JP4068590B2

JP4068590B2 - 電流電圧変換回路

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Publication number: JP4068590B2
Application number: JP2004137477A
Authority: JP
Inventors: 幸男佐藤; 守保市野
Original assignee: Toshiba Corp; Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2004-05-06
Filing date: 2004-05-06
Publication date: 2008-03-26
Anticipated expiration: 2024-05-06
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Description

本発明は、電流電圧変換回路に関するもので、特に、レーザ出力をある一定の値に安定させるレーザ出力自動制御システム（以下、ＡＰＣシステム）などで使用される電流電圧変換回路に関する。

通常、ＷＤＭ（ＷａｖｅｌｅｎｇｔｈＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）などの光伝送やＣＤ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｋ）などの光ピックアップの分野においては、ＡＰＣシステムを用いて、レーザ出力をある一定の値に安定させるようになっている。この種のＡＰＣシステムでは、従来、レーザ出力の検出に、フォトダイオードとオペアンプと抵抗器とを備える電流電圧変換回路が広く使用されている。この電流電圧変換回路には、抵抗値の異なる複数の抵抗器の１つを選択することによって、フォトダイオードのばらつき（たとえば、システムに応じた受光感度のばらつき）を吸収できるようにしたものがある。ところが、この電流電圧変換回路の場合、フォトダイオードのばらつきが大きいほど抵抗器の数が増えるなど、集積化に不向きで、コストも増加しやすいという欠点があった。

また、電流電圧変換回路としては、フォトダイオードからの電流（光電流）を分流する分流器をさらに備え、この分流器によって光電流を回路の出力電圧範囲を満たす範囲の電流に調整した後に、オペアンプと抵抗器とで構成される電圧変換回路に供給する方式のものも提案されている（たとえば、特許文献１参照）。

しかしながら、上記した公知例の場合、分流器がカレントミラー回路によって構成されている。そのため、抵抗器の数を減らすことはできるものの、分流後の電流が電源電圧の変動や温度の変化に弱いという問題があった。
特開平１０−２５６８４１号公報

本発明は、上記の問題点を解決すべくなされたもので、電流電圧変換時の電源電圧（変動）特性や温度（変化）特性を改善でき、電流電圧変換の精度を向上させることが可能な電流電圧変換回路を提供することを目的とする。

本願発明の一態様によれば、レーザからの光出力を受光し、前記光出力に応じた光電流を出力する受光素子と、前記受光素子からの光電流を分流する、カレントミラー回路により構成された分流回路と、前記分流回路で分流された電流を電圧に変換する電圧変換回路とを具備した電流電圧変換回路であって、前記カレントミラー回路は、少なくとも、第１のトランジスタのベースもしくはゲートに第１のスイッチの一端が接続され、前記第１のスイッチの他端に第２のスイッチの一端および第２のトランジスタのベースもしくはゲートが接続され、前記第２のスイッチの他端に第３のトランジスタのベースもしくはゲートが接続され、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタを有する第１のトランジスタ対と、前記第３のトランジスタおよび前記第２のトランジスタを有する第２のトランジスタ対と、カレントミラー回路としての電流入力点に非反転入力端が接続され、その出力端に、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチと前記第２のトランジスタのベースもしくはゲートとの接続点が接続された第１のオペアンプと、を備え、前記受光素子は、その両端電圧が固定されていることを特徴とする電流電圧変換回路が提供される。

この発明によれば、フォトダイオードからの電流が回路の出力電圧範囲を越えてしまうような場合にも、電流電圧変換時の電源電圧（変動）特性や温度（変化）特性を改善でき、電流電圧変換の精度を向上させることが可能な電流電圧変換回路を提供できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

［第１の実施形態］
図１は、この発明の第１の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示すものである。ここでは、フォトダイオードからの電流（光電流）を分流するための分流回路をトランジスタとオペアンプとを用いて構成し、この分流回路によって、光電流を電流電圧変換に最適な電流に調整してから電圧に変換するように構成した場合について説明する。

図１に示すように、レーザから発せられるレーザ光出力を受光し、そのレーザ光出力に応じた電流（光電流）ＩＰＤを出力するフォトダイオード（受光素子）ＰＤは、アノード側が接地されている。また、上記フォトダイオードＰＤのカソード側は、オペアンプ（第１のオペアンプ）ＯＰ１の非反転入力端（＋）に接続されるとともに、ＰＮＰトランジスタ（第１，第３のバイポーラトランジスタ）Ｐ１，Ｐ２の各コレクタに接続されている。

上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２の各エミッタは、電源端子に接続されている。また、上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２の各ベースは、スイッチ（第１，第２のスイッチ）ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれ介して、上記オペアンプＯＰ１の出力端およびＰＮＰトランジスタ（第２のバイポーラトランジスタ）Ｐａのベースに接続されている。上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、たとえば、外部の選択回路によっていずれか一方が選択されるようになっている。

ここで、上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐａおよび上記ＰＮＰトランジスタＰ２，Ｐａは、上記オペアンプＯＰ１と組み合わせて、それぞれ、カレントミラー回路を構成している。そして、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のエミッタ面積（サイズ）は、たとえば、上記ＰＮＰトランジスタＰａのエミッタ面積と等倍（×１）とされている。また、上記ＰＮＰトランジスタＰ２のエミッタ面積は、たとえば、上記ＰＮＰトランジスタＰａのエミッタ面積のＮ倍（×Ｎ）とされている。つまり、上記カレントミラー回路は、上記ＰＮＰトランジスタＰａを共有させることにより、ミラー比が異なる、第１のトランジスタ対（Ｐ１，Ｐａ）および第２のトランジスタ対（Ｐ２，Ｐａ）を有して構成されている。

上記ＰＮＰトランジスタＰａのエミッタは、電源端子に接続されている。また、上記ＰＮＰトランジスタＰａのコレクタは、オペアンプ（第２のオペアンプ）ＯＰ２の反転入力端（−）および抵抗器Ｒ１の一端にそれぞれ接続されている。上記抵抗器Ｒ１の他端は上記オペアンプＯＰ２の出力端に接続されており、上記オペアンプＯＰ２と上記抵抗器Ｒ１とによって帰還量が「１」の負帰還アンプが構成されている。

なお、上記オペアンプＯＰ１の反転入力端には所定（基準）の電圧Ｖ１が、上記オペアンプＯＰ２の非反転入力端には所定（基準）の電圧Ｖ２が、それぞれ印加されている。上記電圧Ｖ１，Ｖ２は、いずれも、グランド（ＧＮＤ）基準となっている。

本実施形態の場合、上記オペアンプＯＰ１と上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐａからなるカレントミラー回路によって分流回路が、上記オペアンプＯＰ２と上記抵抗器Ｒ１とによって電圧変換回路が、それぞれ構成されている。

このような構成において、上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端側に流れる電流が十分に小さいと仮定する。すると、上記フォトダイオードＰＤから出力される電流ＩＰＤは、すべて上記ＰＮＰトランジスタＰ１に流れ込む。上記オペアンプＯＰ１の出力端は、上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して、上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２の各ベースおよび上記ＰＮＰトランジスタＰａのベースに接続されている。ここで、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のベース電圧変動分とコレクタ電圧変動分との極性が反転していることに注意すると、上記オペアンプＯＰ１の非反転入力端側と上記ＰＮＰトランジスタＰ１のコレクタとの間で負帰還となっている。つまり、上記オペアンプＯＰ１の開ループゲインが十分に高ければ、上記フォトダイオードＰＤの両端の電圧ＶＰＤが電圧Ｖ１と等しくなるように帰還がかかる。

まず、上記スイッチＳＷ１がオンで、上記スイッチＳＷ２がオフになっていると仮定する。すると、上記ＰＮＰトランジスタＰ１と上記オペアンプＯＰ１とでカレントミラー回路（第１のトランジスタ対）を構成する上記ＰＮＰトランジスタＰａに、上記フォトダイオードＰＤからの電流ＩＰＤが流れる。そして、この電流ＩＰＤが、上記オペアンプＯＰ２と上記抵抗器Ｒ１とからなる電圧変換回路によって電圧に変換される。

このとき、上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐａの各ベース電流は、上記オペアンプＯＰ１の出力端から供給される。これにより、ベース電流を光電流（ＩＰＤ）により供給する従来（たとえば、特開平１０−２５６８４１号）の場合に比べ、ベース電流の分だけ光電流が減少するのを防ぐことが可能となる。つまり、ＨＦＥに依存する上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐａのベース電流を、上記オペアンプＯＰ１の出力端から供給することによって、光電流（ＩＰＤ）により供給するようにした場合にはＨＦＥのばらつきが変換電圧のばらつきとなる、といった不具合を解決できる。しかも、ＨＦＥは温度の変化によっても変動するため、回路の温度（変化）特性をも改善できる。

また、上記フォトダイオードＰＤは、両端電圧ＶＰＤが電圧Ｖ１によって固定される。一般的に、フォトダイオードは、受光する光量が一定であっても、両端電圧ＶＰＤが変化すると、光電流も変化してしまうが、本構成では、両端電圧ＶＰＤは固定されるため、電源電圧と両端電圧ＶＰＤは無関係となる。よって、電源電圧の変動によって光電流ＩＰＤが変動することもない。

さらに、上記ＰＮＰトランジスタＰａのコレクタ電位は、上記オペアンプＯＰ２と上記抵抗器Ｒ１との負帰還により、電圧Ｖ２に固定される。しかし、電圧Ｖ２はＧＮＤ基準である。同様に、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のコレクタ電位も、ＧＮＤ基準の電圧Ｖ１に固定される。これにより、電源電圧が変動した場合、上記ＰＮＰトランジスタＰａのコレクタ・エミッタ間電圧も変動し、トランジスタのアーリ効果により、たとえ上記ＰＮＰトランジスタＰａのベース・エミッタ間電圧が一定だったとしても、上記ＰＮＰトランジスタＰａのコレクタ電流は変動する。しかし、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のコレクタ・エミッタ間電圧も同様に変動するため、カレントミラー回路としては影響が相殺され、電源電圧による出力電流変動はかなり低減する。

したがって、本実施形態の構成によれば、電流電圧変換時の電源電圧（変動）特性や温度（変化）特性を改善することが可能となる。しかも、光電流を電流電圧変換に最適な電流に調整してから、電圧に変換することができる。

すなわち、上記スイッチＳＷ１がオフで、上記スイッチＳＷ２がオンの場合、上記フォトダイオードＰＤからの電流ＩＰＤは、すべて上記ＰＮＰトランジスタＰ２に流れ込む。この場合、上記ＰＮＰトランジスタＰａと上記オペアンプＯＰ１とでカレントミラー回路（第２のトランジスタ対）を構成する上記ＰＮＰトランジスタＰ２のエミッタ面積は、上記ＰＮＰトランジスタＰａのエミッタ面積のＮ倍となっている。よって、上記ＰＮＰトランジスタＰａには、電流ＩＰＤ／Ｎが流れる。そして、この電流ＩＰＤ／Ｎが、上記オペアンプＯＰ２と上記抵抗器Ｒ１とからなる電圧変換回路によって電圧に変換される。

このように、あらかじめ必要とする分流値に応じたサイズのトランジスタＰ１，Ｐ２を、構成するシステムに応じたフォトダイオードの受光感度のばらつきに応じて、適宜、選択できるようにしている。これにより、光電流ＩＰＤの電流範囲に関わらず、変換後の出力電圧をある一定の範囲内に抑えることが可能となる。その結果、フォトダイオードからの電流ＩＰＤが回路の出力電圧範囲を越えてしまうような場合にも、電流電圧変換時の電源電圧（変動）特性や温度（変化）特性を改善でき、高精度な電流電圧変換を実現することが可能となるものである。

なお、上記した第１の実施形態においては、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐａを用いてカレントミラー回路を構成するようにした場合について説明した。これに限らず、たとえば、ＰチャネルＭＯＳ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタを用いて構成するようにした場合にも、同様の効果が期待できる。

また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２によって選択されるトランジスタＰ１，Ｐ２は２つに限らず、あらかじめ必要とする分流値に応じて、サイズの異なる複数（３つ以上）のトランジスタを用意することも可能である。

さらに、フォトダイオードＰＤの接地（アノード）側にＧＮＤ基準の任意の電位を与えるように構成してもよい。

［第２の実施形態］
図２は、この発明の第２の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示すものである。ここでは、第１の実施形態に示した電流電圧変換回路（図１参照）において、オペアンプＯＰ２をバッファアンプとして構成するようにした場合について説明する。なお、図１と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明は割愛する。

すなわち、この第２の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の場合、たとえば図２に示すように、オペアンプＯＰ２の非反転入力端と接地との間に上記抵抗器Ｒ１が接続されている。これにより、上記オペアンプＯＰ２はバッファアンプとして機能する。

この回路の場合、上記オペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｏは下式（１）により示される。

Ｖｏ＝Ｒ１×ＩＰＤ … （１）
本実施形態の構成によれば、電流電圧変換回路を集積回路化する場合において、上記抵抗器Ｒ１のみを外付けとし、上記抵抗器Ｒ１を除く他の回路部分を集積回路内に内蔵させることが可能となる。しかも、上記抵抗器Ｒ１の一端を外部のＧＮＤ端子に接続するようにした場合には、集積回路側への接続は上記抵抗器Ｒ１の他端のみとすることができる。これにより、集積回路における抵抗器接続用の端子は１つで済む。そのため、上述した第１の実施形態の場合と同様の効果に加え、接続用端子数の増加にともなって増大する集積回路のコストを抑制することが可能となる。

なお、上記した第２の実施形態においても、たとえば、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐａに代えて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてカレントミラー回路を構成することが可能である。

また、フォトダイオードＰＤの接地（アノード）側および抵抗器Ｒ１の接地側に、それぞれ、ＧＮＤ基準の任意の電位を与えるように構成してもよい。

［第３の実施形態］
図３は、この発明の第３の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示すものである。ここでは、第２の実施形態に示した電流電圧変換回路において、スイッチＳＷ１のオン抵抗の影響を解消し得るように構成した場合について説明する。なお、図２と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明は割愛する。

すなわち、この第３の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の場合、たとえば図３に示すように、ＰＮＰトランジスタＰａのベースに、スイッチＳＷ１と同じオン抵抗を持つダミーのスイッチ（第３のスイッチ）ＳＷａが挿入されている。このダミーのスイッチＳＷａは、常時、オン状態とされている。

ここで、第２の実施形態に示した電流電圧変換回路の場合（図２参照）、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１とカレントミラー回路を構成する上記ＰＮＰトランジスタＰａのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥａとの間に、下式（２）に示す関係式が成り立つ。

ＶＢＥａ＝ＶＢＥ１＋ＩＢ１×ＲＳＷ１ … （２）
ただし、上記ＲＳＷ１はスイッチＳＷ１のオン抵抗、上記ＩＢ１はＰＮＰトランジスタＰ１のベース電流である。

上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐａからなるカレントミラー回路は、ＶＢＥａ＝ＶＢＥ１が理想である。したがって、第２の実施形態に示した電流電圧変換回路の場合、上記ＰＮＰトランジスタＰａに流れる電流は、ＩＢ１×ＲＳＷ１で示される電圧の分だけ、光電流ＩＰＤと異なることになる。

これに対し、本実施形態に示した電流電圧変換回路の場合（図３参照）、上記スイッチＳＷ１と同じオン抵抗を持つダミーのスイッチＳＷａを追加したことにより、上記ＰＮＰトランジスタＰ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１と上記ＰＮＰトランジスタＰａのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥａとの間に、下式（３）に示す関係式が成り立つ。

ＶＢＥａ＋ＩＢａ×ＲＳＷａ＝ＶＢＥ１＋ＩＢ１×ＲＳＷ１ … （３）
ただし、上記ＲＳＷａはスイッチＳＷａのオン抵抗、上記ＩＢａはＰＮＰトランジスタＰａのベース電流である。

上記式（３）において、ＲＳＷ１＝ＲＳＷａであり、ミラー効果により上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐａの両コレクタ電流が等しいことから、ＩＢ１＝ＩＢａとなる。これにより、上記ＰＮＰトランジスタＰ１，ＰａとオペアンプＯＰ１とからなるカレントミラー回路を、理想であるＶＢＥａ＝ＶＢＥ１とすることが可能となる。つまり、ダミーのスイッチＳＷａを追加することによって、上記スイッチＳＷ１のオン抵抗の影響を受けない、より高精度な電流電圧変換回路を実現できる。

図４は、第３の実施形態に示した電流電圧変換回路の構成をより詳細に（素子レベルで）示すものである。この例の場合、上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷａは、それぞれ、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰａによって構成されている。また、少なくとも上記オペアンプＯＰ１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２および電流源Ｉ１からなるＭＯＳ型差動増幅器によって構成されている。このように、上記オペアンプＯＰ１の差動入力をＭＯＳ型構造とすることにより、光電流ＩＰＤは、すべて上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２のいずれかに流れる。その結果、ＨＦＥの影響を受けにくい構成とすることができる。さらに、ＰＮＰトランジスタのエミッタ・電源間に抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃを挿入し、ＰＮＰトランジスタのペアばらつきとアーリ効果の影響を低減し、より高精度としている。

なお、上記した第３の実施形態においても、たとえば、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐａに代えて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてカレントミラー回路を構成してもよく、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２に代えて、ＮＰＮ構造のバイポーラトランジスタで構成することも可能であり、もちろん、抵抗Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃを挿入せず、各ＰＮＰトランジスタのエミッタを直接電源に接続してもよい。

また、スイッチＳＷ１，ＳＷ２によって選択されるトランジスタＰ１，Ｐ２は２つに限らず、あらかじめ必要とする分流値に応じて、サイズの異なる複数（３つ以上）のトランジスタを用意することも可能であり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成しても差し支えない。

さらに、フォトダイオードＰＤの接地（アノード）側および抵抗器Ｒ１の接地側に、それぞれ、ＧＮＤ基準の任意の電位を与えるように構成してもよい。

［第４の実施形態］
図５は、この発明の第４の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示すものである。ここでは、第２の実施形態に示した電流電圧変換回路（図２参照）において、カレントミラー回路を構成するトランジスタ対（スイッチによって選択されるトランジスタの個数）を増加させるようにした場合について説明する。なお、図２と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明は割愛する。

すなわち、この第４の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の場合、たとえば図５に示すように、複数のＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２，〜，ＰＭが、それぞれ、スイッチＳＷ１，ＳＷ２，〜，ＳＷＭによって選択されるようになっている。上記ＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２，〜，ＰＭの各エミッタ面積は、たとえば、カレントミラー回路をそれぞれ構成するＰＮＰトランジスタＰａの、エミッタ面積のそれぞれ１倍，２倍，〜，Ｍ倍となっている。

このように、分流値に応じてエミッタ面積を異ならせた複数のＰＮＰトランジスタＰ１，Ｐ２，〜，ＰＭを用意することにより、上記スイッチＳＷ１，ＳＷ２，〜，ＳＷＭによって、さまざまな分流値の選択が可能となる。

本実施形態の構成によれば、構成するシステムに応じたフォトダイオードの受光感度のばらつきによって、フォトダイオードからの電流が回路の出力電圧範囲を越えてしまうような場合にも、抵抗器の数を増やすことなく、より高精度な電流電圧変換を実現できる。

なお、上記した第４の実施形態においても、たとえば、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタＰ１，Ｐ２，〜，ＰＭ，Ｐａに代えて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてカレントミラー回路を構成することが可能である。

［第５の実施形態］
図６は、この発明の第５の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示すものである。ここでは、第２の実施形態に示した電流電圧変換回路（図２参照）において、スイッチ（制御スイッチ）ＳＷＳＨを追加するようにした場合について説明する。なお、図２と同一部分には同一符号を付し、詳細な説明は割愛する。

すなわち、この第５の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の場合、たとえば図６に示すように、オペアンプＯＰ２の非反転入力端と電源端子との間に、タイミング調整用のスイッチＳＷＳＨが挿入されている。このタイミング調整用のスイッチＳＷＳＨは、たとえばＡＰＣシステムを構成する場合において、レーザを破壊から保護するために用いられる。また、上記スイッチＳＷＳＨは機械的なスイッチだけでなく、ＭＯＳトランジスタやバイポーラトランジスタで構成しても差し支えない。

通常、ＡＰＣシステムにおいて、フォトダイオードＰＤから出力される電流ＩＰＤと実際にレーザに供給する電流とは逆の動きをする。たとえば、ＡＰＣシステムは、レーザの光出力が低下し、それをモニタしているフォトダイオードＰＤからの電流ＩＰＤが小さくなると、レーザに供給する電流を増やして、レーザの光出力を大きくしようとする。逆に、レーザの光出力が上昇し、それをモニタしているフォトダイオードＰＤからの電流ＩＰＤが大きくなると、レーザに供給する電流を減らして、レーザの光出力を小さくしようとする。

ところで、このＡＰＣシステムの動作を停止（シャットダウン）させた場合、レーザの光出力はオフとなる。そのため、フォトダイオードＰＤからの光電流ＩＰＤも“０”となる。ところが、この状態において、つまり、光電流ＩＰＤが“０”の状態で、上記ＡＰＣシステムのシャットダウンを解除したとする。その場合、ＡＰＣシステムは、上述した動作にしたがって、レーザにシステムが持つ能力の最大の電流を供給する。この突入電流が、レーザを破壊する要因となる。

そこで、シャットダウン時には、上記スイッチＳＷＳＨをオンさせる。すると、あたかもフォトダイオードＰＤから最大電流が出力されているかのような電圧が、上記オペアンプＯＰ２から出力される。よって、この状態でシャットダウンを解除することにより、ＡＰＣシステムは、上述した動作にしたがって、レーザに対して最小電流から供給を再開するようになる。この結果、シャットダウンの解除時に、突入電流によってレーザが破壊されるのを防止することが可能となる。

本実施形態の構成によれば、フォトダイオードからの電流が回路の出力電圧範囲を越えてしまうような場合にも、高精度な電流電圧変換を実現できるだけでなく、ＡＰＣシステムを構成した際には、レーザの突入電流による破壊をも防止することが可能となる。

なお、上記した第５の実施形態においても、たとえば、ＰＮＰ構造のバイポーラトランジスタＰ１，Ｐ２，Ｐａに代えて、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いてカレントミラー回路を構成することが可能である。

その他、本願発明は、上記（各）実施形態に限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。さらに、上記（各）実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。たとえば、（各）実施形態に示される全構成要件からいくつかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題（の少なくとも１つ）が解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果（の少なくとも１つ）が得られる場合には、その構成要件が削除された構成が発明として抽出され得る。

本発明の第１の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示す回路図。本発明の第２の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示す回路図。本発明の第３の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示す回路図。図３に示した電流電圧変換回路の構成をより詳細に示す回路図。本発明の第４の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示す回路図。本発明の第５の実施形態にしたがった電流電圧変換回路の基本構成を示す回路図。

符号の説明

ＰＤ…フォトダイオード、ＩＰＤ…光電流、ＯＰ１…オペアンプ、ＯＰ２…オペアンプ（バッファアンプ）、Ｐ１，Ｐ２，〜，ＰＭ，Ｐａ…ＰＮＰトランジスタ、ＳＷ１，ＳＷ２，〜，ＳＷＭ，ＳＷａ，ＳＷＳＨ…スイッチ、Ｒ１…抵抗器、Ｖ１，Ｖ２…基準電圧（ＧＮＤ基準）、ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰａ…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１，ＭＮ２…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｉ１…電流源。

Claims

レーザからの光出力を受光し、前記光出力に応じた光電流を出力する受光素子と、
前記受光素子からの光電流を分流する、カレントミラー回路により構成された分流回路と、
前記分流回路で分流された電流を電圧に変換する電圧変換回路と
を具備した電流電圧変換回路であって、
前記カレントミラー回路は、
少なくとも、第１のトランジスタのベースもしくはゲートに第１のスイッチの一端が接続され、前記第１のスイッチの他端に第２のスイッチの一端および第２のトランジスタのベースもしくはゲートが接続され、前記第２のスイッチの他端に第３のトランジスタのベースもしくはゲートが接続され、前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタを有する第１のトランジスタ対と、
前記第３のトランジスタおよび前記第２のトランジスタを有する第２のトランジスタ対と、
カレントミラー回路としての電流入力点に非反転入力端が接続され、その出力端に、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチと前記第２のトランジスタのベースもしくはゲートとの接続点が接続された第１のオペアンプと、
を備え、
前記受光素子は、その両端電圧が固定されていることを特徴とする電流電圧変換回路。
前記カレントミラー回路は、構成するシステムの前記受光素子の受光感度のばらつきに応じて、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチにより、前記少なくとも第１のトランジスタ対または第２のトランジスタ対のいずれか一方が選択されることを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
前記電圧変換回路は、
第２のオペアンプと、
前記第２のオペアンプの非反転入力端および第１の基準電位の間に接続された抵抗器と
を含み、
前記第２のオペアンプがバッファアンプとして構成されることを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
前記第２のオペアンプの非反転入力端および第２の基準電位の間には、構成するシステムのシャットダウン時の動作を制御するための制御スイッチが挿入されていることを特徴とする請求項３に記載の電流電圧変換回路。
前記第１のオペアンプの出力端は、第３のスイッチを介して、前記第２のトランジスタのベースもしくはゲートと接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。