JP3200827B2 - コリオリ質量流量計 - Google Patents
コリオリ質量流量計Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、両端が固定されている
測定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により測定
チューブを所定モードで振動させ測定チューブの中央に
対して上下流で得られる一対のコリオリ信号を用いて質
量流量を測定するコリオリ質量流量計に係り、特に、安
定にかつ精度良く質量流量が得られるように改良された
コリオリ質量流量計に関する。
測定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により測定
チューブを所定モードで振動させ測定チューブの中央に
対して上下流で得られる一対のコリオリ信号を用いて質
量流量を測定するコリオリ質量流量計に係り、特に、安
定にかつ精度良く質量流量が得られるように改良された
コリオリ質量流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のコリオリ質量流量計のセン
サ部の構成を示す構成図である。図４は図３に示すコリ
オリ質量流量計のセンサ部の動作を説明する説明図、図
５は図３に示すセンサ部と組合せて質量流量を演算する
変換部の構成を示す構成図である。
サ部の構成を示す構成図である。図４は図３に示すコリ
オリ質量流量計のセンサ部の動作を説明する説明図、図
５は図３に示すセンサ部と組合せて質量流量を演算する
変換部の構成を示す構成図である。
【０００３】以下、図３〜図５を用いて従来のコリオリ
質量流量計について説明する。この場合の測定チューブ
は、例えばＵ字管方式など他の方式でも良いが、簡単の
ため直管方式のもので以下に説明する。
質量流量計について説明する。この場合の測定チューブ
は、例えばＵ字管方式など他の方式でも良いが、簡単の
ため直管方式のもので以下に説明する。
【０００４】１は被測定流体を流す測定チューブであ
り、この測定チューブ１の両端は支持部材２、３に固定
されている。この測定チューブ１の中央部近傍には、こ
の測定チューブ１を上下に機械振動をさせる加振器４が
設置されている。
り、この測定チューブ１の両端は支持部材２、３に固定
されている。この測定チューブ１の中央部近傍には、こ
の測定チューブ１を上下に機械振動をさせる加振器４が
設置されている。
【０００５】そして、測定チューブ１の支持部材２、３
に固定されている近傍には、この測定チューブ１の振動
を検出するセンサ５Ａ、５Ｂが固定されている。また、
支持部材３の近傍には温度補償に使用する温度センサ６
が設けられている。以上によりセンサ部ＳＮＳが構成さ
れている。
に固定されている近傍には、この測定チューブ１の振動
を検出するセンサ５Ａ、５Ｂが固定されている。また、
支持部材３の近傍には温度補償に使用する温度センサ６
が設けられている。以上によりセンサ部ＳＮＳが構成さ
れている。
【０００６】加振器４から測定チューブ１に図４のＭ
１、Ｍ２に示すような１次モードの形状で振動が与えら
れている状態で、測定チューブ１に被測定流体が流れる
と、Ｍ３、Ｍ４に示すような２次モードの形状で測定チ
ューブ１が振動する。
１、Ｍ２に示すような１次モードの形状で振動が与えら
れている状態で、測定チューブ１に被測定流体が流れる
と、Ｍ３、Ｍ４に示すような２次モードの形状で測定チ
ューブ１が振動する。
【０００７】実際には、この２種類の振動パターンが重
畳された形で測定チューブ１が振動する。測定チューブ
１のこの変形をセンサ５Ａ、５Ｂで検出して変位信号Ｓ
A、ＳBとして図５に示す変換部ＴＲ１に送出する。
畳された形で測定チューブ１が振動する。測定チューブ
１のこの変形をセンサ５Ａ、５Ｂで検出して変位信号Ｓ
A、ＳBとして図５に示す変換部ＴＲ１に送出する。
【０００８】センサ５Ａで検出された変位信号ＳAは、
周波数測定回路７に入力されて、ここで信号周波数ｆA
が測定される。信号周波数ｆAはタイミング生成回路８
に出力され、ここで測定チューブ１の振動の１周期を正
確にＮ等分（Ｎは自然数）して得たＮ個所の点を指定す
るサンプリングのタイミング信号ＴSが生成される。
周波数測定回路７に入力されて、ここで信号周波数ｆA
が測定される。信号周波数ｆAはタイミング生成回路８
に出力され、ここで測定チューブ１の振動の１周期を正
確にＮ等分（Ｎは自然数）して得たＮ個所の点を指定す
るサンプリングのタイミング信号ＴSが生成される。
【０００９】一方、変位信号ＳAはトラッンアンドホー
ルド（Ｔ＆Ｈ）回路９に出力され、ここでサンプリング
タイミング信号ＴSにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ホールドされた
変位信号ＳAはアナログ／デジタル変換器１０に出力さ
れ、ここで順次デジタル信号ＤA1に変換される。
ルド（Ｔ＆Ｈ）回路９に出力され、ここでサンプリング
タイミング信号ＴSにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ホールドされた
変位信号ＳAはアナログ／デジタル変換器１０に出力さ
れ、ここで順次デジタル信号ＤA1に変換される。
【００１０】デジタル信号ＤA1は、デスクリートフーリ
エ変換（ＤＦＴ）回路１１で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相θA1が演算される。
エ変換（ＤＦＴ）回路１１で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相θA1が演算される。
【００１１】また、センサ５Ｂで検出された変位信号Ｓ
Bは、トラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１２に出
力され、ここでサンプリングタイミング信号ＴSにより
変位信号ＳBの各周期のＮ個の時点で順次サンプル／ホ
ールドされる。ホールドされた変位信号ＳBはアナログ
／デジタル変換器１３に出力され、ここで順次デジタル
信号ＤB1に変換される。
Bは、トラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回路１２に出
力され、ここでサンプリングタイミング信号ＴSにより
変位信号ＳBの各周期のＮ個の時点で順次サンプル／ホ
ールドされる。ホールドされた変位信号ＳBはアナログ
／デジタル変換器１３に出力され、ここで順次デジタル
信号ＤB1に変換される。
【００１２】デジタル信号ＤB1は、デスクリートフーリ
エ変換（ＤＦＴ）回路１４で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相信号θB1が演算される。
エ変換（ＤＦＴ）回路１４で周波数領域にフーリエ変換
され、変換された信号の実数成分と虚数成分との比から
位相信号θB1が演算される。
【００１３】１５は位相差演算回路であり、この位相差
演算回路１５はＤＦＴ回路１１から順次出力される信号
位相θA1と、ＤＦＴ回路１４から順次出力される信号位
相θ B1との差を演算して位相差信号θ1として順次出力
する。
演算回路１５はＤＦＴ回路１１から順次出力される信号
位相θA1と、ＤＦＴ回路１４から順次出力される信号位
相θ B1との差を演算して位相差信号θ1として順次出力
する。
【００１４】この位相差信号θ1は被測定流体の質量流
量に比例するが、温度センサ６で検出された温度信号を
用いて図示しない回路でこの位相差信号θ1に対して温
度補償をして正確な質量信号として出力される。また、
励振回路１６には変位信号ＳAが入力され、この変位信
号ＳAに対応する加振電圧を加振器４に出力し、加振器
４を例えば正弦波状に駆動する。
量に比例するが、温度センサ６で検出された温度信号を
用いて図示しない回路でこの位相差信号θ1に対して温
度補償をして正確な質量信号として出力される。また、
励振回路１６には変位信号ＳAが入力され、この変位信
号ＳAに対応する加振電圧を加振器４に出力し、加振器
４を例えば正弦波状に駆動する。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ようなコリオリ質量流量計は、測定チューブの振動周波
数の１周期を正確にＮ等分して得たＮ個所の点における
サンプリング値を用いる必要から、タイミング生成回路
を必要とする上に、この振動周波数は被測定流体の密
度、温度などにより変動するので、測定値に変動が生じ
不安定になり、出力が精度良く追従することができない
という問題がある。
ようなコリオリ質量流量計は、測定チューブの振動周波
数の１周期を正確にＮ等分して得たＮ個所の点における
サンプリング値を用いる必要から、タイミング生成回路
を必要とする上に、この振動周波数は被測定流体の密
度、温度などにより変動するので、測定値に変動が生じ
不安定になり、出力が精度良く追従することができない
という問題がある。
【００１６】
【課題を解決するため手段】本発明は、以上の課題を解
決するための主な構成として、両端が固定されている測
定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により前記測
定チューブを所定モードで振動させ前記測定チューブの
中央に対して上下流で得られる一対の変位信号を用いて
質量流量を測定するコリオリ質量流量計において、前記
測定チューブの振動とは関係のない所定のサンプリング
周期を持つタイミング信号を生成するクロック信号発振
器と、前記各変位信号を各デジタル信号に変換するアナ
ログ／デジタル変換器と、前記各変位信号に対応する各
デジタル信号を同一位相でフイルタリングして各々第１
・第２フイルタ信号として出力する一対の同相デジタル
フイルタ手段と、前記各変位信号に対応する前記各デジ
タル信号を９０゜異なる位相に変換して第３・第４フイ
ルタ信号として出力する一対の異相デジタルフイルタ手
段と、これ等の第１・第３フイルタ信号の比率と第２・
第４フイルタ信号の比率とを演算して各比率から第１・
第２位相を演算する一対の位相演算手段と、前記第１位
相と前記第２位相との差分を演算して前記質量流量に対
応する位相差信号を出力する位相差演算手段とを具備す
るようにしたものである。
決するための主な構成として、両端が固定されている測
定チューブ内に被測定流体を流し励振装置により前記測
定チューブを所定モードで振動させ前記測定チューブの
中央に対して上下流で得られる一対の変位信号を用いて
質量流量を測定するコリオリ質量流量計において、前記
測定チューブの振動とは関係のない所定のサンプリング
周期を持つタイミング信号を生成するクロック信号発振
器と、前記各変位信号を各デジタル信号に変換するアナ
ログ／デジタル変換器と、前記各変位信号に対応する各
デジタル信号を同一位相でフイルタリングして各々第１
・第２フイルタ信号として出力する一対の同相デジタル
フイルタ手段と、前記各変位信号に対応する前記各デジ
タル信号を９０゜異なる位相に変換して第３・第４フイ
ルタ信号として出力する一対の異相デジタルフイルタ手
段と、これ等の第１・第３フイルタ信号の比率と第２・
第４フイルタ信号の比率とを演算して各比率から第１・
第２位相を演算する一対の位相演算手段と、前記第１位
相と前記第２位相との差分を演算して前記質量流量に対
応する位相差信号を出力する位相差演算手段とを具備す
るようにしたものである。
【００１７】
【作 用】アナログ／デジタル変換器は、測定チューブ
の中央に対して上下流で得られる一対の各コリオリ信号
を各デジタル信号に変換する。一対の同相デジタルフイ
ルタ手段は、この各デジタル信号を同一位相でフイルタ
リングして各々第１・第２フイルタ信号として出力す
る。また、一対の異相デジタルフイルタ手段は、先の各
デジタル信号を９０°異なる位相に変換して第３・第４
フイルタ信号として出力する。
の中央に対して上下流で得られる一対の各コリオリ信号
を各デジタル信号に変換する。一対の同相デジタルフイ
ルタ手段は、この各デジタル信号を同一位相でフイルタ
リングして各々第１・第２フイルタ信号として出力す
る。また、一対の異相デジタルフイルタ手段は、先の各
デジタル信号を９０°異なる位相に変換して第３・第４
フイルタ信号として出力する。
【００１８】さらに、一対の位相演算手段は、これ等の
第１・第３フイルタ信号の比率と第２・第４フイルタ信
号の比率とを演算して各比率から第１・第２位相を演算
する。そして、位相差演算手段は先の第１位相と先の第
２位相との差分を演算して先の質量流量に対応する位相
差信号を出力する。
第１・第３フイルタ信号の比率と第２・第４フイルタ信
号の比率とを演算して各比率から第１・第２位相を演算
する。そして、位相差演算手段は先の第１位相と先の第
２位相との差分を演算して先の質量流量に対応する位相
差信号を出力する。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図、図２は図１に示すデジタルフイルタの構成を示す構
成図である。なお、図３に示す従来のコリオリ質量流量
計と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図、図２は図１に示すデジタルフイルタの構成を示す構
成図である。なお、図３に示す従来のコリオリ質量流量
計と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適
宜にその説明を省略する。
【００２０】図１に示すセンサ部ＳＮＳは、図３に示す
センサ部の構成と同様に測定チューブ１、支持部材２、
３、加振器４、センサ５Ａ、５Ｂ、温度センサ６などに
より構成されている。
センサ部の構成と同様に測定チューブ１、支持部材２、
３、加振器４、センサ５Ａ、５Ｂ、温度センサ６などに
より構成されている。
【００２１】次に、このセンサ部ＳＮＳから出力される
信号を処理する変換部ＴＲ２について説明する。クロッ
ク信号発振器１７は測定チューブ１の振動とは関係なし
に、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号ＴC
を生成する。
信号を処理する変換部ＴＲ２について説明する。クロッ
ク信号発振器１７は測定チューブ１の振動とは関係なし
に、所定のサンプリング周期を持つタイミング信号ＴC
を生成する。
【００２２】一方、変位信号ＳAは、例えばＡ・ＳＩＮ
(ωｔ0)なる形でトラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回
路１８に出力され、ここでサンプリングの時点を決める
タイミング信号ＴCにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ａは振
幅、ωは角周波数、ｔ0は任意の時点を示す。
(ωｔ0)なる形でトラッンアンドホールド（Ｔ＆Ｈ）回
路１８に出力され、ここでサンプリングの時点を決める
タイミング信号ＴCにより変位信号ＳAの各周期のＮ個の
時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、Ａは振
幅、ωは角周波数、ｔ0は任意の時点を示す。
【００２３】ホールドされた変位信号ＳAはアナログ／
デジタル変換器１９に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤA2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。
デジタル変換器１９に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤA2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２０に出力される。
【００２４】ローパスフイルタ（ＬＰＦ）２０は、測定
チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去
して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２
１Ａにデジタル信号ＤA3として出力する。ＦＩＲとは、
Finite Impulse Responseの略であり、その構成につい
ては後述する。
チューブの振動周波数付近よりも高い周波数成分を除去
して、デジタルフイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２
１Ａにデジタル信号ＤA3として出力する。ＦＩＲとは、
Finite Impulse Responseの略であり、その構成につい
ては後述する。
【００２５】ＦＩＲフイルタ２１Ａは、入力信号と同相
の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、そ
の出力端には基本的にＡ・ＳＩＮ(ωｔ0)なる形のデジタ
ル信号ＤA4を出力する。
の出力信号に変換する同相デジタルフイルタであり、そ
の出力端には基本的にＡ・ＳＩＮ(ωｔ0)なる形のデジタ
ル信号ＤA4を出力する。
【００２６】また、デジタル信号ＤA3は同様にデジタル
フイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ｂに出力され
る。このＦＩＲフイルタ２１Ｂの構成についても後述す
るが、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換す
る異相デジタルフイルタであり、基本的にＡ・ＣＯＳ(ω
ｔ0)なる形のデジタル信号ＤA5を出力する。そして、こ
れ等のＦＩＲフイルタ２１ＡとＦＩＲフイルタ２１Ｂで
ヒルベルト変換器２１を構成する。
フイルタの１種であるＦＩＲフイルタ２１Ｂに出力され
る。このＦＩＲフイルタ２１Ｂの構成についても後述す
るが、入力信号と９０°異なる位相の出力信号に変換す
る異相デジタルフイルタであり、基本的にＡ・ＣＯＳ(ω
ｔ0)なる形のデジタル信号ＤA5を出力する。そして、こ
れ等のＦＩＲフイルタ２１ＡとＦＩＲフイルタ２１Ｂで
ヒルベルト変換器２１を構成する。
【００２７】位相演算器２３は、デジタル信号ＤA4とデ
ジタル信号ＤA5との比率［Ａ・ＳＩＮ(ωｔ0)／Ａ・ＣＯ
Ｓ(ωｔ0)＝ｔａｎ(ωｔ0)］を演算し、そのtan-1を演
算して位相信号θA2（＝ωｔ0）を算定する。
ジタル信号ＤA5との比率［Ａ・ＳＩＮ(ωｔ0)／Ａ・ＣＯ
Ｓ(ωｔ0)＝ｔａｎ(ωｔ0)］を演算し、そのtan-1を演
算して位相信号θA2（＝ωｔ0）を算定する。
【００２８】この算定に当たって、位相信号θA2の値が
９０°近くになる比率（ＤA4／ＤA5）のときは、精度良
く演算できないので、得られた位相信号θA2が９０°に
近いときは、この値を平均値の計算に用いない配慮は必
要である。
９０°近くになる比率（ＤA4／ＤA5）のときは、精度良
く演算できないので、得られた位相信号θA2が９０°に
近いときは、この値を平均値の計算に用いない配慮は必
要である。
【００２９】また、変位信号ＳBは、例えばＢ・ＳＩＮ
(ωｔ0＋ΔΦ)なる形でトラッンアンドホールド（Ｔ＆
Ｈ）回路２４に出力され、ここでサンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCにより変位信号ＳBの各周期の
Ｎ個の時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、
Ｂは振幅、ΔΦは時点ｔ0における変位信号ＳAに対する
位相差を示す。
(ωｔ0＋ΔΦ)なる形でトラッンアンドホールド（Ｔ＆
Ｈ）回路２４に出力され、ここでサンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCにより変位信号ＳBの各周期の
Ｎ個の時点で順次サンプル／ホールドされる。ここで、
Ｂは振幅、ΔΦは時点ｔ0における変位信号ＳAに対する
位相差を示す。
【００３０】ホールドされた変位信号ＳBはアナログ／
デジタル変換器２５に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤB2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。このローパス
フイルタ２６はローパスフイルタ２０と同一の構成であ
り、ゲイン特性および群遅延特性なども共通に選定して
おく。
デジタル変換器２５に出力され、ここで順次デジタル信
号ＤB2に変換されて、デジタル形式で処理されるローパ
スフイルタ（ＬＰＦ）２６に出力される。このローパス
フイルタ２６はローパスフイルタ２０と同一の構成であ
り、ゲイン特性および群遅延特性なども共通に選定して
おく。
【００３１】ローパスフイルタ２６は、ローパスフイル
タ２０と同様に、測定チューブの振動周波数付近よりも
高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種で
あるＦＩＲフイルタ２７にデジタル信号ＤB3として出力
する。
タ２０と同様に、測定チューブの振動周波数付近よりも
高い周波数成分を除去して、デジタルフイルタの１種で
あるＦＩＲフイルタ２７にデジタル信号ＤB3として出力
する。
【００３２】ＦＩＲフイルタ２７Ａは、ＦＩＲフイルタ
２１Ａと同様に、入力信号と同相の出力信号に変換する
同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的に
Ｂ・ＳＩＮ(ωｔ0＋ΔΦ)なる形のデジタル信号ＤB4を出
力する。
２１Ａと同様に、入力信号と同相の出力信号に変換する
同相デジタルフイルタであり、その出力端には基本的に
Ｂ・ＳＩＮ(ωｔ0＋ΔΦ)なる形のデジタル信号ＤB4を出
力する。
【００３３】また、デジタル信号ＤB3はデジタルフイル
タの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ｂに出力される。こ
のＦＩＲフイルタ２７Ｂは、入力信号と９０°異なる位
相の出力信号に変換する異相デジタルフイルタであり、
基本的にＢ・ＣＯＳ(ωｔ0＋ΔΦ)なる形のデジタル信号
ＤB5を出力する。そして、これ等のＦＩＲフイルタ２７
ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂとでヒルベルト変換器２７を
構成している。
タの１種であるＦＩＲフイルタ２７Ｂに出力される。こ
のＦＩＲフイルタ２７Ｂは、入力信号と９０°異なる位
相の出力信号に変換する異相デジタルフイルタであり、
基本的にＢ・ＣＯＳ(ωｔ0＋ΔΦ)なる形のデジタル信号
ＤB5を出力する。そして、これ等のＦＩＲフイルタ２７
ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂとでヒルベルト変換器２７を
構成している。
【００３４】位相演算器２９は、デジタル信号ＤB4とデ
ジタル信号ＤB5との比率［Ｂ・ＳＩＮ(ωｔ0＋ΔΦ)／Ａ
・ＣＯＳ(ωｔ0＋ΔΦ)＝Ｔａｎ(ωｔ0＋ΔΦ)］を演算
し、そのtan-1を演算して位相信号θB2（＝ωｔ0＋Δ
Φ）を算定する。
ジタル信号ＤB5との比率［Ｂ・ＳＩＮ(ωｔ0＋ΔΦ)／Ａ
・ＣＯＳ(ωｔ0＋ΔΦ)＝Ｔａｎ(ωｔ0＋ΔΦ)］を演算
し、そのtan-1を演算して位相信号θB2（＝ωｔ0＋Δ
Φ）を算定する。
【００３５】位相差演算回路３０は位相演算器２３から
順次出力される位相信号θA2と、位相演算器２９から順
次出力される位相信号θB2との差（＝ΔΦ）を演算して
位相差信号θ2として順次出力する。この位相差信号θ2
は被測定流体の質量流量に比例することとなる。
順次出力される位相信号θA2と、位相演算器２９から順
次出力される位相信号θB2との差（＝ΔΦ）を演算して
位相差信号θ2として順次出力する。この位相差信号θ2
は被測定流体の質量流量に比例することとなる。
【００３６】時間遅れ要素３２は位相演算器２３から出
力される位相信号θA2（＝ωｔ0）をサンプル周期Ｔだ
け遅らされて出力する。したがって、時刻ｔ0において
は、１サンプル点手前の位相信号θA2´（＝ωｔ-1、ｔ
-1は１つ前のサンプリング時点）が周波数演算器３３に
出力される。
力される位相信号θA2（＝ωｔ0）をサンプル周期Ｔだ
け遅らされて出力する。したがって、時刻ｔ0において
は、１サンプル点手前の位相信号θA2´（＝ωｔ-1、ｔ
-1は１つ前のサンプリング時点）が周波数演算器３３に
出力される。
【００３７】周波数演算器３３はこれらの位相信号θA2
とθA2´との差を２πＴで割算する演算［（ωｔ0−ω
ｔ-1）／２πＴ＝ｆC］を行い、時点ｔ0における加振周
波数ｆCを求める。これを平均化回路３４で多数のサン
プリング点で求めた加振周波数ｆCの平均の加振周波数
ｆC´として出力する。
とθA2´との差を２πＴで割算する演算［（ωｔ0−ω
ｔ-1）／２πＴ＝ｆC］を行い、時点ｔ0における加振周
波数ｆCを求める。これを平均化回路３４で多数のサン
プリング点で求めた加振周波数ｆCの平均の加振周波数
ｆC´として出力する。
【００３８】また、励振回路３５には変位信号ＳAが入
力され、この変位信号ＳAに対応する加振電圧を加振器
４に出力し、加振器４を例えば正弦波状に駆動する。一
方、温度センサ６からは、温度信号ＳT1がトラックアン
ドホールド回路３７に出力され、サンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCによりホールドされた多数の
温度信号は、アナログ／デジタル変換器３８でデジタル
信号に変換されて平均化回路３９に出力され、ここで平
均されて温度信号ＳT2として出力される。
力され、この変位信号ＳAに対応する加振電圧を加振器
４に出力し、加振器４を例えば正弦波状に駆動する。一
方、温度センサ６からは、温度信号ＳT1がトラックアン
ドホールド回路３７に出力され、サンプリングの時点を
決めるタイミング信号ＴCによりホールドされた多数の
温度信号は、アナログ／デジタル変換器３８でデジタル
信号に変換されて平均化回路３９に出力され、ここで平
均されて温度信号ＳT2として出力される。
【００３９】密度演算器４０は、加振周波数ｆC´と温
度信号ＳT2とが入力されて被測定流体の密度の演算が次
式に基づいて演算される。基準温度において、被測定流
体が測定チューブ１に充満している状態の共振周波数を
ｆV、測定チューブ１が空の状態の共振周波数をｆ0、Ｋ
1、Ｋ2を定数とすると、密度信号Ｄは ｆV＝ｆC´＋Ｋ1・ＳT2 （１） Ｄ＝Ｋ2（ｆ0 2−ｆV 2）／ｆV 2 （２） として求められる。
度信号ＳT2とが入力されて被測定流体の密度の演算が次
式に基づいて演算される。基準温度において、被測定流
体が測定チューブ１に充満している状態の共振周波数を
ｆV、測定チューブ１が空の状態の共振周波数をｆ0、Ｋ
1、Ｋ2を定数とすると、密度信号Ｄは ｆV＝ｆC´＋Ｋ1・ＳT2 （１） Ｄ＝Ｋ2（ｆ0 2−ｆV 2）／ｆV 2 （２） として求められる。
【００４０】質量流量演算器４１は、密度信号Ｄ、加振
周波数ｆC´、位相差信号θ2（＝ΔΦ）、温度信号ＳT2
とが入力されて、次式に基づき質量流量ＱMが演算され
る。 ＱM＝ｆ（ＳT2）・ｆ（Ｄ）・ｔａｎθ2／ｆC´
（３） ただし、ｆ（ＳT2）は温度の補正項、ｆ（Ｄ）は密度の
補正項である。
周波数ｆC´、位相差信号θ2（＝ΔΦ）、温度信号ＳT2
とが入力されて、次式に基づき質量流量ＱMが演算され
る。 ＱM＝ｆ（ＳT2）・ｆ（Ｄ）・ｔａｎθ2／ｆC´
（３） ただし、ｆ（ＳT2）は温度の補正項、ｆ（Ｄ）は密度の
補正項である。
【００４１】なお、図１におけるＦＩＲフイルタ２１
Ａ、２７Ａ、およびＦＩＲフイルタ２７Ａ、２７Ｂなど
のデジタルフイルタの具体的構成を図２に示す。ここで
ｘ［ｔ n］は、サンプリング時点ｔnにおけるデジタル信
号ＤA3、ＤB3を、ｙ［ｔn］はサンプリング時点ｔnにお
けるデジタル信号ＤA4、ＤA5とＤB4、ＤB5をそれぞれ代
表するものとして説明する。
Ａ、２７Ａ、およびＦＩＲフイルタ２７Ａ、２７Ｂなど
のデジタルフイルタの具体的構成を図２に示す。ここで
ｘ［ｔ n］は、サンプリング時点ｔnにおけるデジタル信
号ＤA3、ＤB3を、ｙ［ｔn］はサンプリング時点ｔnにお
けるデジタル信号ＤA4、ＤA5とＤB4、ＤB5をそれぞれ代
表するものとして説明する。
【００４２】ｚ-1で示されるのは、サンプリング周期Ｔ
に相当する遅延器４２であり、これらの遅延器４２がカ
スケードに接続され、それぞれサンプリング周期Ｔ分だ
け遅延されてｘ［ｔ−１］、ｘ［ｔ−２］、……、ｘ
［ｔ−Ｎ］の値がその出力端に得られている。
に相当する遅延器４２であり、これらの遅延器４２がカ
スケードに接続され、それぞれサンプリング周期Ｔ分だ
け遅延されてｘ［ｔ−１］、ｘ［ｔ−２］、……、ｘ
［ｔ−Ｎ］の値がその出力端に得られている。
【００４３】また、ｘ［ｔn］は乗算器係数ｈ0を持つ乗
算器４３Ａを介して、ｘ［ｔ−１］は乗算器係数ｈ1を
持つ乗算器４３Ｂを介して、ｘ［ｔ−２］は乗算器係数
ｈ2を持つ乗算器４３Ｃを介して、……ｘ［ｔ−Ｎ］は乗
算器係数ｈNを持つ乗算器４３Ｎを介してそれぞれ加算
器４４に出力され、これらが加算されてその出力端にｙ
［ｔn］を得る。
算器４３Ａを介して、ｘ［ｔ−１］は乗算器係数ｈ1を
持つ乗算器４３Ｂを介して、ｘ［ｔ−２］は乗算器係数
ｈ2を持つ乗算器４３Ｃを介して、……ｘ［ｔ−Ｎ］は乗
算器係数ｈNを持つ乗算器４３Ｎを介してそれぞれ加算
器４４に出力され、これらが加算されてその出力端にｙ
［ｔn］を得る。
【００４４】ここで、各乗算器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、…
…、ｈNを任意に選択することにより、ｘ［ｔn］に対し
てｙ［ｔn］を同相の形で出力させることも、９０°位
相を異ならせて出力させることも、或いは任意の周波数
特性を持たせることもできる。
…、ｈNを任意に選択することにより、ｘ［ｔn］に対し
てｙ［ｔn］を同相の形で出力させることも、９０°位
相を異ならせて出力させることも、或いは任意の周波数
特性を持たせることもできる。
【００４５】具体的には、ＦＩＲフイルタ２１Ａと２１
Ｂは、測定チューブ１の振動周波数の付近のみを通過さ
せるような共通のゲイン特性にするが、通過周波数帯域
における群遅延特性はＦＩＲフイルタ２１ＡよりもＦＩ
Ｒフイルタ２１Ｂの方が９０゜位相が進むように各乗算
器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、……、ｈNを設定する。この関係
は、ＦＩＲフイルタ２７ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂの関
係においても同様である。
Ｂは、測定チューブ１の振動周波数の付近のみを通過さ
せるような共通のゲイン特性にするが、通過周波数帯域
における群遅延特性はＦＩＲフイルタ２１ＡよりもＦＩ
Ｒフイルタ２１Ｂの方が９０゜位相が進むように各乗算
器係数ｈ0、ｈ1、ｈ2、……、ｈNを設定する。この関係
は、ＦＩＲフイルタ２７ＡとＦＩＲフイルタ２７Ｂの関
係においても同様である。
【００４６】なお、図１に示す実施例では、デスクリー
トな回路素子を用いて実現する形として説明したが、ア
ナログ／デジタル変換器１９、２５、３８以降の信号処
理については、マイクロプロセッサ、メモリなどを用い
たソフトウエア演算処理により各ブロックでの機能を順
次実行させ、質量流量信号を得ることができる。
トな回路素子を用いて実現する形として説明したが、ア
ナログ／デジタル変換器１９、２５、３８以降の信号処
理については、マイクロプロセッサ、メモリなどを用い
たソフトウエア演算処理により各ブロックでの機能を順
次実行させ、質量流量信号を得ることができる。
【００４７】また、図１に示す実施例では励振回路３５
の入力信号として変位信号ＳAを用いたが、これは変位
信号ＳBを用いても良い。さらに、図１に示す実施例で
はアナログ／デジタル変換器１９、２５、３８は別個の
変換器として説明したが、これは多入力１出力のマルチ
プレクサを用いれば１個のアナログ／デジタル変換器で
構成することができる。
の入力信号として変位信号ＳAを用いたが、これは変位
信号ＳBを用いても良い。さらに、図１に示す実施例で
はアナログ／デジタル変換器１９、２５、３８は別個の
変換器として説明したが、これは多入力１出力のマルチ
プレクサを用いれば１個のアナログ／デジタル変換器で
構成することができる。
【００４８】図１に示す実施例に使用されるセンサ部Ｓ
ＮＳは、図３に示す直管状の測定チューブとして説明し
たが、この形状に限らず、例えば、Ｕ字管状など他の形
状のものにも適用することができる。
ＮＳは、図３に示す直管状の測定チューブとして説明し
たが、この形状に限らず、例えば、Ｕ字管状など他の形
状のものにも適用することができる。
【００４９】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに、特許請求の範囲第１項に記載された発明によれ
ば、被測定流体の密度、温度などにより変動する振動周
波数とは無関係な固定のサンプリング周期で信号をサン
プリングするので、従来のようにタイミング生成回路を
必要とせず、簡単な構成で、しかも測定値に変動が生じ
ない精度の良い出力が得られる。
うに、特許請求の範囲第１項に記載された発明によれ
ば、被測定流体の密度、温度などにより変動する振動周
波数とは無関係な固定のサンプリング周期で信号をサン
プリングするので、従来のようにタイミング生成回路を
必要とせず、簡単な構成で、しかも測定値に変動が生じ
ない精度の良い出力が得られる。
【００５０】第２項に記載された発明によれば、同相デ
ジタルフイルタと異相デジタルフイルタとして有限イン
パルス応答フイルタを用いたので、温度変動や位相歪を
起こさずに精度良く位相差及び振動周波数を求めること
ができ、ひいては精度の良い質量流量を得ることができ
る。
ジタルフイルタと異相デジタルフイルタとして有限イン
パルス応答フイルタを用いたので、温度変動や位相歪を
起こさずに精度良く位相差及び振動周波数を求めること
ができ、ひいては精度の良い質量流量を得ることができ
る。
【００５１】第３項に記載された発明によれば、有限イ
ンパルス応答フイルタとヒルベルト変換フイルタとにバ
ンドパス特性を持たせる構成としたので、測定チューブ
の振動周波数の近傍のみの信号を通過させることがで
き、不要な信号成分を取り除くことができる。
ンパルス応答フイルタとヒルベルト変換フイルタとにバ
ンドパス特性を持たせる構成としたので、測定チューブ
の振動周波数の近傍のみの信号を通過させることがで
き、不要な信号成分を取り除くことができる。
【００５２】第４項に記載された発明によれば、アナロ
グ／デジタル変換器の後段に、各々一対のローパスフイ
ルタを設け、この各出力を各デジタル信号として用いる
ようにしたので、予め信号の周波数帯域を制限しておく
ことができ、後段のＦＩＲフイルタでの信号処理を簡単
にすることができる。
グ／デジタル変換器の後段に、各々一対のローパスフイ
ルタを設け、この各出力を各デジタル信号として用いる
ようにしたので、予め信号の周波数帯域を制限しておく
ことができ、後段のＦＩＲフイルタでの信号処理を簡単
にすることができる。
【００５３】第５項に記載された発明によれば、第１或
いは第２位相において、所定の時間差で測定された位相
差をこの時間差で割ることにより求められた測定チュー
ブの振動周波数と、被測定流体の温度に関連して測定さ
れた温度信号とを用いて、位相差信号に対して周波数補
正と温度補正とを行う補正手段を有する構成したので、
温度或いは振動周波数の影響を低減することができる。
いは第２位相において、所定の時間差で測定された位相
差をこの時間差で割ることにより求められた測定チュー
ブの振動周波数と、被測定流体の温度に関連して測定さ
れた温度信号とを用いて、位相差信号に対して周波数補
正と温度補正とを行う補正手段を有する構成したので、
温度或いは振動周波数の影響を低減することができる。
【００５４】第６項に記載された発明によれば、多数の
サンプリング点において得られた位相差の平均値を第１
平均値演算手段で演算するに際し、第１或いは第２位相
が±９０°に近くなるときは平均値演算手段での演算か
ら省くようにしたので、演算による誤差が除去された正
確な位相差を求めることができる。
サンプリング点において得られた位相差の平均値を第１
平均値演算手段で演算するに際し、第１或いは第２位相
が±９０°に近くなるときは平均値演算手段での演算か
ら省くようにしたので、演算による誤差が除去された正
確な位相差を求めることができる。
【００５５】第７項に記載された発明によれば、多数の
サンプリング点において得られた振動周波数の平均値を
第２平均値演算手段で演算するに際し、第１或いは第２
位相が±９０°に近くなるときは前記平均値演算手段で
の演算から省くようにしたので、演算による誤差が除去
された安定な振動周波数を求めることができる。
サンプリング点において得られた振動周波数の平均値を
第２平均値演算手段で演算するに際し、第１或いは第２
位相が±９０°に近くなるときは前記平均値演算手段で
の演算から省くようにしたので、演算による誤差が除去
された安定な振動周波数を求めることができる。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示すデジタルフイルタの構成を示す構成
図である。
図である。
【図３】コリオリ質量流量計のセンサ部の構成を示す構
成図である。
成図である。
【図４】図３に示すセンサ部の動作を説明する動作説明
図である。
図である。
【図５】図３に示すセンサ部と組合せて信号処理をする
変換部を含む全体構成を示すブロック図である。
変換部を含む全体構成を示すブロック図である。
１ 測定チューブ ２、３ 支持部材 ４ 加振器 ５Ａ、５Ｂ センサ ６ 温度センサ ７ 周波数測定回路 ８ タイミング生成回路 ９、１２、１８、２４、３７ トラッンアンドホールド
回路 １１、１４ デスクリートフーリエ変換回路 １５ 位相差演算回路 １６、３５ 励振回路 １７ クロック信号発振器 ２０、２６ ローパスフイルタ ２１Ａ、２１Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ ＦＩＲフイルタ ２１、２７ ヒルベルト変換器 ２３、２９ 位相演算器 ３０ 位相差演算回路 ３２ 時間遅れ要素 ３３ 位相演算器 ４０ 密度演算器 ４１ 質量流量演算器
回路 １１、１４ デスクリートフーリエ変換回路 １５ 位相差演算回路 １６、３５ 励振回路 １７ クロック信号発振器 ２０、２６ ローパスフイルタ ２１Ａ、２１Ｂ、２７Ａ、２７Ｂ ＦＩＲフイルタ ２１、２７ ヒルベルト変換器 ２３、２９ 位相演算器 ３０ 位相差演算回路 ３２ 時間遅れ要素 ３３ 位相演算器 ４０ 密度演算器 ４１ 質量流量演算器
フロントページの続き (72)発明者 大沢 紀和 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 (72)発明者 筒井 弘英 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横 河電機株式会社内 審査官 飯野 茂 (56)参考文献 特開 昭63−158420（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−505506（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01F 1/84
Claims (7)
- 【請求項１】両端が固定されている測定チューブ内に被
測定流体を流し励振装置により前記測定チューブを所定
モードで振動させ前記測定チューブの中央に対して上下
流で得られる一対の変位信号を用いて質量流量を測定す
るコリオリ質量流量計において、前記測定チューブの振
動とは関係のない所定のサンプリング周期を持つタイミ
ング信号を生成するクロック信号発振器と、前記各変位
信号を各デジタル信号に変換するアナログ／デジタル変
換器と、前記各変位信号に対応する各デジタル信号を同
一位相でフイルタリングして各々第１・第２フイルタ信
号として出力する一対の同相デジタルフイルタ手段と、
前記各変位信号に対応する前記各デジタル信号を９０゜
異なる位相に変換して第３・第４フイルタ信号として出
力する一対の異相デジタルフイルタ手段と、これ等の第
１・第３フイルタ信号の比率と第２・第４フイルタ信号
の比率とを演算して各比率から第１・第２位相を演算す
る一対の位相演算手段と、前記第１位相と前記第２位相
との差分を演算して前記質量流量に対応する位相差信号
を出力する位相差演算手段とを具備することを特徴とす
るコリオリ質量流量計。 - 【請求項２】前記変位信号を対応するデジタル信号とし
て入力する前記同相デジタルフイルタ手段と異相デジタ
ルフイルタ手段に有限インパルス応答フイルタを用いヒ
ルベルト変換器を構成したことを特徴とする請求項１記
載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項３】前記有限インパルス応答フイルタに、前記
測定チューブの振動周波数の付近のみを通過させるよう
な共通のゲイン特性とするバンドパス特性を持たせたこ
とを特徴とする請求項２記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項４】前記アナログ／デジタル変換器の後段に、
一対のローパスフイルタ手段を設け、この各出力を前記
各デジタル信号として前記同相デジタルフイルタ手段ま
たは前記異相デジタルフイルタ手段に入力することを特
徴とする請求項１記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項５】前記第１或いは第２位相において、所定の
時間差で測定された位相差をこの時間差で割ることによ
り求められた前記測定チューブの振動周波数と、前記被
測定流体の温度に関連して測定された温度信号とを用い
て、被測定流体の密度信号を演算し、更に、前記位相
差、前記振動周波数、前記密度信号及び前記温度信号よ
り被測定流体の質量流量を演算する演算器を具備するこ
とを特徴とする請求項１記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項６】多数のサンプリング点において得られた前
記位相差の平均値を第１平均値演算手段で演算するに際
し、前記第１或いは第２位相が±９０゜に近くなるとき
は前記平均値演算手段での演算から省くことを特徴とす
る請求項１記載のコリオリ質量流量計。 - 【請求項７】多数のサンプリング点において得られた前
記振動周波数の平均値を第２平均値演算手段で演算する
に際し、前記第１或いは第２位相が±９０゜に近くなる
ときは前記平均値演算手段での演算から省くことを特徴
とする請求項５記載のコリオリ質量流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32696093A JP3200827B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | コリオリ質量流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32696093A JP3200827B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | コリオリ質量流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07181069A JPH07181069A (ja) | 1995-07-18 |
| JP3200827B2 true JP3200827B2 (ja) | 2001-08-20 |
Family
ID=18193713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32696093A Expired - Fee Related JP3200827B2 (ja) | 1993-12-24 | 1993-12-24 | コリオリ質量流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3200827B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011196928A (ja) * | 2010-03-23 | 2011-10-06 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ流量計 |
| JP2012098236A (ja) * | 2010-11-05 | 2012-05-24 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ質量流量計 |
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|---|---|---|---|---|
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| US7974792B2 (en) * | 2005-03-29 | 2011-07-05 | Micro Motion, Inc. | Meter electronics and methods for determining a liquid flow fraction in a gas flow material |
| JP4977131B2 (ja) | 2005-05-20 | 2012-07-18 | マイクロ・モーション・インコーポレーテッド | コリオリ流量計信号から多相流体の質量分率を迅速に決定するための計測器電子機器及び方法 |
| AR054760A1 (es) | 2005-05-20 | 2007-07-18 | Micro Motion Inc | Equipo de medicion electronico y metodos para determinar una fraccion de vacio de gas |
| EP1889013B1 (en) * | 2005-05-27 | 2020-01-08 | Micro Motion Incorporated | Meter electronics and method for detecting a flow anomaly in a flow material flowing through a flowmeter |
| JP4966306B2 (ja) * | 2005-08-18 | 2012-07-04 | マイクロ・モーション・インコーポレーテッド | 流量計における多相流体物質に対するセンサ信号を処理するための計測器電子機器及び方法 |
| KR101216649B1 (ko) * | 2005-10-18 | 2012-12-31 | 마이크로 모우션, 인코포레이티드 | 유량계의 제1 센서 신호와 제2 센서 신호 사이의 위상차를 결정하기 위한 방법 및 계측 전자장치 |
| JP2010203921A (ja) * | 2009-03-03 | 2010-09-16 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ質量流量計 |
| JP5549842B2 (ja) * | 2009-09-15 | 2014-07-16 | 横河電機株式会社 | コリオリ流量計および周波数測定方法 |
| JP4911219B2 (ja) | 2009-11-10 | 2012-04-04 | 横河電機株式会社 | コリオリ質量流量計 |
| JP5152538B2 (ja) | 2010-10-21 | 2013-02-27 | 横河電機株式会社 | コリオリ質量流量計 |
| CN112964322B (zh) * | 2021-02-06 | 2023-12-26 | 沃威仪器(珠海)有限公司 | 一种热式质量流量新型测定装置 |
-
1993
- 1993-12-24 JP JP32696093A patent/JP3200827B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011196928A (ja) * | 2010-03-23 | 2011-10-06 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ流量計 |
| JP2012098236A (ja) * | 2010-11-05 | 2012-05-24 | Yokogawa Electric Corp | コリオリ質量流量計 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07181069A (ja) | 1995-07-18 |
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