。
かようにして、INVで供給されるIMの一次電圧であるイ
ンバータ出力電圧を格別に検出し得ることから、IMの磁
束の演算精度が向上され、演算磁束を用いるIMのトルク
や磁束を制御する場合には、磁束演算誤差によるトルク
リップル，トルク変動，電流リップル等を改善できるこ
とは明らかである。
ンバータ出力電圧を格別に検出し得ることから、IMの磁
束の演算精度が向上され、演算磁束を用いるIMのトルク
や磁束を制御する場合には、磁束演算誤差によるトルク
リップル，トルク変動，電流リップル等を改善できるこ
とは明らかである。
さらに、本発明を実施例図面を用いて詳細説明する。
第１図は第２図に類して表した本発明の一実施例の要部
構成を示すもので、６″はサプラ、７′は電圧ベクトル
演算部、８′は電流ベクトル演算部、９′は磁束演算
部、13はパルス幅検出部、14は直流電圧検出部、15は素
子電圧検出部、16は出力電圧演算部である。図中、第２
図，第４図と同符号のものは同じ機能を有する部分を示
す。
構成を示すもので、６″はサプラ、７′は電圧ベクトル
演算部、８′は電流ベクトル演算部、９′は磁束演算
部、13はパルス幅検出部、14は直流電圧検出部、15は素
子電圧検出部、16は出力電圧演算部である。図中、第２
図，第４図と同符号のものは同じ機能を有する部分を示
す。
かかる構成において、第２図および第４図と同様な構成
部分の説明をここでは省略し、新たに付した構成部分の
機能のみを記述すれば、つぎの如くである。
部分の説明をここでは省略し、新たに付した構成部分の
機能のみを記述すれば、つぎの如くである。
パルス幅検出部13において、各相のパルス検出器131a,1
31b,131cはフォトカプラからなり、その入力電圧がイン
バータ出力電圧の波高値Vdならば「１」，零電圧に近い
ならば「０」となるパルス状態の出力PU′,PV′,PW′を
与える。その出力は論理積演算器132a,132b,132cにて発
振器130の出力との論理積が得られ、パルス状態が
「１」であるときのみ、発振器130出力がカウンタ133a,
133b,133cに入力される。ここでカウンタ133a,133b,133
cはパルス列入力をカウントアップのみする。その出力T
U′,TV′,TW′はサンプラ６″でサンプリングされて出
力TU(n)′,Tv(n)′,Tw(n)′となり、遅延器134a,134b,1
34cの出力TU(n-1)′,TV(n-1)′,TW(n-1)′との差が、加
減算器135a,135b,135cにて得られ、パルス幅TPU(n)′,T
PV(n)′,TPW(n)′が出力される。
31b,131cはフォトカプラからなり、その入力電圧がイン
バータ出力電圧の波高値Vdならば「１」，零電圧に近い
ならば「０」となるパルス状態の出力PU′,PV′,PW′を
与える。その出力は論理積演算器132a,132b,132cにて発
振器130の出力との論理積が得られ、パルス状態が
「１」であるときのみ、発振器130出力がカウンタ133a,
133b,133cに入力される。ここでカウンタ133a,133b,133
cはパルス列入力をカウントアップのみする。その出力T
U′,TV′,TW′はサンプラ６″でサンプリングされて出
力TU(n)′,Tv(n)′,Tw(n)′となり、遅延器134a,134b,1
34cの出力TU(n-1)′,TV(n-1)′,TW(n-1)′との差が、加
減算器135a,135b,135cにて得られ、パルス幅TPU(n)′,T
PV(n)′,TPW(n)′が出力される。
直流電圧検出部14において、電圧検出器141でINV2の入
力直流電源電圧を検出しVdc′を出力する。さらにサン
プラ６″でサンプリングされ、出力Vdc(n)′となる。そ
して、加減算器142に等価波高値であるvc(n)′を、 vc(n)′＝vdc(n)′−Vdt′＋Vdd′ 演算のうえ、出力される。ここで、Vdt′,Vdd′はスイ
ッチング素子の電圧降下電圧であり、スイッチング素子
に流れる電流によって変動するもの、代表電流値の設定
に基づきその電流に対するそれぞれの一定な値を用いて
いる。
力直流電源電圧を検出しVdc′を出力する。さらにサン
プラ６″でサンプリングされ、出力Vdc(n)′となる。そ
して、加減算器142に等価波高値であるvc(n)′を、 vc(n)′＝vdc(n)′−Vdt′＋Vdd′ 演算のうえ、出力される。ここで、Vdt′,Vdd′はスイ
ッチング素子の電圧降下電圧であり、スイッチング素子
に流れる電流によって変動するもの、代表電流値の設定
に基づきその電流に対するそれぞれの一定な値を用いて
いる。
素子電圧検出部15において、電流方向判別器151はサン
プラ６″出力の入力した電流iU(n)′,iV(n)′,iW(n)′
の極性を判別し、それが正のとき「１」，負のとき
「０」となる電流方向信号IU(n)′,IV(n)′,IW(n)′を
出力する。また、電圧降下判別器152は例えば電流方向
信号IU(n)′は「１」のとき（−Vdd），「０」のとき
（Vdt）となる電圧降下補正電圧の出力VEU(n)′,
VEV(n)′,VEW(n)′を発生する。
プラ６″出力の入力した電流iU(n)′,iV(n)′,iW(n)′
の極性を判別し、それが正のとき「１」，負のとき
「０」となる電流方向信号IU(n)′,IV(n)′,IW(n)′を
出力する。また、電圧降下判別器152は例えば電流方向
信号IU(n)′は「１」のとき（−Vdd），「０」のとき
（Vdt）となる電圧降下補正電圧の出力VEU(n)′,
VEV(n)′,VEW(n)′を発生する。
出力電圧演算部16において、パルス幅検出部13の出力TR
U(n)′,TPv(n)′,TPW(n)′と直流電圧検出部14の出力v
c(n)′と素子電圧検出部15の出力VEU(n)′,VEV(n)′,V
EW(n)′より、式（５′）を用いることにより、インバ
ータ出力電圧の出力vU(n)′,vV(n)′,vW(n)′を演算の
うえ得る。そのサンプル期間除算器161a,161b,161cはパ
ルス幅をサンプル周期TSで除すると同時に、このサンプ
ル期間信号に発振器130の出力周波数fcが乗された値と
なっているため、その周波数fcでも割算する。さらに、
乗算器162a,162b,162cはそのサンプル期間除算器161a,1
61b,161c出力と直流電圧検出部14出力との乗算を演算
し、加算器163a,163b,163cでは電圧降下判別器152出力
との和を求め、インバータ出力電圧を得るものである。
U(n)′,TPv(n)′,TPW(n)′と直流電圧検出部14の出力v
c(n)′と素子電圧検出部15の出力VEU(n)′,VEV(n)′,V
EW(n)′より、式（５′）を用いることにより、インバ
ータ出力電圧の出力vU(n)′,vV(n)′,vW(n)′を演算の
うえ得る。そのサンプル期間除算器161a,161b,161cはパ
ルス幅をサンプル周期TSで除すると同時に、このサンプ
ル期間信号に発振器130の出力周波数fcが乗された値と
なっているため、その周波数fcでも割算する。さらに、
乗算器162a,162b,162cはそのサンプル期間除算器161a,1
61b,161c出力と直流電圧検出部14出力との乗算を演算
し、加算器163a,163b,163cでは電圧降下判別器152出力
との和を求め、インバータ出力電圧を得るものである。
したがって、かくの如き実施例は先に述べた解決手段を
具備してなりかつ作用を奏し得るものであることは明ら
かである。
具備してなりかつ作用を奏し得るものであることは明ら
かである。
以上説明したように本発明によれば、インバータ出力電
圧をその波高値とパルス幅によって表現させ、かつ簡便
な電圧検出器を適用し得るとともに、カウンタを用いて
サンプリング周期間のインバータ出力電圧のステップ変
化を記憶する格別なサンプル値演算を行い得る最適なイ
ンバータ出力電圧検出装置を提供でき、よって、高精度
なIMの磁束演算に寄与し得ることから、磁束演算誤差に
よる種々の不具合点を解消してなる有用な装置を提供で
きる。
圧をその波高値とパルス幅によって表現させ、かつ簡便
な電圧検出器を適用し得るとともに、カウンタを用いて
サンプリング周期間のインバータ出力電圧のステップ変
化を記憶する格別なサンプル値演算を行い得る最適なイ
ンバータ出力電圧検出装置を提供でき、よって、高精度
なIMの磁束演算に寄与し得ることから、磁束演算誤差に
よる種々の不具合点を解消してなる有用な装置を提供で
きる。
第１図は本発明が適用されたIM一次鎖交磁束演算による
実施例の要部構成を示す系統図、第２図は従来のIM一次
鎖交磁束演算回路例を示す系統図、第３図はインバータ
出力電圧の検出波形の説明図、第４図および第５図は本
発明の理解を容易にするため示したパルス幅検出部のブ
ロック図およびインバータ一相分の回路図である。 １……直流電源、２……PWMインバータ（INV）、３……
誘導電動機（IM）、４……電圧検出部、５……電流検出
部、6,6′,6″……サンプラ、7,7′……電圧ベクトル演
算部、8,8′……電流ベクトル演算部、9,9′……磁束演
算部、10a,10b,10c……パルス検出器、11a,11b,11c……
カウンタ、12……パルス幅演算器、13……パルス幅検出
部、14……直流電圧検出部、15……素子電圧検出部、16
……出力電圧演算部。
実施例の要部構成を示す系統図、第２図は従来のIM一次
鎖交磁束演算回路例を示す系統図、第３図はインバータ
出力電圧の検出波形の説明図、第４図および第５図は本
発明の理解を容易にするため示したパルス幅検出部のブ
ロック図およびインバータ一相分の回路図である。 １……直流電源、２……PWMインバータ（INV）、３……
誘導電動機（IM）、４……電圧検出部、５……電流検出
部、6,6′,6″……サンプラ、7,7′……電圧ベクトル演
算部、8,8′……電流ベクトル演算部、9,9′……磁束演
算部、10a,10b,10c……パルス検出器、11a,11b,11c……
カウンタ、12……パルス幅演算器、13……パルス幅検出
部、14……直流電圧検出部、15……素子電圧検出部、16
……出力電圧演算部。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機に供給するPWMインバータの出
力電圧を検出し、一定サンプリング周期毎にその出力電
圧の積分演算または一次遅れ要素による積分近似演算を
用いる誘導電動機の磁束演算装置において、前記PWMイ
ンバータの出力電圧のパルス幅を絶縁検出するパルス幅
検出手段と、前記PWMインバータ入力の直流電源電圧を
絶縁検出する直流電圧検出手段と、前記PWMインバータ
の出力電流を検出しかつその方向を判別してインバータ
スイッチング素子の電圧降下を検出する素子電圧降下検
出手段と、前記パルス幅検出手段と直流電圧検出手段と
素子電圧降下検出手段の出力を入力し一定サンプリング
周期毎に前記PWMインバータの出力電圧のサンプリング
期間の平均値を求める出力電圧演算手段とからなること
を特徴としたインバータ出力電圧検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261384A JPH0755061B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | インバータ出力電圧検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1261384A JPH0755061B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | インバータ出力電圧検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03124270A JPH03124270A (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0755061B2 true JPH0755061B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=17361103
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1261384A Expired - Fee Related JPH0755061B2 (ja) | 1989-10-06 | 1989-10-06 | インバータ出力電圧検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0755061B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4884434B2 (ja) * | 2008-07-16 | 2012-02-29 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置 |
| JP5574925B2 (ja) * | 2010-11-15 | 2014-08-20 | 株式会社東芝 | 位置・速度センサレス制御装置 |
| JP6248781B2 (ja) * | 2014-04-21 | 2017-12-20 | ダイキン工業株式会社 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
| JP6248791B2 (ja) * | 2014-05-08 | 2017-12-20 | ダイキン工業株式会社 | モータ制御方法及びモータ制御装置 |
| CN109581220A (zh) * | 2018-12-29 | 2019-04-05 | 深圳市汇川技术股份有限公司 | 逆变器输出电压检测方法、装置、设备及存储介质 |
-
1989
- 1989-10-06 JP JP1261384A patent/JPH0755061B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03124270A (ja) | 1991-05-27 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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