JP5446895B2 - アンプ - Google Patents
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Description
Vout=(R1+R2)/R2*Vref・・・(1)
となる。例えば、Vref=0.5V(図示せず)のときに、R1=4000KΩ、R2=2000KΩとすると、Vout=1.5Vになる。この場合、最低動作電圧とVoutが共に1.5Vになる。
第1のアンプ・・・VdsM4+VdsM1+VdsM3 ・・・(2)
第2のアンプ・・・VdsM6+Vref+(R2/R1)*Vref・・・(3)
(2)式及び(3)式の第1項は、同じP型トランジスタを使用しているので同一の値となる。したがって第2項と第3項の和の大小により第1のアンプと第2のアンプの最低動作電圧の大小が決まる。
1.構成
図1は本発明の第1の実施形態に係るアンプの回路図である。本実施形態のアンプは、N型電界効果トランジスタ(以下「N型トランジスタ」という)M1〜M3、及びP型電界効果トランジスタ(以下「P型トランジスタ」という)M4とM5で構成される第1のアンプと、P型トランジスタM6と抵抗R1,R2で構成される第2のアンプと、スイッチ用のN型トランジスタM7から構成されている。
この回路では、従来例と同じように、例えばVref=0.5Vで、R1=1000KΩ、R2=2000KΩとした場合、まず第2のアンプが立ち上がり、その後第1のアンプが動作し始める。また、このとき、基準電圧Vrefの0.5Vが、N型トランジスタM1,M3,M7の各ゲートに与えられる。このように、基準電圧Vrefの0.5Vが与えられ、第2のアンプが動作しているものの第1のアンプが動作していない状態(図15の電源電圧Vccが0.7V〜1.0Vの期間)では、電源電圧Vccを上昇させていくと、電源(Vcc)→N型トランジスタM7→N型トランジスタM1→N型トランジスタM3のパスで電流が流れるとともに、出力200の電圧は基準電圧Vref−N型トランジスタM7の閾値電圧VthM7まで上昇する。
次に第2の実施の形態について説明する。第2の実施の形態のアンプの回路は、前述した図13と同じである。しかし、各P型トランジスタM4,M5,M6の閾値電圧VthM4,VthM5,VthM6を、VthM4<VthM6、及びVthM5<VthM6になるように設定している。このように各閾値電圧を設定することにより、第1のアンプ及び第2のアンプの最低動作電圧を、第1のアンプの最低動作電圧<第2のアンプの最低動作電圧として、ツノの発生を抑えることができる。図4は、電源電圧Vccと出力電圧Voutとの関係を、閾値電圧VthM4,VthM5と閾値電圧VthM6との差電圧を変化させてあらわした図である。この図4に示すように、閾値電圧Vthの差が0.3Vあれば、ツノが発生しないことがわかる。なお、このように閾値電圧の異なる2種類のP型トランジスタを製造する方法としては、2種類のチャンネルドープを用いる方法や、チャンネルドープは1種類であるがゲートの濃度をM4、M5よりM6の方を1桁程度薄くする方法などがある。
次に第3の実施の形態について説明する。第3の実施の形態のアンプの回路は、前述した図13と同じである。しかし、第3の実施の形態においては、出力200の立ち上がりが従来のものよりも早くなるように、P型トランジスタM4、M5の電流供給量を増やし、N型トランジスタM3の電流を引く能力を弱めている。具体的には、従来よりも、P型トランジスタM4、M5に関して、閾値電圧VthM4、VthM5を低くしかつトランジスタサイズを大きくすると共に、N型トランジスタM3に関して、閾値電圧VthM3を高くしかつトランジスタサイズを小さくし、電源投入時の動作スタート電圧が第1のアンプよりも第2のアンプの方が大きくなるようにした。図5にこのように調整した結果を示す。この調整においては、一例としてP型トランジスタM4、M5のトランジスタサイズを従来のものの2倍に、N型トランジスタM3のトランジスタサイズを従来のものの半分にした。これにより、ツノが低減されていることがわかる。また、トランジスタサイズを上述のように大きくした上で、さらに、P型トランジスタM4、M5の閾値電圧Vthを従来よりも0.1V低く、M3の閾値電圧Vthを従来よりも0.1V高くし、電源投入時の動作スタート電圧が第1のアンプよりも第2のアンプの方が大きくなるようにした。これにより、ツノが無くなったことがわかる。なお、具体的数値を一例として挙げておくと、従来において、P型トランジスタM4、M5のトランジスタサイズW/Lが20/5、閾値電圧Vthが−0.64V、N型トランジスタM3のトランジスタサイズW/Lが10/20、閾値電圧Vthが0.24Vである場合、本実施形態では、P型トランジスタM4、M5のトランジスタサイズW/Lを40/5と従来の2倍に大きくし、閾値電圧Vthを−0.54Vと従来よりも0.1V低くし、N型トランジスタM3のトランジスタサイズW/Lを10/40と従来の半分にし、閾値電圧Vthを0.34Vと従来よりも0.1V高くする。
次に第4の実施の形態について説明する。第4の実施の形態のアンプの回路は、前述した図13と同じである。しかし、第4の実施の形態においては、前述の(2)式のVdsM1を小さくして、第1のアンプの最低動作電圧を小さくしている。具体的には、例えばVref=0.5Vに対してVthM1=0.45Vに設定することにより、Vref−VthM1を0V近傍に設定している。換言すれば、N型トランジスタM1のソースドレイン間電圧が0V近傍で動作するようにしている。なお、Vref−VthM1が負、すなわちM1をサブスレッショルド領域で動作させても良い。図6に、Vref−VthM1を0.25V、0.05V、−0.05Vに設定したときの出力電圧Voutの様子を示す。この図から、Vref−VthM1がほぼ0である0.05Vのときや、サブスレッショルド領域で動作させた−0.05Vの時はツノがなくなることがわかる。
次に、上記各実施形態において0.5Vという低電圧の基準電圧Vrefを発生させるための低電圧基準電圧発生回路について説明する。この低電圧基準電圧発生回路に必要な条件は、第1の実施形態で説明したように第1のアンプや第2のアンプが動作する前にN型トランジスタM1、M3、M7のゲートに基準電圧Vrefを入力する必要があるので、これら回路群の中で最も最低動作電圧が低いことである。
Id=KM8×(VgsM8−VthM8)2=KM9×(VgsM9−VthM9)2
なお、KM8はN型トランジスタM8の導電係数、KM9はN型トランジスタM9の導電係数、VgsM8はN型トランジスタM8のゲート−ソース間電圧、VgsM9はN型トランジスタM9のゲート−ソース間電圧、VthM8はN型トランジスタM8の閾値電圧、VthM9はN型トランジスタM9の閾値電圧である。
ここで、VgsM8=−VgsM9である。したがって、
VgsM9=(−(KM8/KM9)1/2×VthM8+VthM9)
/((KM8/KM9)1/2+1)
導電係数KM8とKM9を等しくすると、
Vref=VgsM9=1/2(−VthM8+VthM9)・・・(4)
となり、N型トランジスタM8の閾値電圧VthM8とN型トランジスタM9の閾値電圧VthM9の差電圧の半分の電圧になる。
VdsM8=Vcc−Vref
VdsM9=Vref
となるため、電源電圧Vccの変動によって、両者のソース−ドレイン間電圧Vdsが変わり、基準電圧Vrefにも影響を与える。しかしながら、低電圧動作優先の回路であるからほとんど問題にならない。図11に、電源電圧Vccに対する基準電圧Vrefの変化量の特性を示す。この図に示すように例えばVcc=3Vのときに、基準電圧Vrefの変化量は約0.8mV、変動率は0.16%である。つまり、この基準電圧発生回路によれば、電源電圧Vccが変動しても、安定した基準電圧Vrefが得られる。
M3 N型トランジスタ(定電流源)
M4 P型トランジスタ(N型電界効果トランジスタのドレインと電源電圧との間に接続されたP型電界効果トランジスタ)
M6 P型トランジスタ(第2のアンプのP型電界効果トランジスタ)
M7 N型トランジスタ(スイッチ)
R1,R2 抵抗
Claims (5)
- 第1のアンプと、第1のアンプの出力が入力される第2のアンプとを含むアンプであって、
第1のアンプは、ゲートに基準電圧が入力されるN型電界効果トランジスタと、N型電界効果トランジスタのドレインと電源電圧との間に接続されたP型電界効果トランジスタと、N型電界効果トランジスタのソースと接地電圧との間に接続された定電流源とから構成されて、N型電界効果トランジスタのドレインとP型電界効果トランジスタとの接続部から出力し、
第2のアンプは電源電圧と接地電圧との間で直列に接続されたP型電界効果トランジスタと少なくとも1つ以上の抵抗から構成されて、P型電界効果トランジスタのゲートに第1のアンプの出力が入力されると共に、P型電界効果トランジスタと抵抗との接続部から出力電圧を出力し、
第1のアンプの出力と電源電圧の間に、ゲートに基準電圧が入力されるN型電界効果トランジスタでなるスイッチが設けられているとともに、第1のアンプのP型電界効果トランジスタの閾値電圧よりも第2のアンプのP型電界効果トランジスタの閾値電圧の方が大きく設定されていることを特徴とするアンプ。 - 請求項1記載のアンプにおいて、
第1のアンプのP型電界効果トランジスタのサイズ及び定電流源を構成するN型電界効果トランジスタのサイズ、または第1のアンプのP型電界効果トランジスタの閾値電圧及び定電流源を構成するN型電界効果トランジスタの閾値電圧が、電源投入時の動作スタート電圧が第1のアンプよりも第2のアンプの方が大きくなるように設定されていることを特徴とするアンプ。 - 請求項1記載のアンプにおいて、
第1のアンプのN型トランジスタのソース−ドレイン間電圧が0V近傍で動作することを特徴とするアンプ。 - 請求項3記載のアンプにおいて、
第1のアンプのN型トランジスタがサブスレッショルド領域で動作することを特徴とするアンプ。 - 請求項1〜4のいずれか1項に記載のアンプであって、
基準電圧を生成して供給する基準電圧発生回路をさらに備え、
前記基準電圧発生回路は、
高濃度N型ゲートを有する第1の電界効果トランジスタと高濃度P型ゲートを有する第2の電界効果トランジスタを電源電圧とグランドの間に直列に接続し、
第1の電界効果トランジスタと第2の電界効果トランジスタの基板電位はグランドと接続されており、
第1の電界効果トランジスタのゲートはグランドに接続されており、
第2の電界効果トランジスタのゲートは第1、第2の電界効果トランジスタの接続部と接続されており、第2の電界効果トランジスタのゲートに、この接続部から出力された基準電圧が入力されていることを特徴とするアンプ。
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