JP4497480B2 - 光受信回路 - Google Patents

Description

本発明は、受信した光信号を所望の電圧振幅の電気信号に変換する光受信回路に関し、特に、光信号強度がパケットごとに異なるバースト信号に対して短時間で誤りのない電気信号を高感度、広ダイナミックレンジに受信する光受信回路に関するものである。

従来の光受信回路を図５に示す（例えば、非特許文献１，２参照）。図５において、１は入力される光信号を電流信号に変換するアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）、２Ａは前置増幅回路、３Ａはスイッチ制御回路、４ＡはＡＰＤ１のバイアス回路である。

前置増幅回路２Ａにおいて、２１は増幅器、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ８は帰還抵抗、Ｍ１，Ｍ４はＮｃｈＭＯＳトランジスタから成るスイッチである。帰還抵抗の抵抗値は、Ｒ１＞Ｒ２＞Ｒ８の関係にある。増幅器２１は一般に、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ３，Ｒ４とを電源とＧＮＤ間に縦列に接続して構成するアンプ段と、トランジスタＱ２と電流源２１１で構成するエミッタフォロワ段を備える。この前置増幅回路２Ａは、増幅器２１の入力と出力の間に接続した帰還抵抗を切り替えて増幅度を切り替え、ＡＰＤ１のアノードからの電流信号を電圧信号であるデータ信号に変換増幅する。

スイッチ制御回路３Ａは、光信号先頭部分において、前置増幅回路２Ａからのデータ信号振幅に応じて制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２，ＧＣ１３の信号を切り替え、バイアス回路４Ａのバイアス電圧および前置増幅回路２Ａの帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２，Ｒ８を切り替え制御する。

従来の光受信回路の動作を、図６の受光特性を用いて説明する。スイッチ制御回路３Ａは、リセット信号が入力されると、その制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２から“Ｌ”レベルの制御信号を出力し、また、制御端子ＧＣ１３は“Ｈ”レベルの制御信号を出力する。前置増幅回路２Ａは制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２の“Ｌ”レベルの制御信号により、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４がオフになり、増幅器２１に大きな帰還抵抗Ｒ１が接続され、その増幅度が最大になる。また、バイアス回路４Ａは制御端子ＧＣ１３の“Ｈ”レベルの制御信号によりバイアス電圧を大きくして、ＡＰＤ増倍率Ｍを最大にする。

その後、ＡＰＤ１に“Ｈ”および“Ｌ”から成るバースト光信号が入力されると、ＡＰＤ１は、その光信号を電流信号に変換する。前置増幅回路２Ａでは、帰還抵抗Ｒ１が接続された増幅器２１によって電流信号を電圧信号であるデータ信号に変換して出力する。その出力データ信号振幅は、スイッチ制御回路３Ａにフィードバックされ、スイッチ制御回路３Ａ内で、データ信号先頭の数ビットの信号振幅により、制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２の“Ｌ”レベルが“Ｈ”レベルに切り替えられ、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４は制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２の出力に応じてオンとオフが制御される。すなわち、スイッチ制御回路２Ａでは、バースト光信号先頭部分のタイミングにおいてデータ信号の出力振幅に応じて、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４の順で順次制御するような論理機能を有しており、それぞれのＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオンまたはオフに保持する。また、バイアス回路４Ａのバイアス電圧を制御端子ＧＣ１３により切り替える。以上によって、帰還抵抗と共にＡＰＤバイアス電圧による光受信回路全体の増幅率が変化し、データ信号振幅が低減されてデータ信号振幅が一定範囲に収まる。

図６に示すごとく、受光電力が非常に小さいPrminからPr１までの範囲では、増幅率を最大にするために、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ４をオフにするとともに、バイアス回路４Ａは高いバイアス電圧を出力するように、制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２，ＧＣ１３は、“Ｌ”，“Ｌ”，“Ｈ”に設定される。受光電力がPr１を越えて、データ信号の出力振幅が大きくなりすぎると、スイッチ制御回路３Ａにより制御端子ＧＣ１１，ＧＣ１２，ＧＣ１３が“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”レベルに設定され、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１をオン状態に切り替えて帰還抵抗値を減じるとともに、バイアス回路４Ａは低いバイアス電圧を出力して、光受信回路全体の増幅率を減ずる。さらに、受光電力がPr２を越えて、出力振幅が大きくなりすぎると、スイッチ制御回路３Ａにより制御端子ＧＣ１２も“Ｈ”レベルに設定され、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ４をオン状態として帰還抵抗値をさらに減じて、光受信回路全体の増幅率をさらに減ずる。

このように増幅率の切り替えを行うことにより、微小な受光電力Prminから比較的大きな受光電力Prmaxまでの範囲の受光電力に対し、データ信号の出力振幅を所望（図６では１０ｍＶ〜１０００ｍＶ）の範囲に納めて、適正な信号デューティの確保とビットエラーの低減を行っている。また、ＡＰＤ増倍率Ｍの温度特性を適正に補償する温度補償回路をバイアス回路４Ａに設ければ、ＡＰＤ増倍率の温度特性を補償することもできる。
Makoto Nakamura,et al,"1.25Gb/s Burst-Mode Receiver ICs with Quick Response for PON Systems" ISSCC Digest of Technical Papers,pp.226-227,Feb.2005 森田他、「ＡＰＤを用いた1.25Ｇbit/s PON用光トランシーバ」、２００４年電子情報通信学会通信ソサエティ大会、Ｂ−１０−５４、２８３頁。

従来の光受信回路の問題点は、受信電力が大きな領域で、ＡＰＤにおいて増大するＤＣ電流により前置増幅回路が飽和し、ダイナミックレンジを広げることができないという点である。前置増幅回路の帰還抵抗の切り替えでは、受信電力のＡＣ電流に対応して増幅率を低減するのみで、ＤＣ電流を効果的に排除できない。

一方、ＡＰＤの増倍率Ｍを落として、ＤＣ電流を排除するために、バイアス制御回路にてＡＰＤのバイアス電圧を変更しようとすると、図７に示すごとく、１５〜３２Ｖ程度という大きな電圧幅で変化させる必要が生じ、バイアス電圧変化時間とその後のバイアス電圧安定化時間の双方を考慮すると、バーストデータの先頭数十ｎｓ以上に渡ってスイッチ時間を確保しなければならない。このことによりバースト信号に対する応答性が著しく損なわれる問題があった。

本発明の目的は、ＡＰＤのＤＣ電流による前置増幅回路の飽和を防いで広いダイナミックレンジを実現するとともに、光受信回路全体の増幅率の切り替えをバースト信号の先頭の数ｎｓレベルの短時間で行うことを可能にした光受信回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、光信号を電流信号に変換する受光素子と、該受光素子の電流信号を入力し電圧信号に変換して出力する前置増幅回路と、該前置増幅回路の出力信号の電圧振幅が所定値を超えると第１の値の制御信号を、該所定値を超えないと第２の値の制御信号を出力する制御回路とを備える光受信回路において、
電流値制御入力端子を有し、前記前置増幅回路の入力側とＧＮＤとの間に接続された電流バイパス回路と、前記制御回路から出力する前記制御信号に応じて前記電流値制御入力端子に出力する電圧を切り替えるバイパス電流設定回路とを備え、前記電流バイパス回路は、ベース又はゲートが前記電流値制御入力端子に接続され該ベース又はゲートが高電位のときオンし低電位のときオフする第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに直列接続された抵抗とからなり、前記バイパス電流設定回路は、バンドギャップレファレンス回路と、前記制御回路から出力する制御信号が前記第１の値のときオンして前記バンドギャップレファレンス回路の出力電圧を前記電流値制御入力端子に出力し、前記第２の値のときオフして前記バンドギャップレファレンス回路の出力電圧を前記電流値制御入力端子に出力しない第２のトランジスタと、前記制御回路から出力する制御信号が前記第１の値のときオフして前記電流制御入力端子をＧＮＤに短絡せず、前記第２の値のときオンして前記電流制御入力端子をＧＮＤに短絡する第３のトランジスタとを有することを特徴とする。
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載の光受信回路において、前記前置増幅回路に帰還抵抗値を切り替える手段を備え、該帰還抵抗値は、前記制御回路の前記制御信号が第１の値のとき小さな値に切り替えられ、第２の値のとき大きな値に切り替えられるようにしたことを特徴とする。
請求項３にかかる発明は、請求項１または２に記載の光受信回路において、前記受光素子に印加するバイアス電圧を、前記受光素子の温度特性、ノイズ特性を補償するように設定するバイアス回路を具備したことを特徴とする。
請求項４にかかる発明は、請求項３に記載の光受信回路において、前記バイアス回路は、前記制御回路により前記受光素子に印加するバイアス電圧を切り替える手段を備えることを特徴とする。

本発明によれば、前置増幅回路の入力側に接続した電流バイパス回路により、ＡＰＤで発生する電流の一部を除去することが可能となり、ＡＰＤのＤＣ電流による前置増幅回路の飽和を防いで、広いダイナミックレンジを実現することができる。また、この電流バイパス回路の電流値制御入力端子を第１の電圧（例えば、バンドギャップレファレンス回路の出力電位１．３Ｖ）と第２の電圧（例えば、ＧＮＤ電位）のいずれかに切り替えるようにすれば、例えば切り替え時に変化する電位を１．３Ｖ程度と小さくでき、ＡＰＤの増倍率を変更するために要するバイアス電圧の差である１５Ｖ程度の１０分の１程度にできるため、動作が安定するまでの時間が従来の１０分の１以下（数ｎｓ以下）になる。このように本発明は、ＡＰＤのＤＣ電流による前置増幅回路の飽和を防いで、広いダイナミックレンジを実現することができるばかりでなく、そのダイナミックレンジを得るための回路の増幅率切り替えをバースト信号の先頭数ｎｓという短時間で行うことを可能となり、バースト信号の転送効率を格段に高める効果がある。

本発明の光受信回路は、前置増幅回路の入力側に、ＡＰＤから流れ込む電流を他の電源にバイパスする電流バイパス回路を配置し、さらにその電流バイパス回路でバイパスされる電流値を短時間に設定するバイパス電流設定回路を配置して構成する。以下、詳しく説明する。

本発明の光受信回路の実施例を図１を用いて説明する。図１において、１は入力される光信号を電流信号に変換するアバランシェフォトダイオード（ＡＰＤ）であって、図７に示したような増倍率Ｍのバイアス電圧Ｖｒ依存性を示す。２は前置増幅回路、３は制御端子ＧＣ１，ＧＣ２をもつスイッチ制御回路、４はＡＰＤ１用の温度補償付きバイアス回路、５は電流バイパス回路、６はバイパス電流設定回路である。

前置増幅回路２は、増幅器２１、帰還抵抗Ｒ１，Ｒ２、スイッチとしてのＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１を備える。増幅器２１は一般に、トランジスタＱ１と抵抗Ｒ３，Ｒ４とを電源とＧＮＤ間に縦列に接続して構成するアンプ段と、トランジスタＱ２と電流源２１１で構成するエミッタフォロワ段を備える。そして、増幅器２１の入力と出力の間に接続した帰還抵抗を切り替えて増幅度を切り替え、ＡＰＤ１のアノードからの電流信号を電圧信号であるデータ信号に変換増幅する。

スイッチ制御回路３は、光信号先頭部分において、前置増幅回路２から出力するデータ信号の振幅に応じて制御端子ＧＣ１，ＧＣ２の信号を切り替え、バイパス電流設定回路５の出力電圧、前置増幅回路２の帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２を切り替え制御する。

温度補償付きバイアス回路４は、図３に示すように、温度センサ４１、温度／電圧変換回路４２、ＤＣバイアス回路４３、ノイズフィルタ４４を備える。温度センサ４１はサーミスタや集積回路上のダイオードからなり、ＡＰＤ１の温度にのみ応じた一意の電圧を出力する。温度／電圧変換回路４２は温度センサ４１で検知した温度に応じた出力電圧を例えばアナログデジタル変換してデジタル信号に置き換え、且つ予め温度変化に対してＡＰＤ１の増倍率Ｍを一定にするＡＰＤバイアス電圧が書き込まれているＲＯＭテーブル（図示せず）より、温度センサ４１の出力電圧に応じたＡＰＤバイアス電圧用のＤＣバイアスレファレンス電圧を読み出し、そのレファレンス電圧をＤＣバイアス回路４３に与える。このＤＣバイアス回路４３は、電源ＶＰ１の電圧をレファレンス電圧に対応するＡＰＤバイアス電圧に変換して出力する。その際、電源ＶＰ１のノイズはノイズフィルタ４４で除去される。よって、温度補償付きバイアス回路４は、ＡＰＤ１の温度が変動してもＡＰＤ１の増倍率Ｍを一定にするようＡＰＤのバイアス電圧を制御する。

バイパス電流設定回路５は、バンドギャップレファレンス回路５１とＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ２，Ｍ３、インバータ５２を備え、電流バイパス回路６に電流値制御電圧を出力する。制御端子ＧＣ１の電位が“Ｌ”のときはＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ２がオフ、Ｍ３がオンとなり、電流値制御電圧はＧＮＤ電位となる。一方、制御端子ＧＣ１の電位が“Ｈ”のときはＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ２がオン、Ｍ３がオフとなり、電流値制御電圧はバンドギャップレファレンス回路５１で設定される電圧となる。

電流バイパス回路６は、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ５からなる電流源構成であり、トランジスタＱ３のベースに入力する電流値制御電圧に応じて、ノードＮ１からＧＮＤヘバイパスする電流値を設定する。トランジスタＱ３のベース電圧がＧＮＤ電位のときは電流をバイパスしないが、バンドギャップレファレンス回路５１で設定される電圧のときは設定した電流値をバイパスする。

本実施例の光受信回路の動作を図２の受光特性を用いて説明する。スイッチ制御回路３は、リセット信号が入力されると、その制御端子ＧＣ１，ＧＣ２より“Ｌ”レベルの制御信号を出力する。制御端子ＧＣ２の“Ｌ”レベルの制御信号により、前置増幅回路２のＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１はオフになり、増幅器２１の入出力間に大きな値の帰還抵抗Ｒ１を接続する。また、制御端子ＧＣ１の“Ｌ”レベルの制御信号により、バイパス電流設定回路５から出力する電流値制御電圧はＧＮＤ電位となり、電流バイパス回路６は電流をバイパスしないため、光受信回路全体の増幅率は最大なる。

その後、ＡＰＤ１に“Ｈ”および“Ｌ”から成るバースト光信号が入力されると、ＡＰＤ１は、その光信号を電流信号に変換する。前置増幅回路２では、帰還抵抗Ｒ１が接続された増幅器２１によって電流信号を電圧信号であるデータ信号に変換して出力する。そのデータ信号の振幅は、スイッチ制御回路３にフィードバックされ、スイッチ制御回路３内で、データ信号先頭の数ビットの信号振幅が判定値（基準値）より大きい場合には、制御端子ＧＣ１，ＧＣ２の“Ｌ”レベルが“Ｈ”レベルに切り替えられ、バイパス電流設定回路５の出力は、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ２がオン、Ｍ３がオフ状態になることから、バンドギャップレファレンス回路５１で設定する電圧が電流値制御電圧として出力することとなり、電流バイパス回路６は電流をバイパスする。同時に、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１は制御端子ＧＣ２の出力に応じてオンとなり帰還抵抗値はＲ１とＲ２で規定される低い抵抗値となり、光受信回路全体の増幅率が低下する。

すなわち、スイッチ制御回路３では、バースト光信号先頭部分において、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１〜Ｍ３を制御するような論理機能を有している。このことにより、帰還抵抗と共にＡＰＤ電流のバイパス電流値が増加して、データ信号振幅が低減されてデータ信号振幅が一定範囲に収まる。

図２に示すごとく、受光電力が非常に小さいPrminからPr１までの範囲では、増幅率を最大にするために、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２がオフ、Ｍ３がオンになるように、制御端子ＧＣ１，ＧＣ２は“Ｌ”，“Ｌ”に設定される。受光電力がPr１を越えて、出力振幅が大きくなりすぎると、スイッチ制御回路３により制御端子ＧＣ１，ＧＣ２が“Ｈ”，“Ｈ”レベルに設定され、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ１をオン状態として帰還抵抗値を減じるとともに、ＮｃｈＭＯＳトランジスタＭ２をオン、Ｍ３をオフ状態として電流バイパス回路６において設定された電流値をバイパスし、増幅率を減ずる。このような増幅率の切り替えを行うことにより、微小な受光電力Prminから非常に大きな受光電力Prmaxまでの範囲の受光電力に対し、出力データ電圧振幅を所望（１０ｍＶ〜１０００ｍＶ）の範囲に納めて、適正な信号デューティの確保とビットエラーの低減を行うことが可能となる。また、ＡＰＤ１の温度特性を適正に補償する温度補償付きバイアス回路４により、増幅率の温度特性も補償される。

上記の増幅率の切り替えは、バイパス電流設定回路５の出力電圧をＧＮＤ電位とバンドギャップレファレンス回路５１の出力電位である１．３Ｖ程度の電圧との間の電圧切り替えで行われる。ＡＰＤ１の従来例によるバイアス電圧の切り替えが１５Ｖ程度であるのに対し、そのおよそ１０分の１の電圧幅の切り替えで良いため、切り替えおよび切り替え後の電位が安定するのに要する時間もおよそ１０分の１になる。この時間は帰還抵抗値の切り替え時間と同様な時間となることから、増幅率の切り替え時間がＡＰＤのバイアス切り替え時間に律速されることはない。このことにより、バースト信号の先頭から約１０分の１の短い時間で誤りなくデータ信号を出力できるようになる。

さらに、本実施例によると、光信号入力でＡＰＤ１において発生する信号電流のみならずＤＣ電流も電流バイパス回路６によりＧＮＤに放電する。従来例では、ＡＰＤ１からの入力電流に対しては、増幅器２１のトランジスタＱ１から抵抗Ｒ４への放電パスか、抵抗値の大きい帰還抵抗からエミッタフォロワ段の電流源２１１に通じる電流パスしかなく、ＡＰＤ１からのＤＣ電流が増すことでノードＮ１の電位が上昇することがダイナミックレンジ拡大の妨げになっていた。これに対し、本実施例では、電流バイパス回路６は前置増幅回路２の帰還増幅率に依存せずに電流値を設定できるため、帰還抵抗切り替え数を減らしても従来例以上のダイナミックレンジを実現できる。すなわち、図２の受光特性に示すように、１段の切り替えによって受光電力が−４０〜０ｄＢｍの範囲を受光可能になっており、図５の従来回路の２段切り替えを採用した図６の受光特性よりもその受光範囲が広くなっている。そして、帰還抵抗切り替え数を増やすこと、およびＡＰＤ１のバイアス電圧を切り替える手法と組み合わせることにより、より広いダイナミックレンジを実現することが可能となる。

なお、前記した温度補償付きバイアス回路４に代えて、図４に示す温度補償付きバイアス回路４’を使用することもできる。この場合は、スイッチ制御回路３に制御端子ＧＣ３を備える。この温度補償付きバイアス回路４’は、温度センサ４１、温度／電圧変換回路４２、ノイズフィルタ４４、ＤＣバイアス回路４５、バイアス切替回路４６を備える。温度センサ４１、温度／電圧変換回路４２、ノイズフィルタ４４は図３で説明したものと同じである。ＤＣバイアス切替回路４６は、制御端子ＧＣ３への制御信号入力に応じてトランジスタＱ４制御用の出力電圧を設定する回路である。ＤＣバイアス回路４５は、トランジスタＱ５と抵抗Ｒ７により、図３の回路と同様にＡＰＤ１の温度変動を補償して、電源ＶＰ１の電圧をＤＣバイアスレファレンス電圧に対応するＡＰＤ駆動電圧値に変換して出力する。また、このＤＣバイアス回路４５は、トランジスタＱ４と抵抗Ｒ６により、ＡＰＤ１により所望の増倍率Ｍが得られる駆動電圧値に変換して出力する。ここでは、制御端子ＣＧ３の“Ｌ”と“Ｈ”によりトランジスタＱ４の内部抵抗を切り替えて２つの増倍率Ｍを切り替える。

よって、温度補償付きバイアス回路４’は、ＡＰＤの温度が変動しても、ＡＰＤ１の増倍率Ｍを一定にするようＡＰＤバイアス電圧を制御し、且つ制御端子ＣＧ３の入力に依存してＡＰＤ１の増倍率Ｍを切り替えるようＡＰＤバイアス電圧を制御する。ＡＰＤ１のバイアス切り替えを、電流バイパス回路６、バイパス電流設定回路５と併用することにより、より広いダイナミックレンジを達成可能である。

また、上記の効果は、受光素子としてＡＰＤを使用する場合に顕著であるが、ＰＩＮダイオードを使用した場合にも現れる。ＰＩＮダイオードを使用した場合でも、光信号強度が強い場合には、ＰＩＮダイオードで生成される電流が大きくなり、特にＤＣ電流を排除できず、差動増幅回路２の出力デューティを劣化させる。本発明の電流バイパス回路６、バイパス電流設定回路５により、過剰電流を引き抜く効果、および引き抜き電流を高速かつ安定に設定できる効果により、ＰＩＮダイオードを使用した場合も光受信回路のダイナミックレンジを広げる効果がある。

本発明の第１の実施例である光受信回路の構成を示すブロック図である。 図１の光受信回路の出力データ電圧振幅の受光電力依存性の特性図である。 図１の温度補償付きバイアス回路４の一例の構成を示すブロック図である。 図１の温度補償付きバイアス回路４の別例の構成を示すブロック図である。 従来の光受信回路の構成を示すブロック図である。 図５の光受信回路の出力データ電圧振幅の受光電力依存性の特性図である。 ＡＰＤの増倍率Ｍのバイアス電圧Ｖｒ依存性の特性図である。

符号の説明

１：アバランシェホトダイオード（ＡＰＤ）
２，２Ａ：前置増幅回路、２１：増幅器、２１１：電流源
３，３Ａ：スイッチ制御回路
４、４’：温度補償付きバイアス回路
４Ａ：バイアス回路
５：バイパス電流設定回路、５１：バンドギャップレファレンス回路、５２：インバータ
６：電流バイパス回路

Claims (4)

1. 光信号を電流信号に変換する受光素子と、該受光素子の電流信号を入力し電圧信号に変換して出力する前置増幅回路と、該前置増幅回路の出力信号の電圧振幅が所定値を超えると第１の値の制御信号を、該所定値を超えないと第２の値の制御信号を出力する制御回路とを備える光受信回路において、
   電流値制御入力端子を有し、前記前置増幅回路の入力側とＧＮＤとの間に接続された電流バイパス回路と、前記制御回路から出力する前記制御信号に応じて前記電流値制御入力端子に出力する電圧を切り替えるバイパス電流設定回路とを備え、
   前記電流バイパス回路は、ベース又はゲートが前記電流値制御入力端子に接続され該ベース又はゲートが高電位のときオンし低電位のときオフする第１のトランジスタと、該第１のトランジスタに直列接続された抵抗とからなり、
   前記バイパス電流設定回路は、バンドギャップレファレンス回路と、前記制御回路から出力する制御信号が前記第１の値のときオンして前記バンドギャップレファレンス回路の出力電圧を前記電流値制御入力端子に出力し、前記第２の値のときオフして前記バンドギャップレファレンス回路の出力電圧を前記電流値制御入力端子に出力しない第２のトランジスタと、前記制御回路から出力する制御信号が前記第１の値のときオフして前記電流制御入力端子をＧＮＤに短絡せず、前記第２の値のときオンして前記電流制御入力端子をＧＮＤに短絡する第３のトランジスタとを有することを特徴とする光受信回路。
2. 請求項１に記載の光受信回路において、
   前記前置増幅回路に帰還抵抗値を切り替える手段を備え、該帰還抵抗値は、前記制御回路の前記制御信号が第１の値のとき小さな値に切り替えられ、第２の値のとき大きな値に切り替えられるようにしたことを特徴とする光受信回路。
3. 請求項１または２に記載の光受信回路において、
   前記受光素子に印加するバイアス電圧を、前記受光素子の温度特性、ノイズ特性を補償するように設定するバイアス回路を具備したことを特徴とする光受信回路。
4. 請求項３に記載の光受信回路において、
   前記バイアス回路は、前記制御回路により前記受光素子に印加するバイアス電圧を切り替える手段を備えることを特徴とする光受信回路。

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