JP4591511B2 - 表示装置及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は発光素子を画素に用いたアクティブマトリクス型の表示装置に関する。また、この種の表示装置を備えた電子機器に関する。

発光素子として有機ＥＬデバイスを用いた平面自発光型の表示装置の開発が近年盛んになっている。有機ＥＬデバイスは有機薄膜に電界をかけると発光する現象を利用したデバイスである。有機ＥＬデバイスは印加電圧が１０Ｖ以下で駆動するため低消費電力である。また有機ＥＬデバイスは自ら光を発する自発光素子であるため、照明部材を必要とせず軽量化及び薄型化が容易である。さらに有機ＥＬデバイスの応答速度は数μｓ程度と非常に高速であるので、動画表示時の残像が発生しない。

有機ＥＬデバイスを画素に用いた平面自発光型の表示装置の中でも、とりわけ駆動素子として薄膜トランジスタを各画素に集積形成したアクティブマトリクス型の表示装置の開発が盛んである。アクティブマトリクス型平面自発光表示装置は、例えば以下の特許文献１ないし５に記載されている。
特開２００３−２５５８５６ 特開２００３−２７１０９５ 特開２００４−１３３２４０ 特開２００４−０２９７９１ 特開２００４−０９３６８２

しかしながら、従来のアクティブマトリクス型平面自発光表示装置は、プロセス変動により発光素子を駆動するトランジスタの閾電圧や移動度がばらついてしまう。また、有機ＥＬデバイスの特性が経時的に変動する。この様なドライブトランジスタの特性ばらつきや有機ＥＬデバイスの特性変動は、発光輝度に影響を与えてしまう。表示装置の画面全体にわたって発光輝度を均一に制御するため、各画素回路内で上述したトランジスタや有機ＥＬデバイスの特性変動を補正する必要がある。従来からかかる補正機能を画素毎に備えた表示装置が提案されている。しかしながら、従来の補正機能を備えた画素回路は、補正用の電位を供給する配線と、スイッチング用のトランジスタと、スイッチング用の制御パルスが必要であり、画素回路の構成が複雑である。画素回路の構成要素が多いことから、ディスプレイの高精細化の妨げとなっていた。

上述した従来の技術の課題に鑑み、本発明は画素回路の簡素化によりディスプレイの高精細化を可能にした表示装置を提供することを目的とする。かかる目的を達成するために以下の手段を講じた。即ち本発明は、画素アレイ部とこれを駆動する駆動部とからなり、前記画素アレイ部は、行状の走査線と、列状の信号線と、両者が交差する部分に配された行列状の画素と、画素の各行に対応して配された電源線とを備え、前記駆動部は、各走査線に順次制御信号を供給して画素を行単位で線順次走査する主スキャナと、該線順次走査に合わせて各電源線に第１電位と第２電位で切り換わる電源電圧を供給するドライブスキャナと、該線順次走査に合わせて列状の信号線に映像信号となる信号電位と基準電位を供給する信号セレクタとを備え、前記画素は、発光素子と、サンプリングトランジスタと、ドライブトランジスタと、保持容量とを含み、前記サンプリングトランジスタは、そのゲートが該走査線に接続し、そのソース及びドレインの一方が該信号線に接続し、他方が該ドライブトランジスタのゲートに接続し、前記ドライブトランジスタはＰチャネル型で、そのソースが該発光素子のカソードに接続し、そのドレインが接地配線に接続し、前記保持容量は、該ドライブトランジスタのソースとゲートの間に接続し、前記発光素子は、そのアノードが該電源線に接続し、そのカソードが該ドライブトランジスタのソースに接続している表示装置であって、該信号セレクタが該信号線に基準電位を供給している時間帯で、前記主スキャナは該走査線に制御信号を供給して該サンプリングトランジスタを導通状態にする一方、前記ドライブスキャナは該電源線を第１電位と第２電位との間で切り換え、以って該ドライブトランジスタの閾電圧に相当する電圧を該保持容量に保持し、該信号セレクタが該信号線に信号電位を供給している時間帯で、前記主スキャナは該走査線に制御信号を供給して該サンプリングトランジスタを導通状態にし、以って該信号線から供給された信号電位をサンプリングして該保持容量に保持し、前記ドライブスキャナが該電源線を第１電位に維持している時間帯で、前記ドライブトランジスタは、該保持された信号電位に応じて駆動電流を該発光素子に流すことを特徴とする。

好ましくは、前記サンプリングトランジスタが該信号線から供給された信号電位をサンプリングして該保持容量に保持する時、該ドライブトランジスタに流れる駆動電流を該保持容量に負帰還して、該ドライブトランジスタの移動度に対する補正を信号電位に加える。又前記サンプリングトランジスタもＰチャネル型である。又前記主スキャナは、該保持容量に信号電位が保持された段階で該走査線に対する制御信号の印加を解除し、該サンプリングトランジスタを非導通状態にして該ドライブトランジスタのゲートを該信号線から電気的に切り離し、以って該ドライブトランジスタのソース電位の変動にゲート電位が連動し（ブートストラップ動作）ゲートとソース間の電圧を一定に維持する。

本発明にかかる表示装置は、画素毎に閾電圧補正機能、移動度補正機能、ブートストラップ機能などを備えている。閾電圧補正機能によりドライブトランジスタの閾電圧変動を補正することができる。また移動度補正機能により同じくドライブトランジスタの移動度変動を補正することができる。また発光時における保持容量のブートストラップ動作により、有機ＥＬデバイスの特性変動に関わらず、常に一定の発光輝度を保つことができる。即ち有機ＥＬデバイスの電流‐電圧特性が経時変動しても、ドライブトランジスタのゲート‐ソース間電圧がブートストラップ動作により一定に保たれるため、発光輝度を一定に維持することができる。

本発明によれば、上述した閾電圧補正機能、移動度補正機能、ブートストラップ機能などを実現するため、個々の画素は発光素子とサンプリングトランジスタとドライブトランジスタと保持容量のみで構成されており、従来に比べトランジスタの素子数が２個に削減されている。この様に簡素化された画素構成で、上述した種々の補正機能を実現している。画素回路の簡素化により、個々の画素サイズを縮小できるため、表示装置の高精細化が可能になる。

特に、画素回路の構成を簡素化するために、ドライブトランジスタをＰチャネル型とし、そのソースに発光素子のカソードを接続した構成を採用している。Ｎチャネル型のトランジスタに比べ、Ｐチャネル型のトランジスタは閾電圧や移動度のばらつきが小さく、容易にその補正を行うことが可能である。またＮチャネル型のトランジスタに比べ、Ｐチャネル型のトランジスタはアーリ効果が目立たず、ドライブトランジスタが供給する駆動電流は電源電圧の変動の影響を受けにくくなっている。この様にＰチャネル型のドライブトランジスタを用いることで、種々の要因による輝度のばらつきが少なくなり、画面のユニフォーミティを高めることができる。

本発明は各画素に上述した閾電圧補正機能、移動度補正機能、ブートストラップ動作などを組み込むため、各画素に供給する電源電圧をスイッチングパルスとして使用する。電源電圧をスイッチングパルス化することで、閾電圧補正用のスイッチングトランジスタやそのゲートを制御する走査線が不要になる。結果として、画素回路の構成素子と配線が大幅に削減でき、画素エリアを縮小することが可能となり、ディスプレイの高精細化を達成できる。また移動度補正を映像信号電位のサンプリングと同時に行うことで、同じく画素回路の構成と配線を簡略化でき、画素サイズの縮小化に寄与している。

以下図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は本発明にかかる表示装置の全体構成を示すブロック図である。図示するように、本表示装置は画素アレイ部１とこれを駆動する駆動部とからなる。画素アレイ部１は、行状の走査線ＷＳと、同じく行状の電源線ＤＳと、列状の信号線ＳＬと、各走査線ＷＳと各信号線ＳＬが交差する部分に配された行列状の画素２とを備えている。なお本例は、各画素２にＲＧＢ三原色のいずれかが割り当てられており、カラー表示が可能である。但しこれに限られるものではなく、単色表示のパネルも含む。駆動部は、各走査線ＷＳに順次制御信号を供給して画素２を行単位で線順次走査するライトスキャナ（主スキャナ）４と、この線順次走査に合わせて電源線ＤＳに高電位Ｖｃｃと低電位Ｖｓｓとで切り換る電源電圧を供給して画素２に所定の補正動作を行わせるドライブスキャナ５と、線順次走査に合わせて列状の信号線ＳＬに映像信号となる信号電位Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏｆｓを供給する水平セレクタ(信号セレクタ)３とを備えている。

図２は、図１に示した表示装置に含まれる画素２の具体的な構成を示す回路図である。図示するように、この画素２は、発光素子ＥＬと、サンプリングトランジスタＴｒ１と、ドライブトランジスタＴｒ２と、保持容量Ｃｓとで構成されている。画素回路２は２個のトランジスタを含むのみで、従来に比べ非常に簡素化されており、画素アレイ部の高精細化を達成できる。

サンプリングトランジスタＴｒ１はＰチャネル型で、そのゲートが走査線ＷＳに接続し、そのソース及びドレインの一方が信号線ＳＬに接続し、他方がドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧに接続している。ドライブトランジスタＴｒ２はＰチャネル型で、そのソースＳが発光素子ＥＬのカソードに接続し、そのドレインが接地配線に接続している。保持容量Ｃｓは、ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳとゲートＧとの間に接続している。発光素子ＥＬは有機ＥＬ素子などの二端子型デバイスで、そのアノードが電源線ＤＳに接続し、そのカソードが前述したようにドライブトランジスタＴｒ２のソースＳに接続している。

なお本実施形態では、サンプリングトランジスタＴｒ１はＰチャネル型を採用している。但し本発明はこれに限られるものではなく、サンプリングトランジスタＴｒ１はＮチャネル型を用いても良い。本発明の特徴の一つは、ドライブトランジスタにＰチャネル型を用いることである。

信号セレクタ（水平セレクタ）３が信号線ＳＬに基準電位Ｖｏｆｓを供給している時間帯で、主スキャナ（ライトスキャナ）４は走査線ＷＳに制御信号を供給してサンプリングトランジスタＴｒ１を導通状態にする一方、ドライブスキャナ５は電源線ＤＳを第１電位（高電位Ｖｃｃ）と第２電位（低電位Ｖｓｓ）との間で切換え、以ってドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量Ｃｓに保持する。続いて信号セレクタ（水平セレクタ）３が信号線ＳＬに信号電位Ｖｓｉｇを供給している時間帯で、主スキャナ（ライトスキャナ）４は走査線ＷＳに制御信号を供給してサンプリングトランジスタＴｒ１を再び導通状態にし、以って信号線ＳＬから供給された信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングして保持容量Ｃｓに保持する。この後ドライブスキャナ５が電源線ＤＳを第１電位（高電位）Ｖｃｃに維持している時間帯で、ドライブトランジスタＴｒ２は保持容量Ｃｓに保持された信号電位Ｖｓｉｇに応じて駆動電流を発光素子ＥＬに流す。その際、保持容量Ｃｓに保持された電位はゲート電圧Ｖｇｓとして、Ｐチャネル型のドライブトランジスタＴｒ２のソースＳとゲートＧとの間に印加される。保持容量Ｃｓに信号電位Ｖｓｉｇを書き込む前に、予めドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持容量Ｃｓに書き込まれているため、ドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈの影響はキャンセルされている。従ってドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈが画素ごとにばらついても、発光素子の輝度に影響を与えることがない。

ドライブトランジスタＴｒ２は飽和領域で動作し、保持容量Ｃｓに保持されたゲート電圧Ｖｇｓに応じてドレイン電流Ｉｄｓを発光素子ＥＬに流す。その際、Ｐチャネル型のドライブトランジスタＴｒ２は、Ｎチャネル型に比べアーリ効果の影響が少ない。換言すると、ドレイン電流Ｉｄｓに対するドレイン電圧の変動の影響が少ない。従ってＰチャネル型のドライブトランジスタは電源電圧の変動に大きな影響を受けることなく、Ｖｇｓで決まったドレイン電流Ｉｄｓを発光素子ＥＬに流すことができ、輝度むらが生じ難くなっている。

サンプリングトランジスタＴｒ１が信号線ＳＬから供給された信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングして保持容量Ｃｓに保持するとき、ドライブトランジスタＴｒ２に流れる駆動電流を保持容量Ｃｓに負帰還して、ドライブトランジスタＴｒ２の移動度μに対する補正を信号電位Ｖｓｉｇに加えている。かかる構成により、本画素回路は少ないトランジスタ素子数で、信号電位Ｖｓｉｇに対しドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈ補正に加え、移動度μ補正を行うことができる。

さらに、主スキャナ（ライトスキャナ）４は、保持容量Ｃｓに信号電位Ｖｓｉｇが書き込まれた後、走査線ＷＳに対する制御信号の印加を解除し、サンプリングトランジスタＴｒ１を非導通状態にしてドライブトランジスタＴｒｄのゲートＧを信号線ＳＬから電気的に切り離し、以ってドライブトランジスタＴｒ２のソース電位の変動にゲート電位が連動し、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓを一定に維持している。かかるブートストラップ動作により、発光素子ＥＬの電流／電圧特性の変動にかかわらず、Ｖｇｓを一定に保つことができる。

図３は、図２に示した画素回路２の動作説明に供するタイミングチャートである。このタイミングチャートは時間軸Ｔに沿って走査線ＷＳに印加される制御信号及び電源線ＤＳに印加される電源電圧の波形を表してある。サンプリングトランジスタＴｒ１はＰチャネル型なので、走査線ＷＳがローレベルのときオンし、ハイレベルのときオフする。このタイミングチャートは、制御信号ＷＳの波形と共に、ドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位変化及びソースＳの電位変化も表してある。また信号線ＳＬに印加される映像信号の波形も表してある。この映像信号は、１水平期間（１Ｈ期間）内で、信号電位Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏｆｓが交互に切換る波形となっている。

走査線ＷＳには、サンプリングトランジスタＴｒ１をオンするための制御信号パルスが印加される。この制御信号パルスは画素アレイ部の線順次走査に合わせて１フィールド周期で走査線ＷＳに印加される。この制御信号パルスは１水平走査周期（１Ｈ）の間に２発のパルスを含んでいる。最初のパルスを第１パルスＰ１とし、後続のパルスを第２パルスＰ２としている。電源線ＤＳは同じように１フィールド周期で高電位Ｖｃｃと低電位Ｖｓｓとの間で切換る。

タイミングチャートに示すように、画素は前のフィールドの発光期間から当該フィールドの非発光期間に入り、その後当該フィールドの発光期間となる。この非発光期間で準備動作、閾電圧補正動作、信号書込動作、移動度補正動作などを行う。

前フィールドの発光期間では、電源線ＤＳが高電位Ｖｃｃにあり、ドライブトランジスタＴｒ２が駆動電流（ドレイン電流Ｉｄｓ）を発光素子ＥＬに供給している。駆動電流Ｉｄｓは高電位Ｖｃｃにある電源線ＤＳから発光素子ＥＬを通り、ドライブトランジスタＴｒ２を介して接地配線に流れ込んでいる。

続いて当該フィールドの非発光期間に入るタイミングＴ１で、電源線ＤＳを高電位Ｖｃｃから低電位Ｖｓｓに切換える。これにより電源線ＤＳはＶｓｓまで放電され、さらにドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位もＶｓｓまで下降する。これにより発光素子ＥＬのアノード／カソード間電圧はほぼ０Ｖとなり、カットオフする。駆動電流が流れなくなるので、発光素子ＥＬは消灯する。このときドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位降下に連動してゲートＧの電位も降下する。

続いてタイミングＴ２になると走査線ＷＳを高レベルから低レベルに切換えることで、サンプリングトランジスタＴｒ１が導通状態になる。換言すると走査線ＷＳに第１制御信号パルスＰ１を印加することで、サンプリングトランジスタＴｒ１がオンする。このとき信号線ＳＬは基準電位Ｖｏｆｓにある。よってドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位は導通したサンプリングトランジスタＴｒ１を通じて信号線ＳＬの基準電位Ｖｏｆｓとなる。

この直後のタイミングＴ３で、電源線ＤＳが低電位Ｖｓｓから高電位Ｖｃｃに切換る。これによりドライブトランジスタＴｒ２のソース電位はＶｃｃ近傍まで上昇する。かかる動作により、ドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧとソースＳとの間の電位差Ｖｇｓが十分Ｖｔｈ以上に設定され、Ｖｔｈ補正に対する準備が行われる。

この後タイミングＴ４で電源線ＤＳが高電位Ｖｃｃから低電位Ｖｓｓに切換り、ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳとゲートＧとの間に接続されていた保持容量Ｃｓの放電が始まる。この放電により、ドライブトランジスタＴｒ２のソース電位が徐々に低下していき、やがてドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓが閾電圧Ｖｔｈとなったところで電流がカットオフする。この様にしてドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持容量Ｃｓに書き込まれる。これが閾電圧補正動作である。

タイミングＴ５では走査線ＷＳがローレベルからハイレベルに戻る。換言すると走査線ＷＳに印加された第１パルスＰ１が解除され、サンプリングトランジスタはオフ状態になる。以上の説明から明らかなように、第１パルスＰ１は閾電圧補正動作を行うためにサンプリングトランジスタＴｒ１のゲートに印加される。

この後信号線ＳＬが基準電位Ｖｏｆｓから信号電位Ｖｓｉｇに切換る。続いてタイミングＴ６で走査線ＷＳが再びハイレベルからローレベルに切換る。換言すると第２パルスＰ２がサンプリングトランジスタＴｒ１のゲートに印加される。これによりサンプリングトランジスタＴｒ１は再びオンし、信号線ＳＬから信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする。よってドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位は信号電位Ｖｓｉｇになる。このときドライブトランジスタＴｒ１がオンするため、保持容量Ｃｓに放電が生じ、ドライブトランジスタＴｒ１のソース電位がΔＶだけ低下する。この低下分ΔＶはドライブトランジスタＴｒ１の移動度μに比例している。移動度μが大きいほど低下分ΔＶが大きくなるため、結果的に移動度μのばらつきの影響を補正することができる。この様にして映像信号の信号電位ＶｓｉｇがＶｔｈに足し込まれる形で保持容量Ｃｓに書き込まれた後、さらに移動度補正用の電圧ΔＶが保持容量Ｃｓに保持された電圧から差し引かれる。

このような移動度補正動作は走査線ＷＳがハイレベルに戻るタイミングＴ７まで行われる。よってタイミングＴ６からタイミングＴ７までの期間Ｔ６‐Ｔ７が信号書込期間＆移動度補正期間となる。換言すると、走査線ＷＳに第２パルスＰ２が印加されると、信号書込動作及び移動度補正動作が行われる。信号書込期間＆移動度補正期間Ｔ６‐Ｔ７は、第２パルスＰ２のパルス幅に等しい。即ち第２パルスＰ２のパルス幅が移動度補正期間を規定している。

この様に信号書込期間Ｔ６‐Ｔ７では信号電位Ｖｓｉｇの書き込みと補正量ΔＶの調整が同時に行われる。Ｖｓｉｇが低いほどドライブトランジスタＴｒ２に流れる電流Ｉｄｓは大きくなり、ΔＶの絶対値も大きくなる。従って発光輝度レベルに応じた移動度補正が行われる。Ｖｓｉｇを一定とした場合、ドライブトランジスタＴｒ２の移動度μが大きいほどΔＶの絶対値が大きくなる。換言すると移動度μが大きいほど保持容量Ｃｓに対する負帰還量（即ち放電量若しくは電圧降下量）ΔＶが大きくなるので、画素ごとの移動度μのばらつきを取り除くことができる。

最後にタイミングＴ８になると、電源線ＤＳが低電位ＶｓｓからＶｃｃに切換る。これによりドレイン電流Ｉｄｓが発光素子ＥＬを流れ始める。発光素子ＥＬのカソード電位はほぼＶｃｃまで上昇する。発光素子ＥＬのカソード電位の上昇は、即ちドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位上昇に他ならない。ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位が上昇すると、保持容量Ｃｓのブートストラップ動作によりドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位も連動して上昇する。ゲート電位の上昇量はソース電位の上昇量に等しくなる。ゆえに発光期間中ドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓは一定に保持される。このＶｇｓの値は信号電位Ｖｓｉｇに閾電圧Ｖｔｈ及び移動量μの補正をかけたものとなっている。ドライブトランジスタＴｒ２は、飽和領域で動作する。即ちドライブトランジスタＴｒ２は、ゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓに応じた駆動電流Ｉｄｓを供給する。このＶｇｓの値は信号電位Ｖｓｉｇに閾電圧Ｖｔｈ及び移動量μの補正をかけたものとなっている。本発明の特徴事項として、ドライブトランジスタＴｒ２はＰチャネル型である。Ｎチャネル型に比べＰチャネル型はアーリ効果が抑制されているため、ドレイン電圧に対するドレイン電流Ｉｄｓの依存性が少なく、電源電圧の影響を受け難い。

引き続き図４〜図７を参照して図１及び図２に示した本発明にかかる表示装置の動作を詳細に説明する。図４は、Ｖｔｈ補正準備期間Ｔ２‐Ｔ４における画素回路の動作状態を示す模式図である。この準備期間では、最初に制御信号ＷＳをローレベルにしてサンプリングトランジスタＴｒ１をオンし、ドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧに基準電位Ｖｏｆｓを書き込む。続いて電源線ＤＳをハイレベルＶｃｃにする。この動作により、ドライブトランジスタＴｒ２のＶｇｓはその閾電圧Ｖｔｈよりも大きく設定される。このため、Ｖｃｃ−Ｖｏｆｓ＞｜Ｖｔｈ｜を満たす必要がある。ここでドライブトランジスタＴｒ２のソースをノードＡとする。このときドライブトランジスタＴｒ２はオン状態であり貫通電流が流れてしまう。従ってこの準備期間Ｔ２‐Ｔ４は数μｓ以下でなるべく短く設定し、且Ｖｏｆｓの値はＶｔｈよりも多少大きいだけに設定することが望ましい。

図５は、閾電圧補正期間Ｔ４‐Ｔ５における画素回路２の動作状態を表している。ここでは電源線ＤＳを低電位Ｖｓｓに切換えて発光素子ＥＬをカットオフする。これによりドライブトランジスタＴｒ２を介してソース電位の放電が開始し、ノードＡの電位はＶｏｆｓ＋｜Ｖｔｈ｜となり、ドライブトランジスタＴｒ２のＶｔｈ補正動作が行われる。

図６は、信号書込／移動度補正期間Ｔ６‐Ｔ７における画素回路の動作状態を表している。ここでは信号線ＳＬをＶｏｆｓからＶｓｉｇに書き換えた後、サンプリングトランジスタＴｒ１を再びオンする。これによりドライブトランジスタＴｒ２のゲートにはＶｓｉｇが書き込まれ、ノードＡの電位は保持容量Ｃｓと発光素子ＥＬの等価容量Ｃｏｌｅｄとの容量比に応じたカップリングが入り、ドライブトランジスタＴｒ２のＶｇｓは以下の式１に示した値となる。

このときドライブトランジスタＴｒ２を介してドレイン電流Ｉｄｓが流れるので、ノードＡの電位がΔＶだけ低下し、信号電位Ｖｓｉｇを書き込みながら移動度補正が行われる。適切な移動度補正量ΔＶを得るため、信号書込＆移動度補正期間Ｔ６‐Ｔ７は数μｓと非常に短い時間にする。移動度補正後の電流値Ｉｄｓを以下の式２に示す。式２でｔは移動度補正時間、Ｃは保持容量Ｃｓと等価容量Ｃｏｌｅｄの和である。

図７は、発光期間における画素回路２の動作状態を示す模式図である。発光期間では、サンプリングトランジスタＴｒ１をオフした後に電源線ＤＳを高電位Ｖｃｃに切換えて、発光素子ＥＬをオンする。これにより発光素子ＥＬにはＶｇｓで決まる定常電流が流れ、発光動作を行う。このときドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈ及び移動度μのばらつき補正がすでに行われているので、輝度むらがなくユニフォーミティの高い画質を得ることができる。発光期間ではドライブトランジスタＴｒ２のソース電位は発光素子ＥＬとの動作点で決まる電位まで上昇し、これに連動してゲート電位も上昇する。発光素子ＥＬの特性が変動して動作点にシフトが生じても、ドライブトランジスタＴｒ２のＶｇｓは一定に保たれるため、発光輝度の変化が生じない。以上の動作により、素子ばらつきが少なくアーリ効果特性も良いＰチャネル型のトランジスタを用いたばらつき補正回路を構成することができる。これにより表示装置パネルの高画質化と高精細化を同時に達成することができる。

図８は、本発明にかかる表示装置の他の実施形態を示す回路図である。理解を容易にするため、図２に示した先の実施形態と対応する部分には対応する参照番号を用いている。異なる点は、サンプリングトランジスタＴｒ１がＰチャネル型ではなく、Ｎチャネル型になっていることである。サンプリングトランジスタＴｒ１は基本的にスイッチング動作を行うトランジスタであり、特性上はＮチャネル型であっても差し支えない。

続いて本発明にかかる表示装置の発展形態を説明する。この発展形態は信号電位のレベルに合わせて移動度補正時間ｔを自動的に可変調整できる様にしている。図９は信号電位と最適移動度補正時間との関係を示すグラフである。縦軸に信号電位を取り、横軸に最適移動度補正時間を取ってある。本発明のようにドライブトランジスタＴｒ２をＰチャネル型とした場合、信号電位が低くなるほど駆動電流が大きくなり発光輝度が高くなる。従って発光輝度は信号電位が上方にシフトするに連れて、白レベルからグレーレベルを通って黒レベルになる。グラフから明らかなように、信号電位が白レベルのとき最適な移動度補正時間は比較的短く、逆に信号電位が黒レベルになると最適な移動度補正時間が長くなる傾向にある。画面のユニフォーミティを改善し画質を高めるためには、信号電位に応じて移動度補正時間を適応的に制御することが好ましい。

図１０は、本発明にかかる表示装置の発展形態の動作説明に供するタイミングチャートである。理解を容易にするため図３に示した先の実施形態のタイミングチャートと対応する部分には対応する参照番号を付してある。異なる点は、信号書込＆移動度補正時間を規定する制御信号ＷＳの負極性パルスの立上りを鈍らせていることである。これにより移動度補正時間ｔを信号電位Ｖｓｉｇのレベルに応じて自動的に可変調整することが可能である。

図１１は、図１０に示したタイミングＴ６‐Ｔ７に現れる制御信号ＷＳの負極性パルスを拡大表示した波形図である。サンプリングトランジスタＴｒ１はＰチャネル型であり、制御信号ＷＳがハイレベルからローレベルに切り換ることでオンし、逆にローレベルからハイレベルに切り換ることでオフする。ハイレベルからローレベルへの立下りは急峻であり、サンプリングトランジスタＴｒ１は直ちにオンする。逆にローレベルからハイレベルへの切換りは立上り波形が鈍らせてあり、動作点によってオフタイミングが異なっている。サンプリングトランジスタＴｒ１はソース側に信号電位Ｖｓｉｇが印加され、ゲート側に制御信号ＷＳが印加される。従ってサンプリングトランジスタＴｒ１の動作点は信号電位Ｖｓｉｇによって異なる。信号電位Ｖｓｉｇが低い白階調では動作点も低くなるため、サンプリングトランジスタＴｒ１は比較的早くオフする。従って白階調移動度補正時間は比較的短い。これに対し信号電位Ｖｓｉｇが黒階調のとき動作点はハイレベルに近くなる。よってサンプリングトランジスタＴｒ１がオフするタイミングは後方にシフトし、黒階調での移動度補正時間は長くなる。白階調と黒階調の中間のグレー階調では、その移動度補正時間も中間になる。この様にして本実施形態は信号電位Ｖｓｉｇのレベルに応じて移動度補正時間を最適に自動調整することが可能である。この様な移動度補正を行うため、サンプリングトランジスタＴｒ１はＮチャネル型よりもＰチャネル型の方が好ましい。

図１２は、本発展形態に用いるライトスキャナの実施例を示す回路図である。図１２はライトスキャナ４の出力部３段分とこれに接続される画素アレイ部１の３行分（３ライン分）を模式的に表している。ライトスキャナ４はシフトレジスタＳ／Ｒで構成されており、外部から入力されるクロック信号に応じて動作し、同じく外部から入力されるスタート信号を順次転送することで、各段ごとに順次信号を出力している。シフトレジスタＳ／Ｒの各段にはＮＡＮＤ素子が接続されており、隣り合う段のＳ／Ｒから出力された順次信号をＮＡＮＤ処理して、制御信号の基になる矩形波形を生成している。この矩形波形はインバータを介して出力バッファに入力される。出力バッファはシフトレジスタＳ／Ｒ側から供給される入力信号に応じて動作し、最終的な制御信号を対応する画素アレイ部１の走査線ＷＳに供給している。

出力バッファは電源電位Ｖｃｃと接地電位Ｖｓｓとの間に直列接続された一対のスイッチング素子からなる。一方のスイッチング素子がＰチャネル型トランジスタＴｒＰで、他方がＮチャネル型トランジスタＴｒＮである。なお各出力バッファに接続される画素アレイ部１側の各ラインは、等価回路的に抵抗成分Ｒと容量成分Ｃで表してある。ここでパルス電源７が各段の出力バッファの接地ラインＶｓｓに接続されている。このパルス電源７は１Ｈ周期で電源パルスを出力し、接地ラインＶｓｓに供給している。出力バッファはＮＡＮＤ素子側から供給される入力パルスに応じて電源パルスを抜き取り、これを出力パルスとして走査線ＷＳ側に供給している。図１２の下方に示すように、ハッチングを付した負極正の電源パルスは、立下りが急峻で立上りがなだらかになっている。この立上りのなだらかな部分をそのまま抜き取って制御信号ＷＳに用いることで、移動度補正時間の自動制御に利用している。

図１３は、図１２に示したライトスキャナの動作説明に供するタイミングチャートである。図示するように、パルス電源７は１Ｈ毎に負極性パルスＰを含む電源パルス列を出力バッファの接地ラインに供給している。図示のタイミングチャートは、電源パルスと時系列を併せて、出力バッファの入力パルスと出力パルスも表している。図では、Ｎ−１段目及びＮ段目の出力バッファに供給される入力パルスと出力パルスを表してある。入力パルスは１段ごとに１Ｈずつシフトしていく矩形パルスである。Ｎ−１段目の出力バッファに入力パルスが供給されると、インバータがオンし接地ラインからパルスＰをそのまま抜き取る。これがＮ−１段目の出力バッファの出力パルスとなって、そのまま対応するＮ−１ライン目の走査線ＷＳに出力される。同様にしてＮ段目の出力バッファに入力パルスが印加すると、出力パルスがＮ段目の出力バッファから対応する走査線ＷＳに出力される。

以下参考のため、Ｐチャネル型ではなくＮチャネル型のドライブトランジスタを用いた画素回路の例を説明する。図１４は、参考例にかかる表示装置の構成を示すブロック図である。図示するように、この画素２は有機ＥＬデバイスなどで代表される発光素子ＥＬと、サンプリングトランジスタＴｒ１と、ドライブトランジスタＴｒ２と、保持容量Ｃｓとを含む。本発明にかかる表示装置と異なる点は、ドライブトランジスタＴｒ２がＰチャネル型ではなくＮチャネル型で構成されていることである。Ｎチャネル型のドライブトランジスタは、Ｐチャネル型に比べ閾電圧Ｖｔｈや移動度μのばらつきが大きく、アーリ効果も目立つ。このため表示装置の画素回路のドライブトランジスタとしては特性的にＰチャネル型よりも劣る。

サンプリングトランジスタＴｒ１は、その制御端（ゲート）が対応する走査線ＷＳに接続し、一対の電流端（ソース及びドレイン）の片方が対応する信号線ＳＬに接続し、他方がドライブトランジスタＴｒ２の制御端（ゲートＧ）に接続する。ドライブトランジスタＴｒ２は、一対の電流端（ソースＳ及びドレイン）の一方が発光素子ＥＬに接続し、他方が対応する電源線ＤＳに接続している。本参考例では、ドライブトランジスタＴｒ２がＮチャネル型であり、そのドレインが電源線ＤＳに接続する一方、ソースＳが出力ノードとして発光素子ＥＬのアノードに接続している。発光素子ＥＬのカソードは所定のカソード電位Ｖｃａｔｈに接続している。保持容量ＣｓはドライブトランジスタＴｒ２の片方の電流端であるソースＳと制御端であるゲートＧの間に接続している。

かかる構成において、サンプリングトランジスタＴｒ１は走査線ＷＳから供給された制御信号に応じて導通し、信号線ＳＬから供給された信号電位をサンプリングして保持容量Ｃｓに保持する。ドライブトランジスタＴｒ２は、第１電位（高電位Ｖｃｃ）にある電源線ＤＳから電流の供給を受け保持容量Ｃｓに保持された信号電位に応じて駆動電流を発光素子ＥＬに流す。ライトスキャナ４は、信号線ＳＬが信号電位にある時間帯にサンプリングトランジスタＴｒ１を導通状態にするため、所定のパルス幅の制御信号を制御線ＷＳに出力し、以って保持容量Ｃｓに信号電位を保持すると同時にドライブトランジスタＴｒ２の移動度μに対する補正を信号電位に加える。この後ドライブトランジスタＴｒ２は保持容量Ｃｓに書き込まれた信号電位Ｖｓｉｇに応じた駆動電流を発光素子ＥＬに供給し、発光動作に入る。

本画素回路２は、上述した移動度補正機能に加え閾電圧補正機能も備えている。即ち電源スキャナ６は、サンプリングトランジスタＴｒ１が信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする前に、第１タイミングで電源線ＤＳを第１電位（高電位Ｖｃｃ）から第２電位（低電位Ｖｓｓ）に切換える。またライトスキャナ４は同じくサンプリングトランジスタＴｒ１が信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする前に、第２タイミングでサンプリングトランジスタＴｒ１を導通させて信号線ＳＬから基準電位ＶｏｆｓをドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧに印加すると共にドライブトランジスタＴｒ２のソースＳを第２電位（Ｖｓｓ）にセットする。電源スキャナ６は第２タイミングの後の第３タイミングで電源線ＤＳを第２電位Ｖｓｓから第１電位Ｖｃｃに切換えて、ドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧を保持容量Ｃｓに保持する。かかる閾電圧補正機能により、本表示装置は画素毎にばらつくドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈの影響をキャンセルすることができる。

本画素回路２は、さらにブートストラップ機能も備えている。即ちライトスキャナ４は保持容量Ｃｓに信号電位Ｖｓｉｇが保持された段階で走査線ＷＳに対する制御信号の印加を解除し、サンプリングトランジスタＴｒ１を非導通状態にしてドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧを信号線ＳＬから電気的に切り離し、以ってドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位変動にゲートＧの電位が連動し、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓを一定に維持することができる。

図１５は、図１４に示した画素回路２の動作説明に供するタイミングチャートである。時間軸を共通にして、走査線ＷＳの電位変化、電源線ＤＳの電位変化及び信号線ＳＬの電位変化を表している。またこれらの電位変化と並行に、ドライブトランジスタのゲートＧ及びソースＳの電位変化も表してある。

走査線ＷＳには、サンプリングトランジスタＴｒ１をオンするための制御信号パルスが印加される。この制御信号パルスは画素アレイ部の線順次走査に合わせて１フィールド（１ｆ）周期で走査線ＷＳに印加される。この制御信号パルスは一水平走査周期（１Ｈ）の間に二発のパルスを含んでいる。以下、最初のパルスを第一パルスＰ１とし、後続のパルスを第二パルスＰ２と呼ぶ。電源線ＤＳは同じように１フィールド周期（１ｆ）で高電位Ｖｃｃと低電位Ｖｓｓとの間で切り換る。信号線ＳＬには一水平走査周期（１Ｈ）内で信号電位Ｖｓｉｇと基準電位Ｖｏｆｓが切り換る映像信号を供給している。

図１５のタイミングチャートに示すように、画素は前のフィールドの発光期間から当該フィールドの非発光期間に入り、そのあと当該フィールドの発光期間となる。この非発光期間で準備動作、閾電圧補正動作、信号書込動作、移動度補正動作などを行う。

前フィールドの発光期間では、電源線ＤＳが高電位Ｖｃｃにあり、ドライブトランジスタＴｒ２が駆動電流Ｉｄｓを発光素子ＥＬに供給している。駆動電流Ｉｄｓは高電位Ｖｃｃにある電源線ＤＳからドライブトランジスタＴｒ２を介して発光素子ＥＬを通り、カソードラインに流れ込んでいる。

続いて当該フィールドの非発光期間に入るタイミングＴ１で、電源線ＤＳを高電位Ｖｃｃから低電位Ｖｓｓに切換える。これにより電源線ＤＳはＶｓｓまで放電され、さらにドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位はＶｓｓまで下降する。これにより発光素子ＥＬのアノード電位（即ちドライブトランジスタＴｒ２のソース電位）は逆バイアス状態となるため、駆動電流が流れなくなり消灯する。またドライブトランジスタのソースＳの電位降下に連動してゲートＧの電位も降下する。

続いてタイミングＴ２になると、走査線ＷＳを低レベルから高レベルに切換えることで、サンプリングトランジスタＴｒ１が導通状態になる。この時信号線ＳＬは基準電位Ｖｏｆｓにある。よってドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位は導通したサンプリングトランジスタＴｒ１を通じて信号線ＳＬの基準電位Ｖｏｆｓとなる。この時ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位はＶｏｆｓよりも十分低い電位Ｖｓｓにある。この様にしてドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧとソースＳとの間の電圧ＶｇｓがドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈより大きくなるように、初期化される。タイミングＴ１からタイミングＴ３までの期間Ｔ１‐Ｔ３はドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓを予めＶｔｈ以上に設定する準備期間である。

この後タイミングＴ３になると、電源線ＤＳが低電位Ｖｓｓから高電位Ｖｃｃに遷移し、ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位が上昇を開始する。やがてドリライブトランジスタＴｒ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓが閾電圧Ｖｔｈとなったところで電流がカットオフする。この様にしてドライブトランジスタＴｒ２の閾電圧Ｖｔｈに相当する電圧が保持容量Ｃｓに書き込まれる。これが閾電圧補正動作である。この時電流がもっぱら保持容量Ｃｓ側に流れ、発光素子ＥＬには流れないようにするため、発光素子ＥＬがカットオフとなるようにカソード電位Ｖｃａｔｈを設定しておく。

タイミングＴ４では走査線ＷＳがハイレベルからローレベルに戻る。換言すると、走査線ＷＳに印加された第一パルスＰ１が解除され、サンプリングトランジスタはオフ状態になる。以上の説明から明らかなように、第一パルスＰ１は閾電圧補正動作を行うために、サンプリングトランジスタＴｒ１のゲートに印加される。

この後信号線ＳＬが基準電位Ｖｏｆｓから信号電位Ｖｓｉｇに切り換る。続いてタイミングＴ５で走査線ＷＳが再びローレベルからハイレベルに立上る。換言すると第二パルスＰ２がサンプリングトランジスタＴｒ１のゲートに印加される。これによりサンプリングトランジスタＴｒ１は再びオンし、信号線ＳＬから信号電位Ｖｓｉｇをサンプリングする。よってドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位は信号電位Ｖｓｉｇになる。ここで発光素子ＥＬは始めカットオフ状態（ハイインピーダンス状態）にあるためドライブトランジスタＴｒ２のドレインとソースの間に流れる電流は専ら保持容量Ｃｓと発光素子ＥＬの等価容量に流れ込み充電を開始する。この後サンプリングトランジスタＴｒ１がオフするタイミングＴ６までに、ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位はΔＶだけ上昇する。この様にして映像信号の信号電位ＶｓｉｇがＶｔｈに足し込まれる形で保持容量Ｃｓに書き込まれる共に、移動度補正用の電圧ΔＶが保持容量Ｃｓに保持された電圧から差し引かれる。よってタイミングＴ５からタイミングＴ６まで期間Ｔ５‐Ｔ６が信号書込期間＆移動度補正期間となる。換言すると、走査線ＷＳに第二パルスＰ２が印加されると、信号書込動作及び移動度補正動作が行われる。信号書込期間＆移動度補正期間Ｔ５‐Ｔ６は、第二パルスＰ２のパルス幅に等しい。即ち第二パルスＰ２のパルス幅が移動度補正期間を規定している。

この様に信号書込期間Ｔ５‐Ｔ６では信号電にＶｓｉｇの書き込みと補正量ΔＶの調整が同時に行われる。Ｖｓｉｇが高いほどドライブトランジスタＴｒ２が供給する電流Ｉｄｓは大きくなり、ΔＶの絶対値も大きくなる。従って発光輝度レベルに応じた移動度補正が行われる。Ｖｓｉｇを一定とした場合、ドライブトランジスタＴｒ２の移動度μが大きいほどΔＶの絶対値が大きくなる。換言すると移動度μが大きいほど保持容量Ｃｓに対する負帰還量ΔＶが大きくなるので、画素毎の移動度μのばらつきを取り除くことができる。

最後にタイミングＴ６になると、前述したように走査線ＷＳが低レベル側に遷移し、サンプリングトランジスタＴｒ１はオフ状態となる。これによりドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧは信号線ＳＬから切り離される。同時にドレイン電流Ｉｄｓが発光素子ＥＬを流れ始める。これにより発光素子ＥＬのアノード電位は駆動電流Ｉｄｓに応じて上昇する。発光素子ＥＬのアノード電位の上昇は、即ちドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位上昇に他ならない。ドライブトランジスタＴｒ２のソースＳの電位が上昇すると、保持容量Ｃｓのブートストラップ動作によりドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧの電位も連動して上昇する。ゲート電位の上昇量はソース電位の上昇量に等しくなる。ゆえに発光期間中ドライブトランジスタＴｒ２のゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓは一定に保持される。このＶｇｓの値は信号電位Ｖｓｉｇに閾電圧Ｖｔｈ及び移動量μの補正をかけたものとなっている。ドライブトランジスタＴｒ２は、飽和領域で動作する。即ちドライブトランジスタＴｒ２は、ゲートＧ／ソースＳ間電圧Ｖｇｓに応じた駆動電流Ｉｄｓを供給する。このＶｇｓの値は信号電位Ｖｓｉｇに閾電圧Ｖｔｈ及び移動量μの補正をかけたものとなっている。

本発明にかかる表示装置は、図１６に示すような薄膜デバイス構成を有する。本図は、絶縁性の基板に形成された画素の模式的な断面構造を表している。図示するように、画素は、複数の薄膜トランジタを含むトランジスター部（図では１個のＴＦＴを例示）、保持容量などの容量部及び有機ＥＬ素子などの発光部とを含む。基板の上にＴＦＴプロセスでトランジスター部や容量部が形成され、その上に有機ＥＬ素子などの発光部が積層されている。その上に接着剤を介して透明な対向基板を貼り付けてフラットパネルとしている。

本発明にかかる表示装置は、図１７に示すようにフラット型のモジュール形状のものを含む。例えば絶縁性の基板上に、有機ＥＬ素子、薄膜トランジスタ、薄膜容量等からなる画素をマトリックス状に集積形成した画素アレイ部を設ける、この画素アレイ部（画素マトリックス部）を囲むように接着剤を配し、ガラス等の対向基板を貼り付けて表示モジュールとする。この透明な対向基板には必要に応じて、カラーフィルタ、保護膜、遮光膜等を設けてももよい。表示モジュールには、外部から画素アレイ部への信号等を入出力するためのコネクタとして例えばＦＰＣ（フレキシブルプリントサーキット）を設けてもよい。

以上説明した本発明における表示装置は、フラットパネル形状を有し、様々な電子機器、例えば、デジタルカメラ、ノート型パーソナルコンピューター、携帯電話、ビデオカメラなど、電子機器に入力された、若しくは、電子機器内で生成した駆動信号を画像若しくは映像として表示するあらゆる分野の電子機器のディスプレイに適用することが可能である。以下この様な表示装置が適用された電子機器の例を示す。

図１８は本発明が適用されたテレビであり、フロントパネル１２、フィルターガラス１３等から構成される映像表示画面１１を含み、本発明の表示装置をその映像表示画面１１に用いることにより作製される。

図１９は本発明が適用されたデジタルカメラであり、上が正面図で下が背面図である。このデジタルカメラは、撮像レンズ、フラッシュ用の発光部１５、表示部１６、コントロールスイッチ、メニュースイッチ、シャッター１９等を含み、本発明の表示装置をその表示部１６に用いることにより作製される。

図２０は本発明が適用されたノート型パーソナルコンピュータであり、本体２０には文字等を入力するとき操作されるキーボード２１を含み、本体カバーには画像を表示する表示部２２を含み、本発明の表示装置をその表示部２２に用いることにより作製される。

図２１は本発明が適用された携帯端末装置であり、左が開いた状態を表し、右が閉じた状態を表している。この携帯端末装置は、上側筐体２３、下側筐体２４、連結部（ここではヒンジ部）２５、ディスプレイ２６、サブディスプレイ２７、ピクチャーライト２８、カメラ２９等を含み、本発明の表示装置をそのディスプレイ２６やサブディスプレイ２７に用いることにより作製される。

図２２は本発明が適用されたビデオカメラであり、本体部３０、前方を向いた側面に被写体撮影用のレンズ３４、撮影時のスタート／ストップスイッチ３５、モニター３６等を含み、本発明の表示装置をそのモニター３６に用いることにより作製される。

本発明にかかる表示装置の全体構成を示すブロック図である。 図１に示した表示装置の実施形態を示す回路図である。 図２に示した表示装置の動作説明に供するタイミングチャートである。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 同じく動作説明に供する模式図である。 本発明にかかる表示装置の他の実施形態を示す回路図である。 本発明にかかる表示装置の発展形態の説明に供するグラフである。 発展形態の動作説明に供するタイミングチャートである。 同じく発展形態の説明に供する波形図である。 同じく発展形態に使うライトスキャナの構成を示す回路図である。 図１２に示したライトスキャナの動作説明に供するタイミングチャートである。 参考例にかかる表示装置の構成を示す回路図である。 参考例にかかる表示装置の動作説明に供するタイミングチャートである。 本発明にかかる表示装置のデバイス構成を示す断面図である。 本発明にかかる表示装置のモジュール構成を示す平面図である。 本発明にかかる表示装置を備えたテレビジョンセットを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えたデジタルスチルカメラを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えたノート型パーソナルコンピューターを示す斜視図である。 本発明にかかる表示装置を備えた携帯端末装置を示す模式図である。 本発明にかかる表示装置を備えたビデオカメラを示す斜視図である。

符号の説明

１・・・画素アレイ部、２・・・画素、３・・・水平セレクタ（信号セレクタ）、４・・・ライトスキャナ、５・・・ドライブスキャナ、Ｔｒ１・・・サンプリングトランジスタ、Ｔｒ２・・・ドライブトランジスタ、Ｃｓ・・・保持容量、ＥＬ・・・発光素子

Claims (5)

1. 画素アレイ部、及び、画素アレイ部を駆動する駆動部から成り、
   画素アレイ部は、行状の走査線、列状の信号線、両者が交差する部分に配された行列状の画素、及び、画素の各行に対応して配された電源線を備え、
   駆動部は、
   各走査線に順次制御信号を供給して画素を行単位で線順次走査する主スキャナ、
   線順次走査に合わせて各電源線に第１電位と第２電位に切り換わる電源電圧を供給するドライブスキャナ、及び、
   線順次走査に合わせて列状の信号線に映像信号となる信号電位と基準電位を供給する信号セレクタ、
   を備え、
   画素は、発光素子、サンプリングトランジスタ、ドライブトランジスタ、及び、保持容量を含み、
   サンプリングトランジスタは、そのゲートが走査線に接続され、そのソース及びドレインの一方が信号線に接続され、他方がドライブトランジスタのゲートに接続され、
   ドライブトランジスタはＰチャネル型で、そのソースが発光素子のカソードに接続され、そのドレインが接地配線に接続され、
   保持容量は、ドライブトランジスタのソースとゲートの間に接続され、
   発光素子は、そのアノードが電源線に接続され、そのカソードがドライブトランジスタのソースに接続されている表示装置であって、
   信号セレクタが信号線に基準電位を供給している時間帯で、主スキャナは走査線に制御信号を供給してサンプリングトランジスタを導通状態にする一方、ドライブスキャナは電源線を第２電位から第１電位へ切り換えた後、第１電位から第２電位へ切り換え、以て、ドライブトランジスタの閾電圧に相当する電圧を保持容量に保持し、
   信号セレクタが信号線に信号電位を供給している時間帯で、主スキャナは走査線に制御信号を供給してサンプリングトランジスタを導通状態にし、以て、信号線から供給された信号電位をサンプリングして保持容量に保持し、
   ドライブスキャナが電源線を第１電位に維持している時間帯で、ドライブトランジスタは、保持された信号電位に応じて駆動電流を発光素子に流す表示装置。
2. サンプリングトランジスタが信号線から供給された信号電位をサンプリングして保持容量に保持する時、ドライブトランジスタに流れる駆動電流を保持容量に負帰還して、ドライブトランジスタの移動度に対する補正を信号電位に加える請求項１に記載の表示装置。
3. サンプリングトランジスタもＰチャネル型である請求項１に記載の表示装置。
4. 主スキャナは、保持容量に信号電位が保持された段階で走査線に対する制御信号の印加を解除し、サンプリングトランジスタを非導通状態にしてドライブトランジスタのゲートを信号線から電気的に切り離し、以て、ドライブトランジスタのソース電位の変動にゲート電位が連動しゲートとソース間の電圧を一定に維持する請求項１に記載の表示装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の表示装置を備えた電子機器。

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