JP5194781B2 - 表示装置及びその駆動方法と電子機器 - Google Patents

Description

本発明は発光素子を画素に用いたアクティブマトリクス型の表示装置及びその駆動方法に関する。またこのような表示装置を備えた電子機器に関する。

発光素子として有機ＥＬデバイスを用いた平面自発光型の表示装置の開発が近年盛んになっている。有機ＥＬデバイスは有機薄膜に電界をかけると発光する現象を利用したデバイスである。有機ＥＬデバイスは印加電圧が１０Ｖ以下で駆動するため低消費電力である。また有機ＥＬデバイスは自ら光を発する自発光素子であるため、照明部材を必要とせず軽量化及び薄型化が容易である。さらに有機ＥＬデバイスの応答速度は数μｓ程度と非常に高速であるので、動画表示時の残像が発生しない。

有機ＥＬデバイスを画素に用いた平面自発光型の表示装置の中でも、とりわけ駆動素子として薄膜トランジスタを各画素に集積形成したアクティブマトリクス型の表示装置の開発が盛んである。アクティブマトリクス型平面自発光表示装置は、例えば以下の特許文献１ないし５に記載されている。
特開２００３−２５５８５６ 特開２００３−２７１０９５ 特開２００４−１３３２４０ 特開２００４−０２９７９１ 特開２００４−０９３６８２

図２８は従来のアクティブマトリクス型表示装置の一例を示す模式的な回路図である。表示装置は画素アレイ部１と周辺の駆動部とで構成されている。駆動部は信号ドライバ３とライトスキャナ４を備えている。画素アレイ部１は列状の信号線ＳＬと行状の走査線ＷＳを備えている。各信号線ＳＬと走査線ＷＳの交差する部分に画素２が配されている。図では理解を容易にするため、１個の画素２のみを表してある。ライトスキャナ４はシフトレジスタを備えており、外部から供給されるクロック信号ｃｋに応じて動作し同じく外部から供給されるスタートパルスｓｐを順次転送することで、走査線ＷＳに順次制御信号を出力する。信号ドライバ３はライトスキャナ４側の線順次走査に合わせて映像信号を信号線ＳＬに供給する。

画素２はサンプリング用トランジスタＴ１と駆動用トランジスタＴ２と保持容量Ｃ１と発光素子ＥＬとで構成されている。駆動用トランジスタＴ２はＰチャネル型であり、その一方の電流端であるソースは電源ラインに接続し、他方の電流端であるドレインは発光素子ＥＬに接続している。駆動用トランジスタＴ２の制御端であるゲートはサンプリング用トランジスタＴ１を介して信号線ＳＬに接続している。サンプリング用トランジスタＴ１はライトスキャナ４から供給される制御信号に応じて導通し、信号線ＳＬから供給される映像信号をサンプリングして保持容量Ｃ１に書き込む。駆動用トランジスタＴ２は保持容量Ｃ１に書き込まれた映像信号をゲート電圧Ｖｇｓとしてそのゲートに受け、ドレイン電流Ｉｄｓを発光素子ＥＬに流す。これにより発光素子ＥＬは映像信号に応じた輝度で発光する。ゲート電圧Ｖｇｓは、ソースを基準にしたゲートの電位を表している。

駆動用トランジスタＴ２は飽和領域で動作し、ゲート電圧Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄｓの関係は以下の特性式で表される。
Ｉｄｓ＝（１／２）μ（Ｗ／Ｌ）Ｃｏｘ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）^２
ここでμは駆動用トランジスタの移動度、Ｗは駆動用トランジスタのチャネル幅、Ｌは同じくチャネル長、Ｃｏｘは同じく単位面積あたりのゲート絶縁膜容量、Ｖｔｈは同じく閾電圧である。この特性式から明らかなように駆動用トランジスタＴ２は飽和領域で動作するとき、ゲート電圧Ｖｇｓに応じてドレイン電流Ｉｄｓを供給する定電流源として機能する。

図２９は、発光素子ＥＬの電圧／電流特性を示すグラフである。横軸にアノード電圧Ｖを示し、縦軸に駆動電流Ｉｄｓをとってある。なお発光素子ＥＬのアノード電圧は駆動用トランジスタＴ２のドレイン電圧となっている。発光素子ＥＬは電流／電圧特性が経時変化し、特性カーブが時間の経過と共に寝ていく傾向にある。このため駆動電流Ｉｄｓが一定であってもアノード電圧（ドレイン電圧）Ｖが変化してくる。その点、図２８に示した画素回路２は駆動用トランジスタＴ２が飽和領域で動作し、ドレイン電圧の変動に関わらずゲートで電圧Ｖｇｓに応じた駆動電流Ｉｄｓを流すことができるので、発光素子ＥＬの特性経時変化に関わらず発光輝度を一定に保つことが可能である。

図３０は、従来の画素回路の他の例を示す回路図である。先に示した図２８の画素回路と異なる点は、駆動用トランジスタＴ２がＰチャネル型からＮチャネル型に変わっていることである。回路の製造プロセス上は、画素を構成する全てのトランジスタをＮチャネル型にすることが有利である場合が多い。

しかしながら図３０の回路構成では、駆動用トランジスタＴ２がＮチャネル型であるため、そのドレインが電源ラインに接続する一方、ソースＳが発光素子ＥＬのアノードに接続することになる。従って発光素子ＥＬの特性が経時変化した場合、ソースＳの電位に影響が現れるため、Ｖｇｓが変動し駆動用トランジスタＴ２が供給するドレイン電流Ｉｄｓが経時的に変化してしまう。このため発光素子ＥＬの輝度が経時的に変動する。また発光素子ＥＬばかりでなく、駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈも画素毎にばらつく。パラメータＶｔｈは前述したトランジスタ特性式に含まれるため、Ｖｇｓが一定でもＩｄｓが変化してしまう。これにより画素毎に発光輝度が変化し画面のユニフォーミティが得られない。従来から画素毎にばらつく駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈを補正する機能（閾電圧補正機能）を備えた表示装置が提案されており、例えば前述の特許文献３に開示がある。

さらに駆動用トランジスタＴ２は、閾電圧Ｖｔｈに加えて移動度μも画素ごとにばらつく。パラメータμは前述したトランジスタ特性式に含まれるため、Ｖｇｓが一定でもＩｄｓが変化してしまう。これにより画素ごとに発光輝度が変化し画面のユニフォーミティが得られない。従来から画素ごとにばらつく駆動用トランジスタＴ２の移動度μを補正する機能（移動度補正機能）を備えた表示装置も提案されている。

移動度補正を行う場合、各画素に書き込む映像信号のレベル（輝度）に応じて、最適な補正量もしくは補正時間が異なる。従来の移動度補正機能を備えた表示装置は、輝度に応じた最適な移動度補正量を実現することが難しく、解決すべき課題となっている。また従来の移動度補正機能は、信号線の電位揺れの影響を受けて必ずしも正確且適正な補正量を実現することが難しく、解決すべき課題となっている。

上述した従来の技術の課題に鑑み、本発明は移動度補正機能を改善して輝度に応じた最適な補正量を実現すると共に、信号線の電位揺れの影響を排除した精度の高い移動度補正機能を実現することを目的とする。かかる目的を達成するために以下の手段を講じた。即ち本発明は、行状に配された走査線と、列状に配された信号線と、各走査線と各信号線とが交差する部分に配された行列状の画素とを備えた画素アレイ部と、該走査線及び信号線を介して各画素を駆動する駆動部とからなり、前記画素は少なくとも、サンプリング用トランジスタと、駆動用トランジスタと、保持容量と、発光素子とを含み、前記サンプリング用トランジスタは、その制御端が該走査線に接続し、その一対の電流端が該信号線と該駆動用トランジスタの制御端との間に接続し、前記駆動用トランジスタは、その電流端が該発光素子に接続し、前記保持容量は、該駆動用トランジスタの制御端と電流端との間に接続し、前記駆動部は、各走査線に順次制御信号を供給するスキャナと、各信号線に映像信号を供給するドライバとを有し、前記画素は、該制御信号に応じて該サンプリング用トランジスタがオンし、該映像信号をサンプリングして該保持容量に書き込むと共に、その時駆動用トランジスタに流れる電流をその電流端から該保持容量に負帰還して駆動用トランジスタの移動度に対する補正をかけ、その後補正のかかった映像信号に応じて駆動電流を駆動用トランジスタから該発光素子に供給する表示装置であって、該映像信号を保持容量に書き込むとき、前記ドライバは該信号線を基準電位から中間電位に切り替えその後映像信号の信号電位に切り換える一方、前記スキャナは、該信号線が中間電位にあるとき１発目の制御信号パルスを供給して該サンプリング用トランジスタをオンオフ制御し、続いて該信号線が信号電位にあるとき２発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタをオンオフ制御することを特徴とする。

好ましくは前記スキャナは、１発目の制御信号パルスの立下りと２発目の制御信号パルスの立上りとの間で該走査線を所定電位に維持し、以って、信号電位が該所定電位から該サンプリング用トランジスタの閾電圧を差し引いた電位より高いとき、該サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立上りでオンし且つ立下りでオフした後、２発目の制御信号パルスの立上りでオンし且つ立下りでオフする一方、信号電位が該所定電位から該サンプリング用トランジスタの閾電圧を差し引いた電位より低いとき、該サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立上りから２発目の制御信号パルスの立下りまでの間オン状態を維持する。この場合、前記サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立下りから２発目の制御信号パルスの立上りまでの間オフ状態を維持し、その間前記駆動用トランジスタの制御端の電位は、電流端との電位差を維持したまま上方に変動する。

本発明によれば、信号ドライバは信号線を基準電位から一旦中間電位に切換えその後信号電位に切換えることで、移動度補正を行っている。このような二段階方式を採用することで、信号電位に応じた最適な移動度補正量を確保することができる。移動度補正量を最適化することで、スジやムラのない均一な画質を得ることができる。

一方スキャナは、信号線が中間電位にあるとき１発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタをオンオフ制御し、続いて信号線が信号電位にあるとき２発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタをオンオフ制御している。このように二段階方式に合わせて、サンプリング用トランジスタを２回オンオフ制御することにより、信号線の電位揺れを排除した精度の高い移動度補正量を確保することができる。これによりシェーディングなどのムラがない均一な画質を得ることができる。

以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明にかかる表示装置の全体構成を示すブロック図である。図示するように、本表示装置は、画素アレイ部１とこれを駆動する駆動部（３，４，５）とからなる。画素アレイ部１は、行状の走査線ＷＳと、列状の信号線ＳＬと、両者が交差する部分に配された行列状の画素２と、各画素２の各行に対応して配された電源ラインである給電線ＤＳとを備えている。駆動部（３，４，５）は、各走査線ＷＳに順次制御信号を供給して画素２を行単位で線順次走査する制御用スキャナ（ライトスキャナ）４と、この線順次走査に合わせて各給電線ＤＳに第１電位と第２電位で切換る電源電圧を供給する電源スキャナ（ドライブスキャナ）５と、この線順次走査に合わせて列状の信号線ＳＬに映像信号となる信号電位と基準電位と中間電位を供給する信号ドライバ３とを備えている。なおライトスキャナ４は外部から供給されるクロック信号ＷＳｃｋに応じて動作し同じく外部から供給されるスタートパルスＷＳｓｐを順次転送することで、各走査線ＷＳに制御信号を出力している。ドライブスキャナ５は外部から供給されるクロック信号ＤＳｃｋに応じて動作し、同じく外部から供給されるスタートパルスＤＳｓｐを順次転送することで、給電線ＤＳの電位を線順次で切換えている。

図２は、図１に示した表示装置に含まれる画素２の具体的な構成を示す回路図である。図示するように本画素回路２は、有機ＥＬデバイスなどで代表される２端子型（ダイオード型）の発光素子ＥＬと、Ｎチャネル型のサンプリング用トランジスタＴ１と、同じくＮチャネル型の駆動用トランジスタＴ２と、薄膜タイプの保持容量Ｃ１とで構成されている。サンプリング用トランジスタＴ１はその制御端であるゲートが走査線ＷＳに接続し、その一対の電流端であるソース及びドレインの一方が信号線ＳＬに接続し、他方が駆動用トランジスタＴ２のゲートＧに接続している。駆動用トランジスタＴ２は、そのソース及びドレインの一方が発光素子ＥＬに接続し、他方が給電線ＤＳに接続している。本形態は駆動用トランジスタＴ２がＮチャネル型であり、その片方の電流端であるドレイン側が給電線ＤＳに接続し、もう片方の電流端であるソースＳ側が発光素子ＥＬのアノード側に接続している。発光素子ＥＬのカソードは所定のカソード電位Ｖｃａｔに固定されている。保持容量Ｃ１は駆動用トランジスタＴ２の電流端であるソースＳと制御端であるゲートＧとの間に接続している。かかる構成を有する画素２に対して、制御用スキャナ（ライトスキャナ）４は、走査線ＷＳを低電位と高電位の間で切り換えることで順次制御信号を出力し、画素２を行単位で線順次走査する。電源スキャナ（ドライブスキャナ）５は、線順次走査に合わせて各給電線ＤＳに第１電位Ｖｃｃと第２電位Ｖｓｓで切換る電源電圧を供給している。信号ドライバ３は、線順次走査に合わせて列状の信号線ＳＬに映像信号となる信号電位Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏｆｓと両者の間の中間電位Ｖｏｆｓ２を供給している。

かかる構成において、サンプリング用トランジスタＴ１は、制御信号が立上がるタイミングでオンした後、制御信号が立下がってオフするタイミングまでのサンプリング期間に、信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングして保持容量Ｃ１に書き込む。この時同時に駆動用トランジスタＴ２に流れる電流を保持容量Ｃ１に負帰還して駆動用トランジスタＴ２の移動度μに対する補正を保持容量Ｃ１に書き込まれた信号電位にかける。即ちサンプリング期間が、駆動用トランジスタＴ２に流れる電流を保持容量Ｃ１に負帰還する移動度補正期間にもなっている。

図２に示した画素回路は、上述した移動度補正機能に加え閾電圧補正機能も備えている。即ち電源スキャナ（ドライブスキャナ）５はサンプリング用トランジスタＴ１が信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする前に、第１タイミングで給電線ＤＳを第１電位Ｖｃｃから第２電位Ｖｓｓに切り換える。制御用スキャナ（ライトスキャナ）４は、同じくサンプリング用トランジスタＴ１が信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする前に、第２タイミングでサンプリング用トランジスタＴ１を導通させて信号線ＳＬから基準電位Ｖｏｆｓを駆動用トランジスタＴ２のゲートＧに印加すると共に、駆動用トランジスタＴ２のソースＳを第２電位Ｖｓｓにセットする。電源スキャナ（ドライブスキャナ）５は、第２タイミングの後の第３タイミングで、給電線ＤＳを第２電位Ｖｓｓから第１電位Ｖｃｃに切り換えて、駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量Ｃ１に保持しておく。かかる閾電圧補正機能より、本表示装置は画素毎にばらつく駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈの影響をキャンセルすることができる。なお、第１タイミングと第２タイミングの前後は問わない。

図２に示した画素回路２はさらにブートストラップ機能も備えている。即ちライトスキャナ４は、保持容量Ｃ１に信号電位Ｖｓｉｇが保持された時点で、サンプリング用トランジスタＴ１を非導通状態にして駆動用トランジスタＴ２のゲートＧを信号線ＳＬから電気的に切り離し、以って駆動用トランジスタＴ２のソース電位の変動にゲート電位が連動しゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓを一定に維持する。発光素子ＥＬの電流／電圧特性が経時変動しても、ゲート電圧Ｖｇｓを一定に維持することができ、輝度の変化が生じない。

図３は、図２に示した画素の動作説明に供するタイミングチャートである。なおこのタイミングチャートは参考例であって、本発明の基になった先行開発にかかるものである。このタイミングチャートは時間軸を共通にして、走査線ＷＳの電位変化、給電線（電源ライン）ＤＳの電位変化、信号線ＳＬの電位変化を表してある。走査線ＷＳの電位変化は制御信号を表し、サンプリング用トランジスタＴ１の開閉制御を行っている。給電線ＤＳの電位変化は、電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｓｓの切換えを表している。また信号線ＳＬの電位変化は入力信号の信号電位Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏｆｓ及び中間電位Ｖｏｆｓ２の切換えを表している。またこれらの電位変化と並行に、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧ及びソースＳの電位変化も表している。前述したようにゲートＧとソースＳの電位差がＶｇｓである。

このタイミングチャートは画素の動作の遷移に合わせて期間を（１）〜（７）のように便宜的に区切ってある。当該フィールドに入る直前の期間（１）では発光素子ＥＬが発光状態にある。その後線順次走査の新しいフィールドに入ってまず最初の期間（２）で給電線ＤＳを第１電位Ｖｃｃから第２電位Ｖｓｓに切り換える。次の期間（３）に進み入力信号をＶｓｉｇからＶｏｆｓに切り換えると共にサンプリング用トランジスタＴ１をオンする。この期間（２）〜（３）で駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧及びソース電圧を初期化する。その期間（２）〜（３）は閾電圧補正のための準備期間であり、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧがＶｏｆｓに初期化される一方、ソースＳがＶｓｓに初期化される。続いて閾値補正期間（５）で実際に閾電圧補正動作が行われ、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧとソースＳとの間に閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持される。実際にはＶｔｈに相当する電圧が、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧとソースＳとの間に接続された保持容量Ｃ１に書き込まれることになる。

なお図３に示した参考例では、閾値補正期間（５）は３回に分けており、時分割的に閾電圧補正動作を行っている。各閾電圧補正期間（５）の間には待機期間（５ａ）が挿入されている。この様に閾電圧補正期間（５）を分割して閾電圧補正動作を複数回繰り返すことにより、Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量Ｃ１に書き込むようにしている。但し本発明はこれに限られるものではなく、１回の閾電圧補正期間（５）で補正動作を行うことも可能である。

この後、書込動作期間／移動度補正期間（６）に進む。ここで映像信号の信号電位ＶｓｉｇがＶｔｈに足し込まれる形で保持容量Ｃ１に書き込まれると共に、移動度補正用の電圧ΔＶが保持容量Ｃ１に保持された電圧から差し引かれる。この書込み期間／移動度補正期間（６）では、信号線ＳＬが中間電位Ｖｏｆｓ２及び信号電位Ｖｓｉｇにある時間帯にサンプリング用トランジスタＴ１を導通状態にする必要がある。この後発光期間（７）に進み、信号電位Ｖｓｉｇに応じた輝度で発光素子が発光する。その際信号電位Ｖｓｉｇは閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧と移動度補正用の電圧ΔＶとによって調整されているため、発光素子ＥＬの発光輝度は駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈや移動度μのばらつきの影響を受けることはない。なお発光期間（７）の最初でブートストラップ動作が行われ、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓを一定に維持したまま、駆動用トランジスタＴ２のゲート電位及びソース電位が上昇する。

引き続き図４〜図１２を参照して、図２に示した画素回路の動作を詳細に説明する。まず図４に示したように発光期間（１）では、電源電位がＶｃｃにセットされ、サンプリング用トランジスタＴ１はオフしている。このとき駆動用トランジスタＴ２は飽和領域で動作するようにセットされているため、発光素子ＥＬに流れる駆動電流Ｉｄｓは駆動用トランジスタＴ２のゲートＧ／ソースＳ間に印加される電圧Ｖｇｓに応じて、前述したトランジスタ特性式で示される値を取る。

続いて図５に示すように準備期間（２）に入ると給電線（電源ライン）の電位をＶｓｓにする。このときＶｓｓは発光素子ＥＬの閾電圧Ｖｔｈｅｌとカソード電圧Ｖｃａｔの和よりも小さくなるように設定している。即ちＶｓｓ＜Ｖｔｈｅｌ＋Ｖｃａｔであるので、発光素子ＥＬは消灯し、電源ライン側が駆動用トランジスタＴ２のソースとなる。このとき発光素子ＥＬのアノードはＶｓｓに充電される。

さらに図６に示すように次の準備期間（３）に入ると、信号線ＳＬの電位がＶｏｆｓになる一方サンプリング用トランジスタＴ１がオンして、駆動用トランジスタＴ２のゲート電位をＶｏｆｓとする。この様にして発光時における駆動用トランジスタＴ２のソースＳ及びゲートＧが初期化され、このときのゲートソース間電圧ＶｇｓはＶｏｆｓ−Ｖｓｓの値となる。Ｖｇｓ＝Ｖｏｆｓ−Ｖｓｓは駆動用トランジスタＴ２の閾電圧Ｖｔｈよりも大きな値となるように設定されている。この様にＶｇｓ＞Ｖｔｈになるように駆動用トランジスタＴ２を初期化することで、次に来る閾電圧補正動作の準備が完了する。

続いて図７に示すように閾電圧補正期間（５）に進むと、給電線ＤＳ（電源ライン）の電位がＶｃｃに戻ると共にサンプリング用トランジスタＴ１が再びオンする。電源電圧をＶｃｃとすることで発光素子ＥＬのアノードが駆動用トランジスタＴ２のソースＳとなり、図示のように電流が流れる。このとき発光素子ＥＬの等価回路は図示のようにダイオードＴｅｌと容量Ｃｅｌの並列接続で表される。アノード電位（即ちソース電位Ｖｓｓ）がＶｃａｔ＋Ｖｔｈｅｌよりも低いので、ダイオードＴｅｌはオフ状態にあり、そこに流れるリーク電流は駆動用トランジスタＴ２に流れる電流よりもかなり小さい。よって駆動用トランジスタＴ２に流れる電流はほとんどが保持容量Ｃ１と等価容量Ｃｅｌを充電するために使われる。

図８は図７に示した閾電圧補正期間（５）における駆動用トランジスタＴ２のソース電圧の時間変化を表している。図示するように、駆動用トランジスタＴ２のソース電圧（即ち発光素子ＥＬのアノード電圧）は時間と共にＶｓｓから上昇する。閾電圧補正期間（５）が経過すると駆動用トランジスタＴ２はカットオフし、そのソースＳとゲートＧとの間の電圧ＶｇｓはＶｔｈとなる。このときソース電位はＶｏｆｓ−Ｖｔｈで与えられる。この値Ｖｏｆｓ−Ｖｔｈは依然としてＶｃａｔ＋Ｖｔｈｅｌよりも低くなっていれば、発光素子ＥＬは遮断状態にある。

図８のグラフに示したように、駆動用トランジスタＴ２のソース電圧は時間と共に上昇していく。しかしながら本例では駆動用トランジスタＴ２のソース電圧がＶｏｆｓ−Ｖｔｈに達する前に、１回目の閾電圧補正期間（５）が終わるため、サンプリング用トランジスタＴ１がオフし、待機期間（５ａ）に入る。図９はこの待機期間（５ａ）における画素回路の状態を表している。この１回目の待機期間（５ａ）では駆動用トランジスタＴ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓは依然としてＶｔｈよりも大きいため、図示のように電源Ｖｃｃから駆動用トランジスタＴ２を通って保持容量Ｃ１に電流が流れる。これにより駆動用トランジスタＴ２のソース電圧が上昇するが、サンプリング用トランジスタＴ１がオフでゲートＧがハイインピーダンスにあるため、ゲートＧの電位もソースＳの電位上昇に合わせて上昇していく。即ちこの１回目の待機期間（５ａ）ではブートストラップ動作で駆動用トランジスタＴ２のソース電位及びゲート電位が共に上昇していく。このとき発光素子ＥＬには引き続き逆バイアスがかかっているため、発光素子ＥＬが発光することはない。

この後１Ｈ経過して再び信号線ＳＬの電位がＶｏｆｓとなったときサンプリング用トランジスタＴ１をオンして２回目の閾電圧補正動作を開始する。この後２回目の閾電圧補正期間（５）が経過したら２回目の待機期間（５ａ）に移る。この様に閾電圧補正期間（５）と待機期間（５ａ）を繰り返すことで、最終的に駆動用トランジスタＴ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧はＶｔｈに相当する電圧に達する。このとき駆動用トランジスタＴ２のソース電位はＶｏｆｓ−Ｖｔｈで、Ｖｃａｔ＋Ｖｔｈｅｌよりも小さくなっている。

次に図１０に示すように信号書込み期間／移動度補正期間（６）に入ると、信号線ＳＬの電位をＶｏｆｓからＶｏｆｓ２を経てＶｓｉｇに二段切り換えする。このとき信号電位Ｖｓｉｇは階調に応じた電圧となっている。駆動用トランジスタＴ２のゲート電位はサンプリング用トランジスタＴ１をオンしているためＶｓｉｇとなる。一方ソース電位は電源Ｖｃｃから電流が流れるため時間と共に上昇していく。この時点でも駆動用トランジスタＴ２のソース電位が発光素子ＥＬの閾電圧Ｖｔｈｅｌとカソード電圧Ｖｃａｔの和を超えていなければ、駆動用トランジスタＴ２から流れる電流はもっぱら等価容量Ｃｅｌと保持容量Ｃ１の充電に使われる。このとき既に駆動用トランジスタＴ２の閾電圧補正動作は完了しているため、駆動用トランジスタＴ２が流す電流は移動度μを反映したものとなる。具体的に言うと移動度μが大きい駆動用トランジスタＴ２はこのときの電流量が大きく、ソースの電位上昇分ΔＶも大きい。逆に移動度μが小さい場合駆動用トランジスタＴ２の電流量が小さく、ソースの上昇分ΔＶは小さくなる。かかる動作により駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧Ｖｇｓは移動度μを反映してΔＶだけ圧縮され、移動度補正期間（６）が完了した時点で完全に移動度μを補正したＶｇｓが得られる。

図１１は、上述した移動度補正期間（６）における駆動用トランジスタＴ２のソース電圧の時間的な変化を示すグラフである。図示するように駆動用トランジスタＴ２の移動度が大きいとソース電圧は速く上昇し、それだけＶｇｓが圧縮される。即ち移動度μが大きいとその影響を打ち消すようにＶｇｓが圧縮され、駆動電流が抑制できる。一方移動度μが小さい場合駆動用トランジスタＴ２のソース電圧はそれほど速く上昇しないので、Ｖｇｓも強く圧縮を受けることはない。したがって移動度μが小さい場合、駆動用トランジスタのＶｇｓは小さい駆動能力を補うように大きな圧縮がかからない。

図１２は発光期間（７）の動作状態を表している。この発光期間（７）ではサンプリング用トランジスタＴ１をオフして発光素子ＥＬを発光させる。駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧Ｖｇｓは一定に保たれており、駆動用トランジスタＴ２は前述した特性式に従って一定の電流Ｉｄｓ´を発光素子ＥＬに流す。発光素子ＥＬのアノード電圧（即ち駆動用トランジスタＴ２のソース電圧）は発光素子ＥＬにＩｄｓ´という電流が流れるため、Ｖｘまで上昇しこれがＶｃａｔ＋Ｖｔｈｅｌを超えた時点で発光素子ＥＬが発光する。発光素子ＥＬは発光時間が長くなるとその電流／電圧特性は変化してしまう。そのため図１１に示したソースＳの電位が変化する。しかしながら駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧Ｖｇｓはブートストラップ動作により一定値に保たれているので、発光素子ＥＬに流れる電流Ｉｄｓ´は変化しない。よって発光素子ＥＬの電流／電圧特性が劣化しても、一定の駆動電流Ｉｄｓ´が常に流れていて、発光素子ＥＬの輝度が変化することはない。

駆動用トランジスタの移動度補正を行う場合、一般的に信号電位Ｖｓｉｇが高いとき（白表示のとき）最適移動度補正時間は短く、逆に信号電位Ｖｓｉｇがそれほど高くないとき（グレー表示のとき）最適移動度補正時間は長くなる。このため信号電位Ｖｓｉｇに関わりなく移動度補正時間（即ちサンプリング時間）を固定すると、白表示またはグレー表示のいずれかで最適な移動度補正を行うことができないことになる。そこで上述の先行開発例では、二段階方式を採用して、信号線の電位を基準電位Ｖｏｆｓから信号電位Ｖｓｉｇに切換える前に、一旦中間電位Ｖｏｆｓ２を入れることで、白表示及びグレー表示のいずれの場合でも実効的な移動度補正時間を最適化することができる。

以下図１３を参照して、上述した二段階方式を具体的に説明する。図１３は白表示の場合の移動度補正動作を表す模式的なグラフである。（Ａ）は二段階方式を採用しない場合で、（Ｂ）は二段階方式を採用した場合である。いずれのグラフも、横軸に経過時間ｔをとり、縦軸に駆動用トランジスタＴ２のソース電圧及びゲート電圧をとってある。（Ａ）に示すように、二段階方式を採用しない場合、サンプリング用トランジスタＴ１をオンして駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧をＶｏｆｓからＶｓｉｇに切換えた後、時間の経過と共に駆動用トランジスタＴ２のソース電圧がＶｏｆｓ−Ｖｔｈから上昇していく。最適補正時間ｔ１になったところでサンプリング用トランジスタＴ１がオフし、この時点での駆動用トランジスタＴ２のソース電圧が保持される。前述したように、白表示の場合最適補正時間ｔ１は比較的短い。

一方（Ｂ）に示す二段階方式では、サンプリング用トランジスタＴ２がオンすると、駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧は基準電位Ｖｏｆｓから中間電位Ｖｏｆｓ２を通って信号電位Ｖｓｉｇまで二段階で変化する。これに合わせて駆動用トランジスタＴ２のソース電圧もＶｏｆｓ−Ｖｔｈから上昇する。ここで中間電位Ｖｏｆｓ２が挿入されているため、駆動用トランジスタＴ２のソース電圧の上昇速度（実線で示す）は、二段階方式を採用しない場合の上昇速度（点線で示す）に比べて遅い。したがって、二段階方式を採用した場合の最適移動度補正時間ｔ１´は、二段階方式を採用しない場合の最適移動度補正時間ｔ１に比べ後方にシフトする。即ち二段階方式を採用すると、中間電位Ｖｏｆｓ２が挿入されることで、最適移動度補正時間ｔ１´は後方にシフトして長くなる。

図１４は、グレー表示の場合の移動度補正動作を示すグラフである。理解を容易にするため、図１３に示したグラフと同様の表記を採用している。グレー表示の場合信号電位Ｖｓｉｇは比較的低いレベルとなっている。特に黒表示の場合にはＶｓｉｇはほぼＶｏｆｓと等しくなる。（Ａ）に示すように二段階方式を採用しない場合、最適移動度補正時間ｔ２は、白表示の場合の最適移動度補正時間ｔ１に比べて長くなっている。

（Ｂ）に示すようにグレー表示で二段階方式を行うと、駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧はＶｏｆｓからＶｏｆｓ２に上昇した後、Ｖｓｉｇに切換えることで下降する。これは中間電位Ｖｏｆｓ２のレベルがグレー表示もしくは黒表示のときの信号電位Ｖｓｉｇよりも高くなるように設定されているためである。このため、駆動用トランジスタＴ２のソース電圧の上昇速度は、点線で示した二段階方式を採用しない場合に比べ、実線で示した二段階方式の方が早くなる。したがってグレー表示の場合、二段階方式を採用することで、最適移動度補正時間は逆にｔ２からｔ２´に前方シフトし、短くなっている。この様に白表示とグレー表示を総合して考えると、白表示では本来短い最適移動度補正時間が二段階方式を採用することで長くなる一方、グレー表示の場合は本来長い最適補正時間ｔ２が短くなるため、結果的に階調によらず一定の補正期間で最適な移動度補正を行うことが可能となる。換言すると、中間電位Ｖｏｆｓ２のレベルや時間幅を適切に設定することで、白表示の最適移動度補正時間ｔ１´とグレー表示のときの最適移動度補正時間ｔ２´をほぼ等しくすることが可能である。

以上のように、二段階方式を採用することで白表示時とグレー表示時で最適移動度補正時間をほぼ合わせ込むことができ、補正量のばらつきに起因する画面のスジやムラを改善することが可能となり、画質を均一化できる。但し二段階方式の前提として、信号線の電位が正確にＶｏｆｓからＶｏｆｓ２を通ってＶｓｉｇまで変化する必要がある。この信号線の電位変化の波形に鈍りがあると、移動度補正の精度が悪化し、誤差が生じるためシェーディングなどのムラが現れる。

図１５は、信号線電位の波形鈍りの原因となる現象を模式的に表した回路図である。図示するように、画素２は、信号線ＳＬと走査線ＷＳとが交差する部分に形成されている。信号線ＳＬには映像信号（Ｖｓｉｇ／Ｖｏｆｓ／Ｖｏｆｓ２）が画素アレイ部の上方にある信号ドライバ（図示せず）から入力されている。走査線ＷＳはサンプリング用トランジスタＴ１のオンオフを切換える制御ラインとなっている。この走査線ＷＳは信号線ＳＬと交差しており、両者の間に浮遊容量が生じる。また給電線ＤＳも信号線ＳＬと交差しており、浮遊容量が生じる。この給電線ＤＳは電源電圧（Ｖｃｃ／Ｖｓｓ）を供給するため、走査線ＷＳよりもかなり太くなっており、信号線ＳＬとの間の浮遊容量は大きなものである。また信号線ＳＬは入力側となる信号ドライバ（図示せず）から入力逆側となる下方に向かって長く伸びており、所定の配線抵抗がある。

画素アレイ部では電源ラインを太くレイアウトする必要があるため、図１５に示すように信号線ＳＬの負荷が大きくなってしまう。このため信号線ＳＬに供給される映像信号は大きく鈍ってしまい、信号入力端側に比べ信号入力逆側で信号波形が大きく歪む。信号線波形が鈍ることによって、信号電位Ｖｓｉｇの書き込み時において、駆動用トランジスタＴ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓは信号入力側と入力逆側で異なり、シェーディングといった画質劣化の原因となっている。

図１６は、信号波形鈍りの影響を模式的に表したタイミングチャートである。このタイミングチャートは、信号入力端側の変化を点線で表し、信号入力逆側の変化を実線で表してある。図示するように、信号書き込み＆移動度補正期間（６）で、サンプリング用トランジスタＴ１はオンする。二段階方式ではこの移動度補正期間（６）は前半期間（６ａ）と後半期間（６ｂ）とに分かれている。前半期間（６ａ）では入力信号がＶｏｆｓ２になり、後半期間（６ｂ）では入力信号がＶｓｉｇに切換る。Ｖｏｆｓ２からＶｓｉｇに切換るとき、信号線の負荷の影響を受けて、信号電位Ｖｓｉｇは点線で示した信号入力端側に比べ、実線で示した信号入力逆側が大きく鈍る。この影響を受けて、駆動用トランジスタＴ２のゲートＧの電位は、信号書き込み＆移動度補正期間（６）が終了した時点で、目標のＶｓｉｇまで達しておらず、信号入力端側と差が出ている。一方駆動用トランジスタＴ２のソースＳ側の電位もゲートＧ側の電位の影響を受けて多少変動しているがその差はゲートＧ側に比べて少ない。この結果、駆動用トランジスタＴ２のゲートソース間電圧Ｖｇｓは、信号入力端側と信号入力逆側で異なってしまい、輝度にムラが生じる。この輝度ムラは、画面の上方信号入力端側から画面の下方信号入力逆側に向かってシェーディングとなって現れる。

図１７は、本発明にかかる表示装置の動作シーケンスを示すタイミングチャートである。理解を容易にするため、図１６に示した先行開発にかかる動作シーケンスのタイミングチャートと同様の表記を採用している。即ち点線カーブが信号入力端側の波形を表し、実線カーブが信号入力逆側の波形を表している。図示するように、本発明でも二段階方式を採用しており、映像信号を保持容量に書き込むとき、信号ドライバは信号線ＳＬを基準電位Ｖｏｆｓから中間電位Ｖｏｆｓ２に切換えその後映像信号の信号電位Ｖｓｉｇに切換えている。一方ライトスキャナは、信号線ＳＬが中間電位Ｖｏｆｓ２にあるとき１発目の制御信号パルスを走査線ＷＳに供給してサンプリング用トランジスタＴ１をオンオフ制御し、続いて信号線ＳＬが信号電位Ｖｓｉｇにあるとき２発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタＴ１をオンオフ制御している。この様にすることで、移動度補正期間は前半期間（６ａ）と後半期間（６ｂ）に分離することができる。前半期間（６ａ）では１回目の移動度補正動作（移動度補正１）が行われ、後半期間（６ｂ）では２回目の移動度補正動作（移動度補正２）と信号書き込み動作が同時に行われる。

タイミングチャートから明らかなように、前半期間（６ａ）と後半期間（６ｂ）は中間期間（５ａ）で分離している。この中間期間（５ａ）ではサンプリング用トランジスタＴ１は１発目の制御信号パルスの立下りから２発目の制御信号パルスの立上りまでの間オフ状態を維持している。この中間期間（５ａ）の間、駆動用トランジスタＴ２の制御端となるゲートＧの電位は、ソースＳとなる電流端との電位差Ｖｇｓを維持したまま上方に変動している。この中間期間（５ａ）で映像信号が信号入力端側と信号入力逆側で大きく相違しているにもかかわらず、Ｖｇｓは一定値を保つため、入力信号波形の影響をまったく受けない。よって、本発明では、映像信号の波形が信号入力逆側で大きく鈍るにもかかわらず、その影響を受けることなく駆動用トランジスタＴ２のゲートソース間電圧を一定に維持できる。したがって、信号入力端側と信号入力逆側でシェーディングなどのムラが発生せず、均一な画質を得ることができる。

図１８は、本発明にかかる動作シーケンスで、移動度が小さい場合と移動度が大きい場合を比較したタイミングチャートである。理解を容易にするため、図１７に示したタイミングチャートと同様の表記を採用している。図１８のタイミングチャートは、移動度が小さい場合の駆動用トランジスタＴ２の電位変化を点線で表し、移動度が大きい場合の電位変化を実線で表してある。まず入力信号が中間電位Ｖｏｆｓ２となった時にサンプリング用トランジスタＴ１をオンすることで信号のなまりに関係なく駆動用トランジスタＴ２のゲートに中間電位Ｖｏｆｓ２を入力することが可能となる。この時中間電位Ｖｏｆｓ２は中間階調レベルに設定されているため、二段階移動度補正の一段階目が行われる。一定期間経過後サンプリング用トランジスタＴ１をオフすることで信号線ＳＬの信号なまりに関係なく駆動用トランジスタＴ２のゲート、ソース電圧を確定できる。この時、駆動用トランジスタＴ２のゲートソース電圧Ｖｇｓは閾値電圧以上となっているので、サンプリング用トランジスタＴ１をオフすることで駆動用トランジスタＴ２のゲート電圧、ソース電圧は上昇を始める。この時、ソース電圧が発光素子ＥＬの閾値電圧Ｖｔｈｅｌとカソード電圧Ｖｃａｔの和を越えなければ（発光素子ＥＬのリーク電流が駆動用トランジスタＴ２に流れる電流よりもかなり小さければ）駆動用トランジスタＴ２の電流はＣ１とＣｅｌを充電するのに使用される。駆動用トランジスタＴ２のゲート、ソースの上昇は１回目の移動度補正が終了していないために駆動用トランジスタＴ２の移動度μを反映したものとなっている。つまり、移動度μが大きいものはソース上昇量が大きく、小さいものはソース上昇量が小さくなる。

その後、信号線電位がＶｓｉｇとなった時に再びサンプリング用トランジスタＴ１をオンして信号電位Ｖｓｉｇを駆動用トランジスタＴ２のゲートに入力するのだが、サンプリング用トランジスタＴ１をオンする直前の駆動用トランジスタＴ２のソース電位は移動度が小さいものの方が小さくなっている。このため、信号を駆動用トランジスタＴ２のゲートＧに入力した直後は駆動用トランジスタＴ２のゲートソース電圧Ｖｇｓは移動度が小さいものの方が大きいため流れる電流が大きくなる。つまりソースＳの電位上昇量は移動度が小さいものの方が大きくなるため、一定時間経過後には駆動用トランジスタＴ２のゲートソース電圧Ｖｇｓはその移動度を反映した値となり、移動度補正を行うことができる。また、信号が所望の電位になってから移動度補正や信号書込みを行うので信号入力側と入力逆側で信号のなまりに対するシェーディング等のムラは発生しない。これによって均一な画質を得ることができる。

図１９は、本発明にかかる表示装置の動作シーケンスの他の実施形態を示すタイミングチャートである。本実施形態は図１７に示した先の実施形態の改良に当たり、理解を容易にするため同様の表記を採用している。図１９のタイミングチャートは、白表示の場合を表し、点線が信号入力端側の波形変化で、実線が信号入力逆側の波形変化を示している。この実施形態は、１回目の移動度補正動作（移動度補正１）終了時に、サンプリング用トランジスタＴ１のゲート電位を完全なオフ電位とするのではなく、少なくとも白表示の時にはサンプリング用トランジスタＴ１がオフするように電位設定している。この様に設定することで、白表示の時には図１７に示した先の実施形態と同様にシェーディングなどのムラは発生しない。

以上のように本実施形態では、ライトスキャナは、１発目の制御信号パルスの立下りと２発目の制御信号パルスの立上りとの間で走査線ＷＳを所定電位に維持し、以って信号電位Ｖｓｉｇが所定電位からサンプリング用トランジスタＴ１の閾電圧を差し引いた電位より高いとき、サンプリング用トランジスタＴ１は１発目の制御信号パルスの立上りでオンし且立下りでオフした後、２発目の制御信号パルスの立上りでオンし且立下りでオフする。図１７に示した先の実施形態と異なる点は、前半期間（６ａ）と後半期間（６ｂ）との間の中間期間（５ｘ）で、サンプリング用トランジスタＴ１のゲート電位をオフ電位ではなく、白表示の時にはサンプリング用トランジスタＴ１がオフする所定電位に設定していることである。

図２０は、図１９に示した実施形態で、信号電位が黒表示の場合を表している。黒表示では、信号電位Ｖｓｉｇは白表示に比べて低くなっている。信号電位Ｖｓｉｇが所定電位からサンプリング用トランジスタＴ１の閾電圧を差し引いた電位より低いとき、サンプリング用トランジスタＴ１は１発目の制御信号パルスの立上りから２発目の制御信号パルスの立下りまでの間オン状態を維持している。タイミングチャートに示すように、サンプリング用トランジスタＴ１は、黒表示のとき移動度補正動作の前半期間（６ａ）と後半期間（６ｂ）ばかりでなく、中間期間（５ｘ）でもオン状態にある。この様に黒表示でトータルの移動度補正時間を白表示に比べて長く取ることで、移動度補正量を最適化することができる。但し中間期間（５ｘ）でサンプリング用トランジスタＴ１をオン状態にすると、信号線ＳＬの波形鈍りの影響を受ける恐れがある。しかしながら実際には黒表示では信号の鈍る量が小さいため、画面上では視認できるようなシェーディングなどのムラは発生しない。よって、図２０に示したサンプリング用トランジスタＴ１のゲート電位設定とすることで、黒表示における移動度補正時間を長くすることができる。黒表示は前述したグレー表示に比べてさらに最適移動度補正時間が長くなる傾向にある。

本発明にかかる表示装置は、図２１に示すような薄膜デバイス構成を有する。本図は、絶縁性の基板に形成された画素の模式的な断面構造を表している。図示するように、画素は、複数の薄膜トランジタを含むトランジスター部（図では１個のＴＦＴを例示）、保持容量などの容量部及び有機ＥＬ素子などの発光部とを含む。基板の上にＴＦＴプロセスでトランジスター部や容量部が形成され、その上に有機ＥＬ素子などの発光部が積層されている。その上に接着剤を介して透明な対向基板を貼り付けてフラットパネルとしている。

本発明にかかる表示装置は、図２２に示すようにフラット型のモジュール形状のものを含む。例えば絶縁性の基板上に、有機ＥＬ素子、薄膜トランジスタ、薄膜容量等からなる画素をマトリックス状に集積形成した画素アレイ部を設ける、この画素アレイ部（画素マトリックス部）を囲むように接着剤を配し、ガラス等の対向基板を貼り付けて表示モジュールとする。この透明な対向基板には必要に応じて、カラーフィルタ、保護膜、遮光膜等を設けてももよい。表示モジュールには、外部から画素アレイ部への信号等を入出力するためのコネクタとして例えばＦＰＣ（フレキシブルプリントサーキット）を設けてもよい。

以上説明した本発明における表示装置は、フラットパネル形状を有し、様々な電子機器、例えば、デジタルカメラ、ノート型パーソナルコンピューター、携帯電話、ビデオカメラなど、電子機器に入力された、若しくは、電子機器内で生成した映像信号を画像若しくは映像として表示するあらゆる分野の電子機器のディスプレイに適用することが可能である。以下この様な表示装置が適用された電子機器の例を示す。

図２３は本発明が適用されたテレビであり、フロントパネル１２、フィルターガラス１３等から構成される映像表示画面１１を含み、本発明の表示装置をその映像表示画面１１に用いることにより作製される。

図２４は本発明が適用されたデジタルカメラであり、上が正面図で下が背面図である。このデジタルカメラは、撮像レンズ、フラッシュ用の発光部１５、表示部１６、コントロールスイッチ、メニュースイッチ、シャッター１９等を含み、本発明の表示装置をその表示部１６に用いることにより作製される。

図２５は本発明が適用されたノート型パーソナルコンピュータであり、本体２０には文字等を入力するとき操作されるキーボード２１を含み、本体カバーには画像を表示する表示部２２を含み、本発明の表示装置をその表示部２２に用いることにより作製される。

図２６は本発明が適用された携帯端末装置であり、左が開いた状態を表し、右が閉じた状態を表している。この携帯端末装置は、上側筐体２３、下側筐体２４、連結部（ここではヒンジ部）２５、ディスプレイ２６、サブディスプレイ２７、ピクチャーライト２８、カメラ２９等を含み、本発明の表示装置をそのディスプレイ２６やサブディスプレイ２７に用いることにより作製される。

図２７は本発明が適用されたビデオカメラであり、本体部３０、前方を向いた側面に被写体撮影用のレンズ３４、撮影時のスタート／ストップスイッチ３５、モニター３６等を含み、本発明の表示装置をそのモニター３６に用いることにより作製される。

本発明にかかる表示装置の全体構成を示すブロック図である。 図１に示した表示装置に配される画素の一例を示す回路図である。 図２に示した画素の動作の参考例を示すタイミングチャートである。 図２に示した画素の動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供するグラフである。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供するグラフである。 同じく動作説明に供する模式図である。 移動度補正の二段階方式を説明するためのグラフである。 同じく二段階方式を説明するためのグラフである。 信号線の負荷を説明するための模式図である。 参考例にかかる表示装置の動作シーケンスの要部を示すタイミングチャートである。 本発明にかかる表示装置の動作シーケンスの実施形態を示すタイミングチャートである。 同じく実施形態の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明にかかる表示装置の他の実施形態を示すタイミングチャートである。 同じく他の実施形態を示すタイミングチャートである。 本発明にかかる表示装置のデバイス構成を示す断面図である。 本発明にかかる表示装置のモジュール構成を示す平面図である。 本発明にかかる表示装置を備えたテレビジョンセットを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えたデジタルスチルカメラを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えたノート型パーソナルコンピューターを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えた携帯端末装置を示す模式図である。 本発明にかかる表示装置を備えたビデオカメラを示す斜視図である。 従来の表示装置の一例を示す回路図である。 従来の表示装置の問題点を表すグラフである。 従来の表示装置の別の例を示す回路図である。

符号の説明

１・・・画素アレイ部、２・・・画素、３・・・信号ドライバ、４・・・ライトスキャナ、５・・・ドライブスキャナ、Ｔ１・・・サンプリング用トランジスタ、Ｔ２・・・駆動用トランジスタ、Ｃ１・・・保持容量、ＥＬ・・・発光素子、ＷＳ・・・走査線、ＤＳ・・・給電線、ＳＬ・・・信号線

Claims (5)

1. 行状に配された走査線と、列状に配された信号線と、各走査線と各信号線とが交差する部分に配された行列状の画素とを備えた画素アレイ部と、
   該走査線及び信号線を介して各画素を駆動する駆動部とからなり、
   前記画素は少なくとも、サンプリング用トランジスタと、駆動用トランジスタと、保持容量と、発光素子とを含み、
   前記サンプリング用トランジスタは、その制御端が該走査線に接続し、その一対の電流端が該信号線と該駆動用トランジスタの制御端との間に接続し、
   前記駆動用トランジスタは、その電流端が該発光素子に接続し、
   前記保持容量は、該駆動用トランジスタの制御端と電流端との間に接続し、
   前記駆動部は、各走査線に順次制御信号を供給するスキャナと、各信号線に映像信号を供給するドライバとを有し、
   前記画素は、該制御信号に応じて該サンプリング用トランジスタがオンし、該映像信号をサンプリングして該保持容量に書き込むと共に、その時駆動用トランジスタに流れる電流をその電流端から該保持容量に負帰還して駆動用トランジスタの移動度に対する補正をかけ、その後補正のかかった映像信号に応じて駆動電流を駆動用トランジスタから該発光素子に供給する表示装置であって、
   該映像信号を保持容量に書き込むとき、前記ドライバは該信号線を基準電位から基準電位と白表示時の映像信号電位との中間の中間電位に切り替えその後映像信号の信号電位に切り換える一方、
   前記スキャナは、該信号線が中間電位にあるとき１発目の制御信号パルスを供給して該サンプリング用トランジスタをオンオフ制御し、続いて該信号線が信号電位にあるとき２発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタをオンオフ制御する表示装置。
2. 前記スキャナは、１発目の制御信号パルスの立下りと２発目の制御信号パルスの立上りとの間で該走査線を所定電位に維持し、
   以って、信号電位が該所定電位から該サンプリング用トランジスタの閾電圧を差し引いた電位より高いとき、該サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立上りでオンし且つ立下りでオフした後、２発目の制御信号パルスの立上りでオンし且つ立下りでオフする一方、
   信号電位が該所定電位から該サンプリング用トランジスタの閾電圧を差し引いた電位より低いとき、該サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立上りから２発目の制御信号パルスの立下りまでの間オン状態を維持する請求項１記載の表示装置。
3. 前記サンプリング用トランジスタは１発目の制御信号パルスの立下りから２発目の制御信号パルスの立上りまでの間オフ状態を維持し、
   その間前記駆動用トランジスタの制御端の電位は、電流端との電位差を維持したまま上方に変動する請求項１記載の表示装置。
4. 請求項１に記載された表示装置を有する電子機器。
5. 行状に配された走査線と、列状に配された信号線と、各走査線と各信号線とが交差する部分に配された行列状の画素とを備えた画素アレイ部と、該走査線及び信号線を介して各画素を駆動する駆動部とからなり、
   前記画素は少なくとも、サンプリング用トランジスタと、駆動用トランジスタと、保持容量と、発光素子とを含み、前記サンプリング用トランジスタは、その制御端が該走査線に接続し、その一対の電流端が該信号線と該駆動用トランジスタの制御端との間に接続し、前記駆動用トランジスタは、その電流端が該発光素子に接続し、前記保持容量は、該駆動用トランジスタの制御端と電流端との間に接続し、
   前記駆動部は、各走査線に順次制御信号を供給するスキャナと、各信号線に映像信号を供給するドライバとを有し、
   前記画素は、該制御信号に応じて該サンプリング用トランジスタがオンし、該映像信号をサンプリングして該保持容量に書き込むと共に、その時駆動用トランジスタに流れる電流をその電流端から該保持容量に負帰還して駆動用トランジスタの移動度に対する補正をかけ、その後補正のかかった映像信号に応じて駆動電流を駆動用トランジスタから該発光素子に供給する表示装置の駆動方法であって、
   該映像信号を保持容量に書き込むとき、前記ドライバが該信号線を基準電位から基準電位と白表示時の映像信号電位との中間の中間電位に切り替えその後映像信号の信号電位に切り換える一方、
   該信号線が中間電位にあるとき前記スキャナが１発目の制御信号パルスを供給して該サンプリング用トランジスタをオンオフ制御し、続いて該信号線が信号電位にあるとき前記スキャナが２発目の制御信号パルスを供給してサンプリング用トランジスタをオンオフ制御する表示装置の駆動方法。

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