JP4886447B2 - 超音波振動子駆動回路および超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波振動子駆動回路および超音波診断装置に関し、さらに詳しくは、電力消費を抑制できると共に回路サイズを小型化できる超音波振動子駆動回路および超音波診断装置に関する。

従来、オン状態で正電圧を超音波振動子への出力ラインへ出力するＰ側ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）と、オン状態で負電圧を超音波振動子への出力ラインへ出力するＮ側ＦＥＴと、それらＰ側ＦＥＴおよびＮ側ＦＥＴをドライブするドライバ回路とを具備した超音波診断装置が知られている（例えば、特許文献１、特許文献２参照。）。
特開２００６−１０１９９７号公報（図１０、図１２、図１４） 特開２００４−３５８１３３号公報（図２）

上記従来の超音波診断装置では、ＦＥＴのゲート電圧を調整する（＝ＦＥＴでの電圧降下を調整する）ことにより超音波振動子への出力電圧を制御できた。
しかし、超音波振動子に電圧をパルス状に印加するとき、パルス幅の期間だけＦＥＴをオンしているため、電力消費が大きくなる問題点があった。
このため、上記従来の超音波診断装置では、超音波振動子への出力電圧が低いときはＦＥＴの電源電圧を低い電圧に切り替える（＝ＦＥＴでの電圧降下を小さくする）ことにより電力消費を抑制している。
しかし、ＦＥＴの電源電圧を切り替えるための回路は電源回路であるため、回路サイズが大型化してしまう問題点があった。
そこで、本発明の目的は、電力消費を抑制できると共に回路サイズを小型化できる超音波振動子駆動回路および超音波診断装置を提供することにある。

第１の観点では、本発明は、オン状態で正電圧を超音波振動子への出力ラインへ出力するＰ側電界効果トランジスタと、オン状態で負電圧を前記出力ラインへ出力するＮ側電界効果トランジスタと、前記Ｐ側電界効果トランジスタおよび前記Ｎ側電界効果トランジスタがオフ状態のときに前記出力ラインをグランド電圧にするためのグランド・クランプ回路と、入力されたＰ側送波信号に応じて前記Ｐ側電界効果トランジスタをオンし前記出力ラインがグランド電圧から正の所定電圧に上昇するまでの上昇時間後に前記Ｐ側電界効果トランジスタをオフすること及び入力されたＮ側送波信号に応じて前記Ｎ側電界効果トランジスタをオンし前記出力ラインがグランド電圧から負の所定電圧に下降するまでの下降時間後に前記Ｎ側電界効果トランジスタをオフすることの少なくとも一方を行うドライバ回路とを具備したことを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第１の観点による超音波振動子駆動回路では、Ｐ側送波信号に応じてＰ側電界効果トランジスタをオンしてから正の所定電圧に上昇すると、Ｐ側電界効果トランジスタをオフするので、超音波振動子への出力電圧は正の所定電圧で規定される電圧になる。そして、グランド・クランプ回路により、超音波振動子への出力電圧をグランド電圧に戻すことが出来る。よって、超音波振動子へ印加する正のパルスの電圧値およびパルス幅の両方を制御できる。また、Ｎ側送波信号に応じてＮ側電界効果トランジスタをオンしてから負の所定電圧に下降すると、Ｎ側電界効果トランジスタをオフするので、超音波振動子への出力電圧は負の所定電圧で規定される電圧になる。そして、グランド・クランプ回路により、超音波振動子への出力電圧をグランド電圧に戻すことが出来る。よって、超音波振動子へ印加する負のパルスの電圧値およびパルス幅の両方を制御できる。そして、超音波振動子への出力電圧が所定電圧に達するとＦＥＴをオフしてしまうため、電力消費を抑制できる。また、ＦＥＴの電源電圧を切り替えるための回路が必要でないため、回路サイズを小型化できる。

第２の観点では、本発明は、前記第１の観点による超音波振動子駆動回路において、前記ドライバ回路は、前記Ｐ側送波信号と前記Ｎ側送波信号と前記出力ラインから帰還した帰還電圧とに基づいて前記Ｐ側電界効果トランジスタおよび前記Ｎ側電界効果トランジスタをドライブすることを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第２の観点による超音波振動子駆動回路では、出力ラインから帰還した帰還電圧を用いて制御するので、回路素子のばらつきがあっても、超音波振動子への出力電圧を正確に制御できる。

第３の観点では、本発明は、前記第２の観点による超音波振動子駆動回路において、前記ドライバ回路は、前記Ｐ側電界効果トランジスタをドライブするＰ側ドライブ回路と、前記Ｎ側電界効果トランジスタをドライブするＮ側ドライブ回路とからなることを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第３の観点による超音波振動子駆動回路では、Ｐ側ドライバ回路とＮ側ドライバ回路とに分けているので、それぞれの論理を構成しやすくなる。

第４の観点では、本発明は、前記第３の観点による超音波振動子駆動回路において、前記Ｐ側ドライブ回路は、Ｐ側閾値と前記帰還電圧とを比較するＰ側比較器と、前記Ｐ側送波信号と前記Ｐ側比較器の出力電圧とを基に前記Ｐ側電界効果トランジスタのドライブ信号を出力するＰ側論理回路とを含むことを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第４の観点による超音波振動子駆動回路では、Ｐ側閾値を調整することにより、超音波振動子への正の出力電圧を調整できる。

第５の観点では、本発明は、前記第４の観点による超音波振動子駆動回路において、前記Ｐ側論理回路は、フリップフロップ回路であることを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第５の観点による超音波振動子駆動回路では、出力ラインがグランド電圧から正の所定電圧に上昇してＰ側電界効果トランジスタをオフした後、出力ラインの電圧が下がっても、Ｐ側電界効果トランジスタのオフ状態を維持することが出来る。

第６の観点では、本発明は、前記第３から前記第５のいずれかの観点による超音波振動子駆動回路において、前記Ｎ側ドライブ回路は、Ｎ側閾値と前記帰還電圧とを比較するＮ側比較器と、前記Ｎ側送波信号と前記Ｎ側比較器の出力電圧とを基に前記Ｎ側電界効果トランジスタのドライブ信号を出力するＮ側論理回路とを含むことを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第６の観点による超音波振動子駆動回路では、Ｎ側閾値を調整することにより、超音波振動子への負の出力電圧を調整できる。

第７の観点では、本発明は、前記第６の観点による超音波振動子駆動回路において、前記Ｎ側論理回路は、フリップフロップ回路であることを特徴とする超音波振動子駆動回路を提供する。
上記第７の観点による超音波振動子駆動回路では、出力ラインがグランド電圧から負の所定電圧に下降してＮ側電界効果トランジスタをオフした後、出力ラインの電圧が上がっても、Ｎ側電界効果トランジスタのオフ状態を維持することが出来る。

第８の観点では、本発明は、超音波探触子と、前記第１から前記第７のいずれかの観点による超音波振動子駆動回路と、前記超音波振動子駆動回路に前記Ｐ側送波信号と前記Ｎ側送波信号と前記Ｐ側閾値と前記Ｎ側閾値を与える送波手段と、前記超音波探触子でエコー信号を受信し音線信号を出力する受信手段と、前記音線信号を基に超音波画像を生成する画像生成手段と、前記超音波画像を表示する表示手段とを具備したことを特徴とする超音波診断装置を提供する。
上記第８の観点による超音波診断装置では、前記第１から第７のいずれかの超音波振動子駆動回路を用いているから、電力消費を抑制できると共に回路サイズを小型化することが出来る。

本発明の超音波振動子駆動回路および超音波診断装置によれば、電力消費を抑制できる。また、回路サイズを小型化することが出来る。

以下、図に示す実施の形態により本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。

図１は、実施例１に係る超音波診断装置１００を示す構成図である。
この超音波診断装置１００は、多数の超音波振動子Ｅが内設され且つそれらにより超音波ビームを被検体内へ送信すると共に被検体内から超音波エコーを受信する超音波探触子１と、超音波エコーから音線信号を生成し出力する受信部２と、音線信号を基に超音波画像を生成する画像生成部３と、超音波画像を表示する表示部４と、超音波を送信するために超音波振動子Ｅを駆動する超音波振動子駆動回路１０と、超音波振動子駆動回路１０へ送信のための信号を入力する送波部５と、全体を制御する制御部６と、操作者が操作するための入力部７とを具備している。

図２は、実施例１に係る超音波振動子駆動回路１０を示す回路図である。
超音波振動子駆動回路１０は、オン状態で正電圧＋ＨＶを超音波振動子Ｅへの出力ラインＷへ出力するＰ側ＦＥＴ１１Ｐと、オン状態で負電圧−ＨＶを出力ラインＷへ出力するＮ側ＦＥＴ１１Ｎと、送波部５から入力されたＰ側送波信号ＰＰおよびＰ側閾値ＴＨＰと出力ラインＷから帰還した帰還電圧Ｖｏとに基づいてＰ側ＦＥＴ１１ＰをドライブするＰ側ドライバ回路１２Ｐと、送波部５から入力されたＮ側送波信号ＰＮおよびＮ側閾値ＴＨＮと帰還電圧Ｖｏとに基づいてＮ側ＦＥＴ１１ＮをドライブするＮ側ドライバ回路１２Ｎと、アクティブ・グランド・クランプ回路１５を具備している。

Ｐ側ドライバ回路１２Ｐは、帰還電圧ＶｏがＰ側閾値ＴＨＰより高いときに「Ｈ」となりそれ以外は「Ｌ」となるＰ側比較信号ＬＶＰを出力する比較器１３Ｐと、Ｐ側送波信号ＰＰの「立下り：Ｈ→Ｌ」で出力Ｑを「Ｌ」にすると共にＰ側比較信号ＬＶＰの「立上り：Ｌ→Ｈ」で出力Ｑを「Ｈ」にするフリップフロップ１４Ｐとを含んでいる。

Ｎ側ドライバ回路１２Ｎは、帰還電圧ＶｏがＮ側閾値ＴＨＮより高いときに「Ｈ」となりそれ以外は「Ｌ」となるＮ側比較信号ＬＶＮを出力する比較器１３Ｎと、Ｎ側送波信号ＰＰの「立上り：Ｌ→Ｈ」で反転出力Ｑbarを「Ｈ」にすると共にＮ側比較信号ＬＶＮの「立下り：Ｈ→Ｌ」で反転出力Ｑbarを「Ｌ」にするフリップフロップ１４Ｎとを含んでいる。

アクティブ・グランド・クランプ回路１５は、オン状態で出力ラインＷをグランド電圧にするＰ側ＦＥＴ１６Ｐ及びＮ側ＦＥＴ１６Ｎを具備している。

なお、図２中の抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７およびコンデンサＣ５は、出力レスポンスを帰還レスポンスより遅くし、動作を安定化するために入れてあるが、回路素子に内在する要素で足りる場合は省略可能である。

図３は、超音波振動子Ｅに正の所定電圧を印加し、グランド電圧に戻してから、負の所定電圧を印加する場合のタイミングチャートである。
Ｐ側送波信号ＰＰが「Ｈ→Ｌ」のとき、そのＰ側送波信号ＰＰの立下りでフリップフロップ１４Ｐの出力ＱすなわちＰ側駆動信号ＤＶＰが「Ｈ→Ｌ」になる。すると、Ｐ側ＦＥＴ１１Ｐのゲート電圧が一定の時定数（Ｒ１，Ｒ６，Ｃ１で決まる）で下がり、出力ラインＷへの出力電圧がグランド電圧から一定の時定数で上昇し、帰還電圧Ｖｏもグランド電圧から一定の時定数で上昇する。帰還電圧ＶｏがＰ側閾値ＴＨＰに達すると、Ｐ側比較信号ＬＶＰが「Ｌ→Ｈ」となる。そのＰ側比較信号ＬＶＰの立上りでフリップフロップ１４Ｐの出力ＱすなわちＰ側駆動信号ＤＶＰが「Ｌ→Ｈ」になる。すると、Ｐ側ＦＥＴ１１Ｐのゲート電圧が一定の時定数（Ｒ６，Ｃ１で決まる）で上がるが、出力ラインＷへの出力電圧は出力ラインＷの時定数（浮遊容量やＲ５，Ｃ５などで決まる）が大きいために、ＴＨＰ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）にほぼ維持される。所定の時間になると、Ｐ側クランプ信号ＣＰＰ及びＮ側クランプ信号ＣＰＮによりアクティブ・グランド・クランプ回路１５が出力ラインＷをグランド電圧に戻す。以上により、正のパルスが超音波探触子Ｅに印加され、そのパルスの電圧はＰ側閾値ＴＨＰで制御され、パルス幅はＰ側送波信号ＰＰとクランプ信号ＣＰＰ，ＣＰＮで制御されることとなる。

次に、Ｎ側送波信号ＰＮが「Ｌ→Ｈ」のとき、そのＮ側送波信号ＰＮの立上りでフリップフロップ１４Ｐの反転出力ＱbarすなわちＮ側駆動信号ＤＶＮが「Ｌ→Ｈ」になる。すると、Ｎ側ＦＥＴ１１Ｎのゲート電圧が一定の時定数（Ｒ２，Ｒ７，Ｃ２で決まる）で下がり、出力ラインＷへの出力電圧がグランド電圧から一定の時定数で下降し、帰還電圧Ｖｏもグランド電圧から一定の時定数で下降する。帰還電圧ＶｏがＮ側閾値ＴＨＮに達すると、Ｎ側比較信号ＬＶＮが「Ｈ→Ｌ」となる。そのＮ側比較信号ＬＶＮの立下りでフリップフロップ１４Ｎの反転出力ＱbarすなわちＮ側駆動信号ＤＶＮが「Ｈ→Ｌ」になる。すると、Ｎ側ＦＥＴ１１Ｎのゲート電圧が一定の時定数（Ｒ７，Ｃ２で決まる）で上がるが、出力ラインＷへの出力電圧は出力ラインＷの時定数（浮遊容量やＲ５，Ｃ５などで決まる）が大きいために、−ＴＨＮ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）にほぼ維持される。所定の時間になると、Ｐ側クランプ信号ＣＰＰ及びＮ側クランプ信号ＣＰＮによりアクティブ・グランド・クランプ回路１５が出力ラインＷをグランド電圧に戻す。以上により、負のパルスが超音波探触子Ｅに印加され、そのパルスの電圧はＮ側閾値ＴＨＮで制御され、パルス幅はＮ側送波信号ＰＮとクランプ信号ＣＰＰ，ＣＰＮで制御されることとなる。

図４は、超音波振動子Ｅに正電圧＋ＨＶを印加し、次いで負電圧−ＨＶを印加する場合のタイミングチャートである。
この場合、正のパルスのパルス幅は、Ｐ側送波信号ＰＰとＮ側送波信号ＰＮで制御されることとなる。

実施例１の超音波振動子駆動回路１０および超音波振動子駆動回路１００によれば、次の効果が得られる。
（１）超音波振動子Ｅへの出力電圧が所定電圧に達するとＦＥＴ１１Ｐ，１１Ｎをオフしてしまうため、電力消費を抑制できる。
（２）ＦＥＴ１１Ｐ，１１Ｎの電源電圧を切り替えるための回路が必要でないため、回路サイズを小型化できる。
（３）超音波探触子Ｅに印加するパルスの電圧を正確に制御できる。

超音波振動子Ｅに負の所定電圧を印加し、グランド電圧に戻してから、正の所定電圧を印加する場合、及び、超音波振動子Ｅに負の所定電圧を印加し、次いで正の所定電圧を印加する場合にも、実施例１と同様に本発明を適用しうる。

本発明の超音波振動子駆動回路および超音波診断装置は、超音波診断装置の性能向上および小型化に利用できる。

実施例１に係る超音波診断装置を示すブロック図である。 実施例１に係る超音波振動子駆動回路を示す回路図である。 超音波振動子に正の所定電圧を印加し、グランド電圧に戻してから、負の所定電圧を印加する場合のタイミングチャートである。 超音波振動子に正の所定電圧を印加し、次いで負の所定電圧を印加する場合のタイミングチャートである。

符号の説明

１ 超音波探触子
１０ 超音波振動子駆動回路
１１Ｐ Ｐ側電界効果トランジスタ
１１Ｎ Ｎ側電界効果トランジスタ
１２Ｐ Ｐ側ドライバ回路
１２Ｎ Ｎ側ドライバ回路
１３Ｐ Ｐ側比較器
１３Ｎ Ｎ側比較器
１４Ｐ，１４Ｎ フリップフロップ
１５ アクティブ・グランド・クランプ回路
１００ 超音波診断装置
Ｅ 超音波振動子
＋ＨＶ 正電圧
−ＨＶ 負電圧
ＣＰＰ Ｐ側クランプ信号
ＣＰＮ Ｎ側クランプ信号
ＰＰ Ｐ側送波信号
ＰＮ Ｎ側送波信号
ＴＨＰ Ｐ側閾値
ＴＨＮ Ｎ側閾値
Ｖｏ 帰還電圧
Ｗ 出力ライン

Claims (8)

1. オン状態で正電圧を超音波振動子への出力ラインへ出力するＰ側電界効果トランジスタと、
   オン状態で負電圧を前記出力ラインへ出力するＮ側電界効果トランジスタと、
   入力されたＰ側送波信号に応じて前記Ｐ側電界効果トランジスタをオンし前記出力ラインがグランド電圧から正の所定電圧に上昇するまでの上昇時間後に前記Ｐ側電界効果トランジスタをオフすること及び入力されたＮ側送波信号に応じて前記Ｎ側電界効果トランジスタをオンし前記出力ラインがグランド電圧から負の所定電圧に下降するまでの下降時間後に前記Ｎ側電界効果トランジスタをオフすることの少なくとも一方を行うドライバ回路と、
   前記Ｐ側電界効果トランジスタをオフにした後前記出力ラインが正の所定電圧より絶対値が小さい正の電圧である所定の時点で、及び、前記Ｎ側電界効果トランジスタをオフにした後前記出力ラインが負の所定電圧より絶対値が小さい負の電圧である所定の時点で、前記出力ラインをグランド電圧にするグランド・クランプ回路とを具備したことを特徴とする超音波振動子駆動回路。
2. 請求項１に記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記ドライバ回路は、前記Ｐ側送波信号と前記Ｎ側送波信号と前記出力ラインから帰還した帰還電圧とに基づいて前記Ｐ側電界効果トランジスタおよび前記Ｎ側電界効果トランジスタをドライブすることを特徴とする超音波振動子駆動回路。
3. 請求項２に記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記ドライバ回路は、前記Ｐ側電界効果トランジスタをドライブするＰ側ドライブ回路と、前記Ｎ側電界効果トランジスタをドライブするＮ側ドライブ回路とからなることを特徴とする超音波振動子駆動回路。
4. 請求項３に記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記Ｐ側ドライブ回路は、Ｐ側閾値と前記帰還電圧とを比較するＰ側比較器と、前記Ｐ側送波信号と前記Ｐ側比較器の出力電圧とを基に前記Ｐ側電界効果トランジスタのドライブ信号を出力するＰ側論理回路とを含むことを特徴とする超音波振動子駆動回路。
5. 請求項４に記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記Ｐ側論理回路は、フリップフロップ回路であることを特徴とする超音波振動子駆動回路。
6. 請求項３から請求項５のいずれかに記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記Ｎ側ドライブ回路は、Ｎ側閾値と前記帰還電圧とを比較するＮ側比較器と、前記Ｎ側送波信号と前記Ｎ側比較器の出力電圧とを基に前記Ｎ側電界効果トランジスタのドライブ信号を出力するＮ側論理回路とを含むことを特徴とする超音波振動子駆動回路。
7. 請求項６に記載の超音波振動子駆動回路において、
   前記Ｎ側論理回路は、フリップフロップ回路であることを特徴とする超音波振動子駆動回路。
8. 超音波探触子と、
   請求項１から請求項７のいずれかに記載の超音波振動子駆動回路と、
   前記超音波振動子駆動回路に前記Ｐ側送波信号と前記Ｎ側送波信号と前記Ｐ側閾値と前記Ｎ側閾値を与える送波手段と、
   前記超音波探触子でエコー信号を受信し音線信号を出力する受信手段と、
   前記音線信号を基に超音波画像を生成する画像生成手段と、
   前記超音波画像を表示する表示手段とを具備したことを特徴とする超音波診断装置。

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