DE102018106762B4

DE102018106762B4 - Analoger front-end-empfänger mit grossem dynamikbereich für long-range-lidar

Info

Publication number: DE102018106762B4
Application number: DE102018106762.3A
Authority: DE
Inventors: Yalcin Alper Eken; Alp OGUZ
Original assignee: Analog Devices International ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2017-03-27
Filing date: 2018-03-22
Publication date: 2024-03-07
Anticipated expiration: 2038-03-23
Also published as: DE102018106762A1

Abstract

Front-End-Empfänger, aufweisend:einen Transimpedanzverstärker (TIA), der ausgebildet ist zum Umwandeln eines an einen Eingangsport des TIA angelegten Eingangsstroms in einer Ausgangsspannung, undeine erste Begrenzerschaltung, die über einen Diodenpfad mit einem gleichrichtenden Element mit einer Einschaltspannung an den Eingangsport gekoppelt ist und ausgebildet ist, als Reaktion auf eine an die erste Begrenzerschaltung angelegte Begrenzungsspannung einen Höchstwert einer Eingangsspannung des TIA auf einen Wert zu begrenzen, der eine Sättigungsschwellwertspannung des TIA um höchstens die Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements übersteigt;wobei die erste Begrenzerschaltung eine adaptive Begrenzerschaltung ist, die einen ersten Verstärker mit einem an die Begrenzungsspannung gekoppelten ersten Eingangsanschluss und einem an den Eingangsport des TIA gekoppelten zweiten Eingangsanschluss aufweist, wobei der Diodenpfad einen Ausgangsanschluss des ersten Verstärkers und den Eingangsport des TIA koppelt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet der Fernerkundung, die Licht von einer gepulsten Lichtquelle verwendet, um Entfernungen oder Distanzen von Objekten zu messen. Die vorliegende Offenbarung betrifft insbesondere Transimpedanzverstärker mit Spannungsrückkopplung von dem in Fernerkundungsanwendungen verwendeten Typ.
STAND DER TECHNIK
Die Fernerkundung unter Verwendung von Lichtimpulsen, die beispielsweise durch Laser emittiert und durch entfernte Objekte zurückreflektiert werden, wird manchmal auch als LIDAR (Ligth Detection and Ranging) bezeichnet. Ein LIDAR-Empfänger, im Folgenden auch als ein Front-End-Empfänger bezeichnet, enthält einen optischen Empfänger mit einer Photodiode (PD) oder einer Lawinenphotodiode (APD - Avalange Photodiode) als ein empfangendes Element und einen Transimpedanzverstärker (TIA - Transimpedance Amplifier), beispielsweise einen Verstärker mit Spannungsrückkopplung, der den Photostrom von der empfangenden Photodiode in eine Spannung umwandelt.
Nachfolgend werden die Ausdrücke Photodiode (PD) und Lawinenphotodiode (APD) vertauschbar verwendet, sofern nicht etwas Anderes angegeben ist. Eine Photodiode ist typischerweise ein p-n-Übergang oder eine PIN-Struktur. Wenn ein Photon mit ausreichender Energie auf die Diode trifft, erzeugt es ein Elektron-Loch-Paar. Dieser Mechanismus ist auch als der innere photoelektrische Effekt bekannt. Falls die Absorption in dem Verarmungsgebiet des Übergangs oder eine Diffusionslänge davon weg auftritt, werden diese Träger durch das eingebaute elektrische Feld des Verarmungsgebiets weg abgelegt. Somit bewegen sich Löcher zur Anode und Elektronen zur Kathode, und es entsteht ein Photostrom. Bei Verwendung in Nullvorspannungs- oder Photovoltagenmodus ist der Fluss des Photostroms aus dem Bauelement hinaus eingeschränkt und eine Spannung baut sich auf. Bei Verwendung im photoleitenden Modus ist die Diode oftmals in Sperrrichtung vorgespannt (wobei die Kathode bezüglich der Anode positiv angesteuert ist). Dies reduziert die Reaktionszeit, weil die zusätzliche Sperrvorspannung die Breite der Verarmungsschicht vergrößert, was die Kapazität des Übergangs verringert. Die Sperrvorspannung vergrößert auch den Dunkelstrom ohne viel Änderung beim Photostrom. Bei einer gegebenen Spektralverteilung ist der Photostrom linear proportional zu der Beleuchtungsstärke (und zu der Bestrahlungsstärke).
APDs kann man sich als Photodetektoren vorstellen, die eine eingebaute erste Verstärkungsstufe durch Lawinenvervielfachung bereitstellen. Von einem funktionalen Standpunkt aus gesehen können sie als das Halbleiteräquivalent zu Photovervielfachern angesehen werden. Wegen ihrer hohen Empfindlichkeit liegt eine typische Anwendung für APDs in Laserentfernungsmessern und faseroptischer Ferntelekommunikation.
Bei einigen Anwendungen generiert ein APD einen Stromimpuls proportional zu der empfangenen elektromagnetischen Leistung, und ein TIA wandelt den Stromimpuls in einen Spannungsimpuls um und liefert auch eine hohe Verstärkung, um schwächere Signale von entfernten Objekten zu detektieren. Bei näherliegenden Objekten kann die Größe des Stromimpulses am Eingang des TIA die Grenzen des linearen Betriebs des TIA erreichen. In solchen Fällen wird der TIA gesättigt. In einer Verstärkertopologie mit Spannungsrückkopplung bewirkt die Sättigung, dass sich der Ausgangsspannungsimpuls um ein gewisses Ausmaß verbreitert, was auch als Impulsbreitenverzerrung bezeichnet wird. Bei Überlastung haben solche Transimpedanzverstärker sehr lange Relaxationszeiten, bis der TIA wieder zum linearen Betrieb zurückkehren kann.
US 9 954 622 B2 offenbart einen Transimpedanzverstärker und einen diesen aufweisenden optischen Empfänger. JP 2014- 192 898 A offenbart einen optischen Empfänger mit schneller Erholzeit. US 4 740 686 A offenbart eine optische Sensorschaltung. JP 2007- 174 440 A offenbart eine optische Empfängerschaltung. DE 10 2013 100 696 B3 offenbart einen optoelektronischen Sensor und Verfahren zur Erfassung von Objekten in einem Überwachungsbereich.
KURZDARSTELLUNG DER OFFENBARUNG
Die beanspruchten Gegenstände sind in den unabhängigen Ansprüchen definiert. Vorteilhafte Weiterbindungen sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Ein System und Verfahren zum Betreiben eines analogen Front-End-Empfängers mit großem Dynamikbereich für Long-Range-LIDAR mit einem Transimpedanzverstärker (TIA) enthalten eine Begrenzerschaltung (clipping circuit), um eine Sättigung des TIA zu verhindern. Der Ausgang der Begrenzerschaltung ist über eine Diode oder einen Transistor an den Eingang des TIA angeschlossen und derart geregelt, dass die Eingangsspannung des TIA nahe bei der Sättigungsschwellwertspannung des TIA bleibt oder sich nur geringfügig darüber befindet. Die Regelung der Eingangsspannung des TIA kann durch Schalten eines Begrenzungswiderstands in Reihe mit der Diode oder dem Transistor verbessert werden. Eine zweite Begrenzerschaltung, die stärkere Eingangsströme und höhere Spannungen ableiten kann, kann parallel zu der ersten Begrenzerschaltung geschaltet werden. Ein resistives Element kann zwischen die erste und zweite Begrenzerschaltung platziert werden, um den Eingangsstrom in den TIA weiter zu begrenzen.
Es wäre auch vorteilhaft, einen Front-End-Empfänger mit einem Transimpedanzverstärker (TIA) zu versehen, was die Detektion des Photostroms von der empfangenden Photodiode oder der APD mit keiner oder nur einer minimalen, durch große Photoströme verursachten Impulsbreitenverzerrung ermöglicht. Ein System und Verfahren für das adaptive Begrenzen einer Eingangsspannung eines Transimpedanzverstärkers (TIA), um zu verhindern, dass der TIA zu tief in die Sättigung geht, enthalten eine erste adaptive Begrenzerschaltung, die eine Rückkopplungsspannung von einem Eingang des TIA und eine Begrenzungsspannung empfängt. Der Ausgang der erste adaptiven Begrenzerschaltung ist über eine Diode oder einen Transistor an den Eingang des TIA angeschlossen und derart geregelt, dass die Eingangsspannung des gesättigten TIA so nahe wie möglich an der Sättigungsschwellwertspannung des TIA gehalten wird und die Sättigungsspannung des TIA niemals um mehr als eine Einschaltspannung der Diode oder des Transistors übersteigt, bevorzugt um nicht mehr als die Hälfte der Einschaltspannung der Diode oder des Transistors. Die Regelung der Eingangsspannung des TIA kann durch Schalten eines Begrenzungswiderstands in Reihe mit der Diode oder dem Transistor verbessert werden. Eine zweite Begrenzerschaltung, die stärkere Eingangsströme und somit höhere Spannungen als die erste adaptive Begrenzerschaltung ableiten kann, kann parallel zu der ersten adaptiven Begrenzerschaltung geschaltet sein.
In bestimmten Ausführungsformen wird ein Front-End-Empfänger bereitgestellt, der Folgendes enthält: einen Transimpedanzverstärker (TIA), der ausgebildet ist zum Umwandeln eines an einen Eingangsport angelegten Eingangsstroms in einer Ausgangsspannung, und eine erste adaptive Begrenzerschaltung, die über einen Diodenpfad an den Eingangsport gekoppelt ist und dafür ausgebildet ist, als Reaktion auf eine an die erste adaptive Begrenzerschaltung angelegte Begrenzungsspannung einen Höchstwert einer Eingangsspannung des TIA auf eine extern angelegte Begrenzungsspannung zu begrenzen, so dass der TIA nicht übermäßig gesättigt ist. In einigen Fällen kann die erste adaptive Begrenzerschaltung den Höchstwert der Eingangsspannung des TIA derart begrenzen, dass der TIA so nahe wie möglich an der Sättigungsschwellwertspannung des TIA arbeitet.
Bei gewissen Ausführungsformen wird ein Verfahren bereitgestellt zum Betreiben eines Transimpedanzverstärkers (TIA) eines Front-End-Empfängers, so dass der TIA nicht übermäßig gesättigt wird oder der TIA so nahe wie möglich an der Sättiungsschwellwertspannung des TIA betrieben wird, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Liefern einer Begrenzungsspannung an eine erste adaptive Begrenzerschaltung an einem ersten Eingangsanschluss; Liefern einer von einer Eingangsspannung des TIA abgeleiteten Rückkopplungsspannung an die erste adaptive Begrenzerschaltung an einem zweiten Eingangsanschluss; Koppeln einer Ausgangsspannung der ersten adaptiven Begrenzerschaltung an einen Eingangsport der TIA über einen Diodenpfad, der ein gleichrichtendes Element mit einer Einschaltspannung aufweist, die so gewählt ist, dass sie etwa gleich einer Sättigungsschwellwertspannung des TIA is; und Regeln der Ausgangsspannung der ersten adaptiven Begrenzerschaltung, so dass die Rückkopplungsspannung gleich der Begrenzungsspannung ist. Auf diese Weise wird der Höchstwert der Eingangsspannung des TIA auf einen Wert begrenzt, der um höchstens die Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements über einer Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt, bevorzugt die halbe Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements, um sicherzustellen, dass der TIA nicht zu sehr gesättigt wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Um ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Offenbarung und ihrer Merkmale und Vorteile zu vermitteln, wird auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen, wobei gleiche Bezugszeichen gleiche Teile darstellen. Es zeigen:

1 ein Schemadiagramm einer Pulsverbreiterung aufgrund einer Übersättigung des Transimpedanzverstärkers (TIA) gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
2 einen TIA mit einer durch eine externe Steuerspannung gesteuerten Begrenzerschaltung gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
3a - 3c den Effekt des Begrenzens mit der Begrenzerschaltung von 2 an der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung des TIA gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
4 eine erste Ausführungsform eines schematischen Schaltplans für adaptive Begrenzung, durch eine externe Begrenzungsspannung gesteuert, gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
5 eine zweite Ausführungsform eines schematischen Schaltplans für adaptive Begrenzung, durch eine externe Begrenzungsspannung gesteuert, gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
6a - 6c den Effekt des Begrenzens und adaptiven Begrenzens der Eingangsspannung eines TIA mit den adaptiven Begrenzerschaltungen von 4 und 6 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
7a eine Kombination aus der Begrenzerschaltung von 2 und der adaptiven Begrenzerschaltung von 5 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
7b eine Kombination aus der Begrenzerschaltung von 2 und der adaptiven Begrenzerschaltung von 4 gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
8a eine Kombination aus der adaptiven Begrenzerschaltung von 5 mit einem zusätzlichen Strombegrenzungswiderstand gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
8b eine Kombination aus der adaptiven Begrenzerschaltung von 4 mit einem zusätzlichen Strombegrenzungswiderstand gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
9a - 9c den Effekt der adaptiven Begrenzung der Eingangsspannung eines TIA mit der adaptiven Begrenzerschaltung von 8b mit einem Begrenzungswiderstand gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung;
10 eine dritte Ausführungsform eines schematischen Schaltplans für adaptive Begrenzung mit einem strombegrenzenden resistiven Element und zwei Begrenzerschaltungen;
11 eine vierte Ausführungsform eines schematischen Schaltplans für adaptive Begrenzung mit einem strombegrenzenden resistiven Element und einer ESD (Electrostatic Current Discharge - elektrostatische Stromentladung)-Diode; und
12 die adaptive Begrenzerschaltung von 11 mit beispielhaften Arbeitsparametern.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Das Entfernungsmessverfahren mit einem gepulsten Laufzeit(TOF - Time-Of-Flight)-Laser basiert auf der Messung einer Laufzeit (ΔT) eines kurzen Laserimpulses (Breite beispielsweise etwa 3 ns) zu einem optisch sichtbaren Ziel und zurück zu dem Front-End-Empfänger. Die gemessene Laufzeit kann in einer Distanz (R) zwischen dem Ziel und dem Empfänger umgewandelt werden.
LIDAR auf Basis von gepulsten TOF-Messungen ist in Umgebungswahrnehmungssystemen, wo eine hohe Messgeschwindigkeit (>1000 Ergebnisse/s) benötigt wird, besonders attraktiv, wo die Dynamik des empfangenen Echos sehr weit bzw. groß sein kann (>1:1000) und wobei eine präzise Distanzmessung (<1 cm) sogar mit einem einzelnen übertragenen Impuls bis zu Distanzen von bis zu Duzenden von Metern zu nicht-kooperativen Zielen benötigt wird. Beispiele für diese Art sind Antikollisionssysteme und Scanner in Verkehrsanwendungen. Beispielsweise kann in automotiven Anwendungen der Dynamikbereich 1: 100,000 übersteigen. Im Fall einer spiegelartigen Reflexion oder einer Reflexion von einem geschlossenen Objekt kann ein sehr hohes Eingangssignal am Eingang des Empfängerkanals erscheinen. Das Eingangssignal kann sich 10-100 mA oder sogar 0,5-1 A nähern, was den Empfängerkanal sättigen kann.
Von Interesse ist auch eine Messung der Impulsbreite der empfangenen Impulse in LIDAR-Anwendungen, weil auch die Impulsbreitendifferenz zwischen den übertragenen und den empfangenen Impulsen in LIDAR-Anwendungen Informationen über das Wetter (Feuchtigkeit, Neben usw.) trägt. Die Impulsbreite kann beispielsweise aufgrund von mehreren Streuereignissen unter Nebenbedingungen zunehmen, wodurch das Unterscheiden dieser Impulsverbreiterung von der eigenen Impulsverbreiterung des TIA sehr wertvoll ist. Das Begrenzen der Impulsbreite ermöglicht auch, die Anzahl an Impulsen in einer Impulsfolge in einer gegebenen Zeitperiode zu erhöhen, was bei dem Einsatz von Mittelungstechniken beim Verbessern des SRV hilfreich ist.
Dementsprechend ist es vorteilhaft und in vielen Situationen essentiell, eine tiefe Sättigung eines TIA zu verhindern, die durch große Ströme verursacht wird, die eine die Sättigungsschwellwertspannung des TIA stark übersteigende Spannung induzieren, und sowohl das Ausmaß als auch die Variation der Impulsbreitenverzerrung über einen großen Bereich von Eingangsstromamplituden hinweg klein zu halten.
1a zeigt einen beispielhaften Stromimpuls des als Reaktion auf einen Laserimpuls generierten Photostroms I_in. Der Photostromimpuls I_in erzeugt eine Eingangsspannung V_in am Eingang des TIA, das die Form des Eingangsstroms spiegeln würde, wenn der TIA in seinem linearen Arbeitsbereich arbeiten würde. Der TIA ist jedoch durch einen Eingangssättigungsspannungsschwellwert V_sat,th gekennzeichnet, über den der TIA gesättigt wird. Mit zunehmenden Photostrom I_in tritt die TIA-Eingangsspannung V_in in ein „Übersättigungsgebiet“ ein, von wo aus sie am Ende des Impulses mit einer Zeitkonstante abklingt, die durch die Widerstands-Kondensator(RC)-Entladung über dem Rückkopplungswiderstand R_f bestimmt wird. Der Wert der Kapazität C wird beispielsweise durch die Kapazität des APD und andere kapazitäre Kapazitäten des Systems bestimmt. Wie aus 1b hervorgeht, wird die Breite des Impulses substantiell vebreitert, bevor die Eingangsspannung V_in des TIA zum linearen Arbeitsbereich zurückkehrt (<V_sat,th). Dies vergrößert die detektierte Impulsbreite der Ausgangsspannung V_out,sat um ein in 1c als „Impulsbreitenverzerrung“ angegebenes Ausmaß, die deshalb nicht länger der Form des empfangenen Photostromimpulses I_in in 1a ähnelt. Es wäre deshalb wünschenswert, die Eingangsspannung V_in am Eingang des TIA auf einen Wert zu begrenzen, der nahe an dem Eingangssättigungsspannungsschwellwert V_sat,th liegt.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung zeigt ein in 2 dargestellter schematischer Schaltplan einen Transimpedanzverstärker (TIA) 200, der an einem Eingang eine durch einen Photostrom I_in generierte Eingangsspannung V_in von einer Lawinenphotodiode (APD) als Reaktion auf ein empfangenes Lichteingangssignal von einer unbeleuchteten Lichtquelle empfängt, beispielsweise einen Laser. Die DC- und niederfrequente Verstärkung eines Transimpedanzverstärkers können durch die Gleichungen (1) und (2) in Fällen bestimmt werden, wo die Verstärkung des Verstärkers ausreichend groß ist: $- I_{i n} = \frac{V_{o u t}}{R_{f}}$
[0032] so dass die Verstärkung beträgt $\frac{V_{o u t}}{I_{i n}} = - R_{f} .$
Die hohe Verstärkung des Operationsverstärkers des TIA hält den Photodiodenstrom gleich dem Rückkopplungsstrom durch den Widerstand R_f.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung kann die Impulsbreitenverzerrung oder die Impulsverbreiterung durch Begrenzen (Beschneiden) der TIA-Eingangsspannung V_in mit einer Diode reduziert werden, wobei der Begrenzungspfad während eines linearen Betriebs unter der Sättigungsspannung V_sat,th, inaktiv ist, und zwar ohne signifikantes Vergrößern des Rauschens. Beispielsweise kann die Eingangsspannung V_in eines TIA durch Überbrücken des Eingangs des TIA mit einer nichtgezeigten Schottky- oder Zener-Diode begrenzt werden. Nachteiligerweise jedoch kann aufgrund des Stromlecks, selbst wenn die Dioden unter ihrer Eingangsspannung arbeiten (die beispielsweise etwa 0,7 für Si-Übergänge und 0,3 V für Ge-Übergänge beträgt), die Begrenzungsspannung nicht so gewählt werden, dass sie nahe an dem Sättigungsschwellwert V_sat,th liegt.
Der Forwärtsstrom durch eine Diode ist durch folgende Gleichung gegeben $I_{D} = I_{S} (e^{\frac{V_{D} q}{k T}} - 1)$

wobei
V_D = die angelegte Spannung an der Diode ist
k = die Boltzmann-Konstante ist (1,38*10^-23 Joule/Kelvin)
T = die absolute Temperatur in Kelvin ist
q = die Elektronenladung ist (1,6*10^-19 Coulomb)
I_D = der Iststrom durch die Diode ist
I_S = der Diffusionsstrom ist (eine bauelementabhängige Konstante).
Die sogennante thermische Diodenspannung V_T, beträgt kT/q = 26 mV bei Raumtemperatur.
Aus Gleichung 3 geht hervor, dass I_D exponentiell mit V_D zunimmt und sogar unter dem Bandabstand von etwa 0,7 V bei einer Si-Diode von 0 verschieden ist. Je nach der spezifischen Anwendung kann der Vorwärtsleckstrom durch die Diode 204 in 2 als vernachlässigbar angesehen werden, wenn die Durchlassvorspannung an der Diode 204 von dem Bandabstand (oder der theoretischen Einschaltspannung) der Diode durch ein Mehrfaches der thermischen Spannung V_T reduziert wird, beispielsweise um ungefähr das Achtfache der thermischen Spannung V_T, d.h. um etwa 8*26 mV oder ungefähr 200 mV.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung, wie in 2 dargestellt, kann die Begrenzungsspannung verstellt werden, indem ein Ausgang eines Pufferverstärkers 202, der einen durch eine externe Steuerspannung V_ctrl gesteuerten ersten Eingang besitzt, mit einer in Sperrrichtung vorgespannten Diode 204 verbunden wird, die wiederum mit dem Eingang des TIA verbunden ist. Ein zweiter (nicht dargestellter) Eingang kann mit einer Gleichtaktspannung, beispielsweise mit Masse, verbunden sein. Der Pufferverstärker kann als ein Spannungsfolger implementiert werden. Die Diode kann beispielsweise ein Si-Diode mit einer Einschaltspannung von etwa 0,7 V sein. Um die Eingangsspannung V_in auf einen Wert von beispielsweise ΔV = 350 mV über einem beispielhaften Sättigungsschwellwert V_sat,th von 2 V zu begrenzen, müsste die Steuerspannung V_ctrl 1,85 V betragen. Während des linearen Betriebs des TIA ist, wenn die Eingangsspannung V_in des TIA unter dem Sättigungsschwellwert V_sat,th von 2 V liegt, die Diode 204 in 2 im Wesentlichen nichtleitend, da die Spannung an der Diode 0,25 V berträgt und die Eingangsspannung V_in nur durch den Rückkopplungswiderstand R_f bestimmt wird. Wenn V_in 2,35 V übersteigt, wird die Diode in Durchlassrichtung vorgespannt und überschüssiger Strom I_in wird durch die Diode 204 abgeleitet. Es sei angemerkt, dass der Wert von ΔV = 350 mV lediglich als ein repräsentatives Beispiel gewählt ist und beispielsweise etwa gleich der Einschaltspannung der Diode sein kann (0,7 V für eine Si-Diode und 0,3 V für eine Ge-Diode), bevorzugt die Hälfte der Einschaltspannung der Diode oder ein Mehrfaches der thermischen Spannung V_T der Diode, beispielsweise 200 mV, was etwa das Achtfache von V_T ist, so lange V_in immer noch innerhalb des normalen Arbeitsbereichs des TIA liegt.
Weil die Diode 204 in der Lage sein muss, relativ große Ströme über dem Sättigungsschwellwert V_sat,th abzuleiten, ohne eine übermäßige Zunahme bei V_in zu bewirken, muss der Durchlasswiderstand der Diode klein sein, was eine große Diode erfordern würde. Größere Dioden besitzen jedoch auch eine signifikant größere Kapazität als kleinere Dioden, das wiederum die RC-Zeitkonstante, die die RC-Entladezeit in 1b steuert, erhöht, die Bandbreite verringert und das TIA-Rauschen erhöht.
Der Effekt der Diode 204 in Verbindung mit dem Pufferverstärker 202 auf die Eingangsspannung V_in und die Ausgangsspannung V_out und die damit einhergehende Impulsbreite ist in 3 schematisch gezeigt, wobei 3a drei verschiedene beispielhafte Eingangsstrompegel I_{in_1}, I_{in_2} und I_{in_3} zeigt, wobei I_{in_1} > I_{in_2} > I_{in_3}. Die Photostromimpulse I_{in_1}, I_{in_2} und I_{in_3} erzeugen entsprechende Spannungen V_{in_1}, V_{in_2} und V_{in_3} am Eingang des TIA, wobei V_in von dem Eingangsstrom I_in abhängt als V_in = V_ctrl + 0,7 V + R_diode,int * I_in, wobei V_ctrl die an den Pufferverstärker 202 angelegte Steuerspannung ist, 0,7 V die Einschaltspannung einer Si-Diode ist und R_diode,int der interne Durchlasswiderstand der Diode 204 ist. Die durch die Diode 204 unterstützte Entladeperiode endet, wenn der Strom durch die Diode 204 vernachlässigbar wird, d.h. bei V_in = V_ctrl + V_diode(0) = V_ctrl + 0,7 V. Die Spannung V_ctrl + V_diode(0) wird in diesem Beispiel so gewählt, dass sie ΔV~450 mV über der Sättigungsschwellwertspannung V_sat,th des TIA liegt, weil die Diode während des normalen Betriebs ausgeschaltet sein sollte, wenn V_in ≤ V_sat,th ist, d.h., der Durchlassleckstrom durch die Diode sollte bei der bestimmten Anwendung vernachlässigbar sein. Wenn die Eingangsspannung V_in unter V_ctrl + V_diode(0) abfällt, kann der Eingangsstrom von diesem Punkt ab nur durch den Rückkopplungswiderstand R_f entladen werden. Das Entladen durch Rf startet jedoch ungeachtet von I_in immer bei V_ctrl + V_diode(0), was impliziert, dass die Impulsverbreiterung für alle dargestellten Ströme I_{in_1}, I_{in_2} und I_{in_3} gleich sein wird, die bewirken, dass die Spannungen V_{in_1}, V_{in_2} und V_{in_3} V_ctrl + V_diode(0) übersteigen.
V_CC,APD zeigt die (positive) Versorgungsspannung des APD an. Vcc zeigt die Versorgungsspannung des ESD in 11 und (nicht explizit gezeigt) der Pufferverstärker und des TIA an. V_CC,APD ist typischerweise größer als Vcc.
Ein Vergleich von 3 und 1 zeigt die Vorzüge des Entladens großer Ströme durch die Diode 204, was die Impulsbreitenverzerrung reduziert. Die zum Reduzieren von ΔV = V_ctrl + V_diode(0) - V_sat,th auf etwa null erforderliche Entladezeit ist der Hauptbeitrag der Impulsbreitenverzerrung. Es ist wünschenswert, ΔV so klein wie möglich zu machen. Obwohl die Impulsbreitenverzerrung theoretisch reduziert werden könnte, indem ΔV kleiner gemacht wird, könnte ein Stromleck durch die Diode 204 den normalen Betrieb des TIA beeinträchtigen, d.h., wenn V_ctrl derart gewählt wird, dass V_ctrl + V_diode(0) höchstens nur geringfügig über V_sat,th liegt (beispielsweise um höchstens die Einschaltspannung der Diode, bevorzugt um höchstens die Hälfte der Einschaltspannung der Diode oder um ein Vielfaches der thermischen Spannung V_T der Si-Diode, beispielsweise 8*V_T = 200 mV, solange V_in immer noch innerhalb des normalen Arbeitsbereichs des TIA liegt).
Obwohl die Impulsbreitenverzerrung von 1 mit einer durch die Ergebnisse in 3 dargestellten diodenunterstützten Begrenzung reduziert ist, kann die Zeitkonstante der Entladung von ΔV durch R_f in der Größenordnung von Duzenden von Nanosekunden liegen, was bei einigen Anwendungen immer noch unakzeptabel lang sein kann. Die Impulsbreitenverzerrung kann durch adaptive Begrenzung, die nun beschrieben wird, weiter reduziert werden.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung, in 4 dargestellt, kann die Eingangsspannung V_in adaptiv begrenzt werden, indem die Spannung an einer Diode 404 entsprechend einer extern angelegten Begrenzungsspannung V_clip verstellt wird. Die adaptive Begrenzerschaltung von 4 differiert von der zuvor unter Bezugnahme auf 2 beschriebene Schaltung dadurch, dass der invertierende Eingang des Verstärkers 402 nicht auf ein festes Potential wie in 2 gelegt ist, wie etwa eine Gleichtaktspannung oder an Masse, sondern stattdessen die Spannung V_in von dem Eingang des TIA empfängt.
Die adaptive Begrenzerschaltung von 3 arbeitet wie folgt: Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 402 durch einen Verstärkungsfaktor ist linear proportional zu der Spannungsdifferenz zwischen dem positiven Eingangsanschluss (+) und dem negativen Eingangsanschluss (-). Ein idealer Operationsverstärker besitzt eine unendliche Verstärkung, einen unendlichen Eingangswiderstand und einen Ausgangswiderstand von null. Eine Folge der Annahme einer unendlichen Verstärkung lautet, dass, wenn die Ausgangsspannung innerhalb des linearen Bereichs des Operationsverstärkers ist, die Spannung an dem positiven Eingangsanschluss (+) immer gleich der Spannung an dem negativen Eingangsanschluss (-) ist. Ohne die Diode 404 wäre die Schaltung von 4 ein Spannungsfolger, in der eine durch den Verstärker 402 und die Diode 404 gebildete Rückkopplungsschleife immer Rauschen 412 ansteuert, so dass V_in = V_clip. Wenn die Diode 404 mit einer Durchlassspannung V_f zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 402 und den negativen Eingangsanschluss (-) eingesetzt wird und wenn eine Begrenzungsspannung V_clip an den positiven Eingangsanschluss (+) angelegt wird, kann die durch den Verstärker 402 und die Diode 404 gebildete Rückkopplungsschleife V_in nicht an V_clip angleichen, wenn V_in ≤ V_clip. Wenn beispielsweise, wie oben beschrieben, V_in ~ 2 V und V_clip ~ 2,2 V, hat die Rückkopplungsschleife keinen Effekt, arbeitet der TIA im linearen Bereich und V_in wird durch die Ausgangsgleichtaktspannung des Verstärkers 200 plus den Eingangsstrom I_in mal R_f bestimmt.
Während eines hohen Stromimpulses wird V_in bis zu V_clip aufgeladen, wobei dann die durch den Verstärker 402 und die Diode 404 gebildete Rückkopplungsschleife aktiviert wird und die Kathode der Diode 404 derart moduliert, dass der durch die Diode 404 fließende Strom verhindert, dass V_in weiter zunimmt, um ihn davon abzuhalten, über die gewünschte Clipspannung V_clip hinaus zu gehen. Mit der beispielhaften adaptiven Begrenzerschaltung von 4 kann ΔV = V_clip - V_sat,th auf einen Wert eingestellt werden, der kleiner ist als die tatsächliche, temperaturabhängige Weicheinschaltspannung der Diode 404, ohne einen starken Leckstrom durch die Diode 404 während des normalen Betriebs zu bewirken, was zu einer sehr schmalen Pulsbreitenverzerrung und einer kürzeren Zeit zur Rückkehrt zum normalen Betrieb führt. Mit der Diodenschaltung von 2 war dies nicht möglich, weil ein kleiner Wert von ΔV = V_ctrl + V_diode(0) - V_sat,th einen großen Spannungsabfall an der Diode 204 und einen entsprechenden großen Leckstrom während des normalen Betriebs verursachen würde.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung, wie in 5 dargestellt, kann die durch die Diode 404 bereitgestellte Funktionalität, d.h. das Verhindern, dass die Rückkopplungsschleife V_in erhöht, auch durch einen Transistor 504 bereitgestellt werden, beispielsweise einen PNP-Emitterfolger mit offenem Emitter oder einem PMOS (Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor vom p-Typ)-Sourcefolger mit offener Source, weil beide dieser Stufen mit offenem Emitter/offener Source Strom ableiten und V_in entladen/reduzieren können, aber nicht in der Lage sind, den Strom zum Laden/Erhöhen von V_in zu erzeugen. Die Rückkopplungsschleife zieht die Spannung herunter, wenn V_in beispielsweise den beispielhaften Wert von 2,2 V übersteigt. Wie oben erwähnt, sollten die in 4 und 5 gezeigten adaptiven Begrenzerschaltungen entsprechend bemessen werden, damit sie große Ströme handhaben können; die zu der Größe in Beziehung stehende Kapazität begrenzt jedoch die Reaktionszeit. Anders ausgedrückt muss die Schleifenbandbreite der adaptiven Begrenzerschaltung ausreichend hoch sein, so dass die Schleife schnell auf die Vorderflanke des Eingangsstromimpulses reagieren und verhindern kann, dass V_in gefährliche Pegel erreicht. Da die Schleife jedoch während des normalen Betriebs ausgeschaltet ist, muss die Schleife zuerst hergestellt werden (Aufwachphase) und kann erst danach durch Verringern von V_in auf den gewünschten Pegel nahe bei V_sat,th reagieren.
Ein Problem damit, höhere „maximale tolerierbare Ströme“ zu erreichen, besteht darin, dass Stromimpulse mit höherer Amplitude V_in schneller auf V_sat,th laden, wodurch schnellere Reaktionszeiten erforderlich sind.
Die 6(a) bis 6(c) veranschaulichen schematisch den Effekt von verschiedenen, insbesondere sehr hohen Eingangstrompegeln I_{in_1}, I_{in_2}, I_{in_3} auf die Form der Eingangsspannungen V_{in_1}, V_{in_2}, V_{in_3} am Eingang des TIA und der durch den generierten Ausgangsspannungen V_{out_1}, V_{out_2}, V_{out_3}. Wie oben erörtert, begrenzt eine adaptive Begrenzung die Spannung V_in auf V_clip nahe dem Sättigungsschwellwert V_sat,th unabhängig von dem Eingangsstrom I_in. Da die Spannung, bei der V_in begrenzt wird, nahe dem Sättigungsschwellwert V_sat,th liegt, wird die verbleibende überschüssige Spannung ΔV = V_clip-V_sat,th mit einer Zeitkonstante τ=R_f*C durch R_f entladen. Die Impulsbreite des Ausgangsimpulses von dem TIA kann somit mit adaptiver Begrenzung nahe der Breite des Ausgangsstroms für nicht übermäßig hohe Eingangsströme reduziert werden, wie etwa den beispielhaften Eingangsstrom I_{in_3} in 6a.
Die dynamische Reaktion der Begrenzerschaltungen von 4 und 5 bei erhöhten Eingangsstrompegeln, wie etwa die Eingangsströme I_{in_1} und I_{in_2} in 6a, können somit zu einer Impulsverzerrung führen, die sich in dem Verengen von V_{in_2} im Vergleich zu V_{in_3} von 6b und der Phasenumkehr von V_{in_1} in 6b manifestiert, was eine negative Spannungsstörspitze bei V_{in_1} an der Hinterflanke des Stroms I_{in_1} erzeugt. Falls die negative Spannungsstörspitze stark genug ist, kann V_{in_1} unter die Gleichtaktspannung abnehmen und am Ausgang des TIA einen Impuls mit entgegengesetzter Polarität erzeugen, wie in 6c dargestellt.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung kann, wie in 7 dargestellt, die adaptive Begrenzung mit einer Diodenbegrenzung kombiniert werden, was im Folgenden als unterstützte adaptive Begrenzung bezeichnet wird. Die unterstüzte adaptive Begrenzung fügt zu der adaptiven Begrenzerschaltung einen schnelleren alternativen Strompfad hinzu, so dass die Schleife auf die Vorderflanke des Eingangsstromimpulses schnell reagieren und verhindern kann, dass V_in unerwünschte oder gefährliche Pegel erreicht.
Mit der unterstützten adaptiven Begrenzung weist die Gesamtbegrenzerschaltung einen ersten Diodenbegrenzerweg 701 gemäß 2 auf, der zuerst reagiert und V_in auf eine relativ sichere Spannung begrenzt, die etwas über V_clip liegt und durch die Steuerspannung V_ctrl gesteuert wird, weil das Diodenbegrenzen eine kürzere Reaktionszeit aufweist, die nur durch die Laufzeit der Diode in dem ersten Diodenbegrenzerpfad 701 bestimmt wird.
Danach wachen die in 7a dargestellte und gemäß 5 ausgebildete adaptive Begrenzerrückkopplungsschleife 702 und die in 7b dargestellte und gemäß 4 ausgebildete adaptive Begrenzerrückkopplungsschleife 704 auf und beginnen mit der Ableitung des Stroms, weil er bei einer niedrigeren Spannung als der nichtadaptiven Begrenzerschaltung begrenzt,wie oben erwähnt. Mit anderen Worten reagiert der nichtadaptive erste Diodenbegrenzerpfad 701 zuerst und leitet den ersten Stoß eines hohen Eingangsstroms ab. Danach wacht die adaptive Begrenzerrückkopplungsschleife 702 bzw. 704 auf und beginnt mit dem Ableiten auch des durch die nichtadaptive Begrenzerschaltung hindurchtretenden Stroms, wodurch die Eingangsspannung weiter reduziert wird (weil die adaptive Begrenzerrückkopplungsschleife 702, 704 bei einem niedrigeren Spannungswert über V_sat,th begrenzt). Während dieser Übergangsperiode steigt der Strom durch die adaptive Begrenzerrückkopplungsschleife 702, 704, wohingegen der Strom durch den nichtadaptiven Begrenzerpfad 701 abnimmt. V_in wird somit über die jeweiligen adaptiven Begrenzerrückkopplungsschleifen 702 und 704 herunter auf etwa V_clip entladen.
Da anfangs sehr hohe strompegel vorhanden sind, d.h. vor der Aktivierung der adaptiven Begrenzerrückkopplungsschleifen 702, 704, durch Diodenbegrenzung mit dem ersten Diodenbegrenzerpfad 701, können die Geräte der adaptiven Begrenzerrückkopplungsschleifen 702, 704 verkleinert werden, wodurch die Bandbreite der Rückkopplungsschleife vergrößert wird.
Gemäß einigen Ausführungsformen der Offenbarung kann das adaptive Begrenzen robuster gemacht werden, indem der durch den Transistor 504 in der Schaltung 802 von 8a oder ähnlich durch die Diode 404 in der Schaltung 804 von 8b fließende adaptive Begrenzungsstrom begrenzt wird. Dazu kann ein Strombegrenzungswiderstand R_lim zwischen den Eingangsanschluss des TIA 200 und den PNP-Emitterfolger mit offenem Emitter oder den PMOS-Sourcefolger mit offener Source 504 (bei 812) in 8a gezeigten adatpiven Begrenzerschaltung 802 oder entsprechend zwischen den Eingangsanschluss des TIA 200 und die Anode (bei 812) der Diode in der in 8b gezeigten adaptiven Begrenzerschaltung 804 eingesetzt werden. Aufgrund des Spannungsabfalls an dem Widerstand R_lim wird der durch den PNP-Emitterfolger oder die PMOS-Source mit offener Source in der adaptiven Begrenzerschaltung 802 bzw. durch die Diode in der adaptiven Begrenzerschaltung 804 abgeleitete Strom reduziert.
Die Rückkopplungsschleife in der adaptiven Begrenzerschaltung 804 zwischen dem Knoten 812 und dem (-)-Eingang des Verstärkers 402 hält den Knoten 812 auf der Begrenzungsspannung V_clip, wodurch V_in anfänglich eine höhere Spannung V_in = V_clip+R_lim*I_diode haben kann, wenn die Diode in Durchlassrichtung vorgespannt ist, d.h. wenn V_in > V_clip. Die adaptive Begrenzerschaltung 804 hat keinen Effekt, wenn V_in < V_clip, da die Diode 404 dann in Sperrrichtung vorgespannt ist und den Stromfluss blockiert. Die adaptive Begrenzerschaltung 802 arbeitet auf die gleiche Weise. Während sich V_in während er anfänglichen Entladeperiode der adaptiven Begrenzerschaltung 804 durch R_lim-I_diode auf einer höheren Spannung als V_clip befindet, nähert sich V_in V_clip an, wenn I_diode auf null geht, was die Entladung durch die adaptive Begrenzerschaltung 804 abschließt. Der Widerstand R_lim arbeitet dahingehend, zwischen der Spannung am Knoten 812 und V_in einen Offset zu erzeugen. Dieser Offset liefert ein Mittel zum Laden des Knotens 812 (wobei die Spannung vorübergehend hochgezogen wird) und gibt der Rückkopplungsschleife deshalb die Fähigkeit, den Knoten 812 während der Entladung durch R_lim auf V_clip zu halten.
Der Betrieb der beispielhaften adaptiven Begrenzerschaltung 804 ist in 9 schematisch dargestellt. Die Rückkopplungsschleife der adaptiven Begrenzerschaltung 804 hält die Spannung am Knoten 812 ungeachtet des Eingangsstroms I_in auf V_clip, während V_in-Spannungen R_lim*I_diode über V_clip liegen (9a zeigt drei verschiedene Eingangsstrompegel I_{in_1} > I_{in_2} > I_{in_3}). Wenn die Amplitude des Eingangsstromimpulses zu null zurückkehrt, d.h. am Ende des Eingangsimpulses, leitet die Diode 404 weiterhin den Strom unter Unterstützung der Entladung von V_in. Diese Unterstützung geht weiter, bis der Strom durch die Diode 404 auf null abnimmt, wobei dann der Spannungsabfall an R_lim gleich null ist. Infolgedessen endet die Diodenunterstützungsphase immer bei Spannung V_clip. Nachdem der überschüssige Strom durch die adaptive Begrenzerschaltung 804 über die Diode 404 und den Strombegrenzungswiderstand R_lim abgeleitet worden ist, wird der übrige Strom durch den Rückkopplungswiderstand R_f des TIA 200 abgeleitet. Es sei betont, dass, weil die Spannung am Knoten 814 unter V_clip entsprechend dem Durchlassspannungsabfall an der Diode 404 heruntergezogen wird, die Spannungsdifferenz ΔV zwischen V_clip und V_sat,th beispielsweise auf Werten von unter 0,3 - 0,4 V, beispielsweise 0,1V, gehalten werden kann, was viel niedriger ist als die Durchlassspannung einer typischen Si-Diode 404 von 0,7 V.
Die obige Erörterung gilt entsprechend auch für die adaptive Begrenzerschaltung 802. Bei einigen Ausführungsformen, wenngleich in 8 nicht gezeigt, können die Schaltungen ferner eine unterstützte adaptive Begrenzung enthalten, wo z.B. die Schaltung einen durch 7 dargestellten ersrten Diodenbegrenzerpfad 701 enthält.
In den in 8 dargestellten Beispielen ist R_f~ 5-10 kΩ und R_lim ~ 20 Ω, so dass die Zeitkonstante für die Entladung durch R_lim zu der Spannung V_clip viel schneller sein kann als die verbleibende Entladung durch die Rückkopplungsschleife des TIA.
Ohne einen Strombegrenzungswiderstand R_lim wird die Spannung zwischen den Knoten 811 und 812 tatsächlich die Polarität über einem bestimmten Eingangsstrompegel umkehren (siehe 6b), was bedeutet, dass V_in unter V_clip abfallen wird, da die Rückkopplungsschleife nicht sofort wirken kann. Wenn V_in < V_clip, kann V_clip den Knoten 811 nicht auf V_clip hochziehen, weil die Diode 404 (oder entsprechend der Transistor 504) in Sperrrichtung vorgespannt ist. Diese Situation führt zu der oben beschriebenen Phasenumkehr. Der Strombegrenzungswiderstand R_lim erzeugt einen Offset zwischen dem durch die Rückkopplung erfassten Knoten 812 und V_in. Dieser Offset liefert ein Mittel zum Laden des Knotens 812 (ein vorübergehender Hochziehpfad) und gibt der Rückkopplungsschleife deshalb die Fähigkeit, den Knoten 812 während des Entladens auf V_clip zu halten.
Gemäß einigen Ausführungsformen der in 10 dargestellten Offenbarung kann ein resistives Element R_d in den Strompfad zwischen der Anode der APD und den Eingang des TIA 200 eingefügt werden. In der Ausführungsform von 10 kann eine erste Begrenzerschaltung 1004 mit einem Verbindungspunkt 1012 zwischen dem Eingang des TIA 200 und einem ersten Anschluss des Widerstands R_d verbunden sein, und eine zweite Begrenzerschaltung 1002 kann mit einem Verbindungspunkt 1010 zwischen der Anode der APD und einem zweiten Anschluss des Widerstands R_d verbunden sein. Die zweite Begrenzerschaltung 1002 ist so ausgebildet, dass sie größere Stromimpulse mit weniger kapazitiver Belastung am Eingang des TIA 200 verarbeitet. In dieser Struktur besteht die Aufgabe der ersten Begrenzerstufe 1004 darin, V_in auf einen gewünschten Spannungspegel zu halten, so dass der TIA ordnungsgemäß arbeiten kann, d.h. so nahe wie möglich an der Sättigungsschwellwertspannung des TIA. Der Höchststrom, der durch die erste Begrenzerschaltung 1004 verarbeitet wird, wird durch den Widerstand R_d begrenzt. Obwohl der durch den internen Widerstand der Diode D₁ der ersten Begrenzerschaltung 1004 verursachte Spannungsabfall immer noch ein Problem ist, wie zuvor in Verbindung mit 2 erörtert, wird der durch die erste Begrenzerschaltung 1004 gelieferte Höchststrom durch den Widerstand R_d und durch die zweite Begrenzerschaltung 1002 begrenzt. Mit diesen gelockerten Stromverarbeitungsanforderungen kann die Diode D₁ nun eine viel geringere Größe besitzen, da ihr interner Widerstandswert aufgrund der durch die Diode D₁ fließenden kleineren Ströme ein geringeres Problem darstellen wird.
Der Strom durch die Diode D₁ wird einen Spannungsabfall an dem Widerstand R_d generieren. Wegen dieses Spannungsabfalls wird unter der Annahme, dass beispielsweise V_clip2 gleich V_clip1 gewählt wird, die an die Diode D2 angelegte Spannung größer sein als die an die Diode D₁ angelegte Spannung. Deshalb ist der Strom durch die Diode D₂ größer als der Strom durch die Diode D₁, selbst wenn die beiden Dioden D₁ und D₂ gleich groß sind. Infolgedessen wird ein kleinerer Teil des Stroms von der APD das die erste Begrenzerschaltung 1004 verarbeitet, während der größere verbleibende Strom von der APD durch die zweite Begrenzerschaltung 1002 verarbeitet wird.
Obwohl die Begrenzerschaltungen 1002 und 1004 jeweils so gezeigt sind, dass sie eine Struktur besitzen, die zu der Schaltung mit dem Puffer 202 und der Diode 204, in 2 gezeigt, im Wesentlichen identisch ist, oder gleichermaßen der Schaltung 701 von 7, versteht sich, dass eine der Begrenzerschaltungen 1002 und 1004 auch die Struktur der Schaltungen 702 und 704 (7) bzw. der Schaltungen 802 und 804 (8) besitzen kann.
Die zweite Begrenzerschaltung 1002 behandelt einen substantiellen Anteile des hohen Eingangsstroms von der APD. Der spannungsabhängige interne Widerstand R_D2,int der Diode D₂ der zweiten Begrenzerschaltung 1002 ist jedoch nicht wirklich ein Problem, da die Ausgangsspannung V_APD der APD den Arbeitspunkt der TIA nicht länger beeinflusst. Selbst wenn beispielsweise die Ausgangsspannung V_APD sehr hoch ist, beispielsweise 5 V, ist der Spannungsabfall an R_d groß genug, so dass die erste Begrenzerschaltung 1004 nur einen kleinen Teil des Stroms behandeln muss und V_in nahe bei oder nur geringfügig über V_clip1 + 0,7 V zu halten, was innerhalb des Arbeitsbereichs des TIA liegt, d.h. so nahe wie möglich an der Sättigungsschwellwertspannung des TIA. Mit dieser Architektur können D₁ und D₂ klein sein, während sie immer noch große Eingangsströme verarbeiten können.
Bei einem hohen Strom, wobei beide Begrenzerschaltungen 1002 und 1004 aktiviert sind, kann der Strom I_clip1,max der ersten Begrenzerschaltung 1004 berechnet werden als: $I_{clip 1, max} = (V_{clip 2} - V_{clip 1} + I_{clip 2} * R_{D 2, int}) / (R_{d} + R_{D 1, int}),$

unter der Annahme, dass der Strom durch den Rückkopplungswiderstand R_f vernachlässigbar ist. R_D1,int ist der spannungsabhängige interne Widerstand der Diode D₁, R_D2,int ist der spannungsabhängige interne Widerstand der Diode D₂. Der größte Strom durch D₁ würde durch Wählen von V_clip2 = V_clip1 minimiert werden.
12 zeigt ein beispielhaftes Szenarium von Arbeitsbedingungen für die Schaltung von 10. Wie oben erwähnt, können V_clip1 und V_clip2 vorteilhafterweise identisch und beispielsweise gleich 1,8 V gewählt werden. Unter der Annahme, dass die APD einen Photostrom von 500 mA liefert, dass die internen Widerstände beider Dioden D₁ und D₂ bei ihren jeweiligen Arbeitspunkten 1Ω beträgt und dass der Widerstand des resistiven Elements R_d als 18 Ω gewählt wird, wird der durch die erste Begrenzerstufe 1004 abgeleitete Strom 25 mA betragen, und der durch die zweite Begrenzerstufe 1002 abgeleitete Strom wird 475 mA betragen. Die Spannung an dem Verbindungspunkt 1010 beträgt dann 2,975 V, während die Spannung an dem Verbindungspunkt 1012 und somit auch an dem Eingang des TIA 2,525 V betragen wird, was durchaus innerhalb des normalen Arbeitsbereichs des TIA ist. Wenn R_d erhöht wird, wird die Stromverarbeitungsanforderung der ersten Begrenzerschaltung 1004 gelockert, stattdessen aber steigt das Rauschen des Systems.
Wenngleich das dargestellte Beispiel möglicherweise nicht tatsächlichen optimierten Arbeitsbedingungen entspricht, demonstriert es, dass es viel besser arbeitet als mit nur einer einstufigen Begrenzerschaltung.
Gemäß einigen Ausführungsformen der in 11 dargestellten Offenbarung kann die erste Begrenzerstufe 1002 von 10 durch eine ESD-Diode 1102 ersetzt werden, die typischerweise bereits in eine Photostromdetektionsschaltung eingebaut ist, um für einen ESD-Schutz zu sorgen, und die parallel zu der APD geschaltet ist. Diese Schaltung ist äquivalent zu der Schaltung von 10, wobei V_clip2 = V_CC < V_CC,APD und wo keine Notwendigkeit für den Puffer in 1002 besteht. Das Verwenden der ESD-Diode als der zweiten Begrenzerstufe hat den Vorteil, dass an dem Verbindungspunkt 1010 keine zusätzliche Kapazität eingeführt wird, da sich die ESD-Diode bereits dort befindet. Der Nachteil besteht jedoch darin, dass V_clip2 gleich V_cc sein muss, was zu einem höheren maximalen Strom in der ersten Begrenzerstruktur führt. Dieser Strom kann durch Erhöhen von R_d reduziert werden, doch steigt mit R_d auch de Rauschbeitrag.
Die Detektion der Impulsstreuung kann Informationen über Wetterbedingungen in optischen Entfernungsmessanwendungen liefern, da eine Mehrfachstreuung beispielsweise an Wassertröpfchen wie etwa Nebel auftritt. Die Wetterbedingungen können somit ein wichtiger Parameter für Entfernungsmessanwendungen sein wegen einer resultierenden Änderung bei der Form des reflektierten Laserimpulses. Abgesehen vom Detektieren von Wetterbedingungen werden Streuinformationen auch dafür benötigt, die Genauigkeit von Entfernungsmessalgorithmen aufrechtzuerhalten.
Die im Laser-Radar-Elektronik verwendeten Komponenten sind typischerweise preiswert und somit ist diese Technologie potentiell für Massenanwendungen interessant.
Gemäß einer Ausführungsform kann die Polarität der Schaltungen einschließlich der Polarität der APD umgekehrt werden, ohne die Leistung oder den Betrieb der oben beschriebenen Schaltungen zu beeinflussen.
Ein System und ein Verfahren zum Betreiben eines analogen Front-End-Empfängers mit großem Dynamikbereich für Long-Range-LIDAR mit einem Transimpedanzverstärker (TIA) können eine Begrenzerschaltung zum Verhindern der Sättigung des TIA enthalten. Der Ausgang der Begrenzerschaltung kann über eine Diode oder einen Transistor an den Eingang des TIA angeschlossen sein und derart geregelt werden, dass die Eingangsspannung des TIA nahe bei der Sättigungsschwellwertspannung des TIA bleibt oder nur geringfügig darüber ist. Die Regelung der Eingangsspannung des TIA kann verbessert werden, indem ein Begrenzungswiderstand in Reihe mit der Diode oder dem Transistor geschaltet wird. Eine zweite Begrenzerschaltung, die höhere Eingangsströme und somit höhere Spannungen ableiten kann, kann parallel zu der ersten Begrenzerschaltung geschaltet werden. Ein resistives Element kann zwischen die erste und zweite Begrenzerschaltung platziert werden, um den Eingangsstrom zu der TIA weiter zu begrenzen.
Wenngleich die Ausführungsformen unter Bezugnahme auf LIDAR-Anwendungen beschrieben worden sind, versteht sich, dass die beschriebenen und dargestellten Schaltungen immer dann verwendet werden können, wenn Lichtimpulse mit variierender Intensität detektiert werden müssen, z.B. im optischen Zeitbereichsreflektormetern (OTDR), wo eine Überlastung durch große optische Impulse auftreten kann. Zudem können die beschriebenen und dargestellten Schaltungen verwendet werden, wenn ein anderer Typ von Stromimpulsen detektiert werden muss.
In den Zeichnungen ist eine Begrenzung oder Beschränkung der Eingangsspannung V_in nur für eine Polarität gezeigt. Es wird angemerkt, dass es möglich ist, eine Begrenzung für zwei Polaritäten durch Bereitstellen von Begrenzerschaltungen bereitzustellen, die auch die andere Polarität begrenzen. Dies kann z.B. durch die Verwendung von Schottky-Dioden leicht realisiert werden, die einen Strom in der Durchlassrichtung leiten und einen Stromfluss in der umgekehrten Richtung blockieren. Dies kontrastiert z.B. mit Zener-Dioden, die in der umgekehrten Richtung verwendet werden.
Es sei angemerkt, dass alle die Spezifikationen, Abmessungen und Beziehungen, die hier umrissen sind (z.B. die Anzahl der Prozessoren, Logikoperationen usw.) lediglich zu Zwecken des Beispiels und der Lehre angeboten worden sind. Solche Informationen können erheblich variiert werden, ohne von dem Gedanken der vorliegenden Offenbarung oder dem Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Die Spezifikationen gelten nur für ein nichtbegrenzendes Beispiel und sollten dementsprechend als solches ausgelegt werden. In der obigen Beschreibung sind Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf bestimmte Prozessor- und/oder Komponentenanordnungen beschrieben worden. Verschiedene Modifikationen und Änderungen können an solchen Ausführungsformen vorgenommen werden, ohne von dem Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Die Beschreibung und Zeichnungen sind entsprechend in einem veranschaulichenden denn in einem restriktiven Sinne anzusehen.
Man beachte, dass mit den hierin bereitgestellten zahlreichen Beispielen eine Interaktion bezüglich zwei, drei, vier oder mehr elektrischen Komponenten beschrieben werden kann. Dies ist jedoch nur zu Zwecken der Klarheit und des Beispiels erfolgt. Es versteht sich, dass das System auf beliebige geeignete Weise konsolidiert werden kann. Unter ähnlichen Designalternativen können beliebige der dargestellten Komponenten, Module und Elemente der Figuren in verschiedenen möglichen Ausbildungen kombiniert werden, die alle klar innerhalb des breiten Schutzbereichs dieser Patentschrift liegen. In gewisssen Fällen kann es leichter sein, eine oder mehrere der Funktionalitäten eines gegebenen Satzes von Flüssen nur durch Benzugnahme auf eine begrenzte Anzahl von elektrischen Elementen zu beschreiben. Es versteht sich, dass die elektrischen Schaltungen der Figuren und ihre Lehren ohne Weiteres skalierbar sind und eine große Anzahl von Komponenten sowie kompliziertere/ausgeklügeltere Anordnungen und Ausbildungen berücksichtigen können. Dementsprechend sollten die bereitgestellten Beispiele den Schutzbereich nicht beschränken oder die breiten Lehren der elektrischen Schaltungen, wie sie potentiell auf eine Vielzahl anderer Architekturen angewendet werden, blockieren.
Es sei auch angemerkt, dass in dieser Patentschrift Bezüge auf verschiedene Merkmale (z.B. Elemente, Strukuren, Module, Komponenten, Schritte, Operationen, Charakteristika usw.), die in „einer Ausführungsform“, „einem Ausführungsbeispiel“, „einer anderen Ausführungsform“, „einigen Ausführungsformen“, „verschiedenen Ausführungsformen“, „weiteren Ausführungsformen“, „alternativen Ausführungsform“ und dergleichen enthalten sind, bedeuten sollen, dass beliebige derartige Merkmale in einer oder mehreren Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung enthalten sind, aber notwendigerweise in den gleichen Ausführungsformen kombiniert oder möglicherweise nicht in den gleichen Ausführungsformen kombiniert sein können.
Es sei auch angemerkt, dass die Funktionen bezüglich Schaltungsarchitekturen nur einige der möglichen Schaltungsarchitekturfunktionen darstellen, die durch oder innerhalb von in den Figuren dargestellten Systemen ausgeführt werden können. Einige dieser Operationen können, wo angemessen, gelöscht oder entfernt werden, oder diese Operationen können erheblich modifiziert oder geändert werden, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Offenbarung abzuweichen. Außerdem kann die Zeitsteuerung dieser Operationen erheblich abgeändert werden. Die vorausgegangenen Arbeitsflüsse wurden zu Zwecken des Beispiels und der Erörterung angeboten. Eine wesentliche Flexibilität wird durch die hierin beschriebenen Ausführungsformen dadurch bereitgestellt, dass beliebige geeignete Anordnungen, Chronologien, Ausbildungen und Zeitsteuermechanismen bereitgestellt werden können, ohne von den Lehren der vorliegenden Offenbarung abzuweichen.
Zahlreiche andere Änderungen, Substitutionen, Variationen, Abänderungen und Modifikationen können durch einen Fachmann festgestellt werden, und es ist beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung alle derartigen Änderungen, Substitutionen, Variationen, Abänderungen und Modifikationen so einschließt, dass sie in den Schutzbereich der beigefügten Ansprüche fallen.
Man beachte, dass alle optionalen Merkmale des oben beschriebenen Bauelements und des oben beschriebenen Systems auch bezüglich des hierin beschriebenen Verfahrens oder Prozesses implementiert werden können, und Details in den Beispielen überall in einer oder mehreren Ausführungsformen verwendet werden können.
Die „Mittel für“ in diesen Fällen (oben) können unter anderen das Verwenden einer beliebigen geeigneten hierin erörterten Komponente zusammen mit einer beliebigen geeigneten Software, Schaltungsanordnung, Zentrale, Computercode, Logik, Algorithmen, Hardware, Controller, Schnittstelle, Strecke, Bus, Kommunikationspfad usw. beinhalten.

Claims

Front-End-Empfänger, aufweisend: einen Transimpedanzverstärker (TIA), der ausgebildet ist zum Umwandeln eines an einen Eingangsport des TIA angelegten Eingangsstroms in einer Ausgangsspannung, und eine erste Begrenzerschaltung, die über einen Diodenpfad mit einem gleichrichtenden Element mit einer Einschaltspannung an den Eingangsport gekoppelt ist und ausgebildet ist, als Reaktion auf eine an die erste Begrenzerschaltung angelegte Begrenzungsspannung einen Höchstwert einer Eingangsspannung des TIA auf einen Wert zu begrenzen, der eine Sättigungsschwellwertspannung des TIA um höchstens die Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements übersteigt; wobei die erste Begrenzerschaltung eine adaptive Begrenzerschaltung ist, die einen ersten Verstärker mit einem an die Begrenzungsspannung gekoppelten ersten Eingangsanschluss und einem an den Eingangsport des TIA gekoppelten zweiten Eingangsanschluss aufweist, wobei der Diodenpfad einen Ausgangsanschluss des ersten Verstärkers und den Eingangsport des TIA koppelt.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 1, ferner aufweisend eine Photodiode mit einem Signalausgang, der an den Eingangsport gekoppelt und den Eingangsstrom als Reaktion auf ein optisches Signal liefert.
Front-End-Empfänger nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das gleichrichtende Element eine Diode aufweist.
Front-End-Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das gleichrichtende Element einen Transistor mit einem an den Ausgangsanschluss des ersten Verstärkers gekoppelten Gate und einem an den Eingangsanschluss des TIA gekoppelten Emitter aufweist.
Front-End-Empfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Diodenpfad den Ausgangsanschluss des ersten Verstärkers und den Eingangsport des TIA über einen seriell geschalteten Begrenzungswiderstand koppelt, wobei der zweite Eingangsanschluss über den seriell geschalteten Begrenzungswiderstand an den Eingangsport des TIA gekoppelt ist.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 5, wobei der seriell geschaltete Begrenzungswiderstand einen Widerstandswert besitzt, der um mindestens eine Größenordnung kleiner ist als ein Widerstandswert eines Rückkopplungstransistors des TIA.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 5 oder 6, wobei der zweite Eingangsanschluss eine Spannung erfasst, die um einen strominduzierten Spannungsabfall an dem seriell geschalteten Begrenzungswiderstand unter der Eingangsspannung des TIA liegt.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 2, ferner aufweisend ein resistives Element, das zwischen dem Eingangsport des TIA und dem Signalausgang der Photodiode angeordnet ist, und eine stromableitende Diodenschaltung, die mit dem Signalausgang der Photodiode verbunden ist.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 8, wobei die stromableitende Diodenschaltung eine ESD (Electrostatic Discharge - elektrostatische Entladung)-Diode aufweist.
Front-End-Empfänger nach Anspruch 8 oder 9, wobei die stromableitende Diodenschaltung eine zweite Begrenzungsschaltung aufweist, die mit dem Signalausgang der Photodiode über einen zweiten Diodenpfad mit einem zweiten gleichrichtenden Element mit einer zweiten Einschaltspannung verbunden ist und ausgebildet ist, als Reaktion auf eine an die zweite Begrenzerschaltung angelegte zweite Begrenzungsspannung einen Teil des durch die Photodiode generierten und durch den zweiten Diodenpfad fließenden Photostroms derart abzuleiten, dass ein Restteil des durch das resistive Element fließenden Photostroms einen Spannungsabfall an dem resistiven Element erzeugt, so dass die Eingangsspannung an dem Eingangsport des TIA auf einen Höchstwert begrenzt ist, der höchstens um die zweite Einschaltspannung über der Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt.
Front-End-Empfänger, aufweisend: einen Transimpedanzverstärker (TIA), der ausgebildet ist zum Umwandeln eines an einen Eingangsport des TIA angelegten Eingangsstroms in einer Ausgangsspannung, und eine erste Begrenzerschaltung, die über einen Diodenpfad mit einem gleichrichtenden Element mit einer Einschaltspannung an den Eingangsport gekoppelt ist und ausgebildet ist, als Reaktion auf eine an die erste Begrenzerschaltung angelegte Begrenzungsspannung einen Höchstwert einer Eingangsspannung des TIA auf einen Wert zu begrenzen, der eine Sättigungsschwellwertspannung des TIA um höchstens die Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements übersteigt; ferner aufweisend eine Photodiode mit einem Signalausgang, der an den Eingangsport gekoppelt und den Eingangsstrom als Reaktion auf ein optisches Signal liefert; ferner aufweisend ein resistives Element, das zwischen dem Eingangsport des TIA und dem Signalausgang der Photodiode angeordnet ist, und eine stromableitende Diodenschaltung, die mit dem Signalausgang der Photodiode verbunden ist.
Verfahren zum Betreiben eines Front-End-Empfängers mit einem Transimpdanzverstärker (TIA), aufweisend: Liefern einer Begrenzungsspannung an eine erste adaptive Begrenzerschaltung an einem ersten Eingangsanschluss; Liefern einer von einer Eingangsspannung des TIA abgeleiteten Rückkopplungsspannung an die erste adaptive Begrenzerschaltung an einem zweiten Eingangsanschluss; Koppeln einer Ausgangsspannung der ersten adaptiven Begrenzerschaltung an einen Eingangsport der TIA über einen Diodenpfad, der ein gleichrichtendes Element mit einer Einschaltspannung aufweist; und Regeln der Ausgangsspannung der ersten adaptiven Begrenzerschaltung, so dass die Rückkopplungsspannung gleich der Begrenzungsspannung ist, wobei die Begrenzungsspannung derart gewählt ist, dass ein Höchstwert einer Eingangsspannung des TIA auf einen Wert begrenzt wird, der um höchstens die Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements über einer Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt; wobei die Eingangsspannung des TIA von einem durch eine Photodiode als Reaktion auf ein optisches Signal generierten Photostrom abgeleitet ist; und wobei ein resistives Element zwischen dem Eingangsport des TIA und dem Signalausgang der Photodiode angeordnet ist, und wobei eine stromableitende Diodenschaltung mit dem Signalausgang der Photodiode verbunden ist.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das gleichrichtende Element eine Diode aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 13, wobei das gleichrichtende Element einen Transistor mit einem an einem Ausgangsanschluss der ersten adaptiven Begrenzerschaltung gekoppelten Gate und einem an den Eingangsport des TIA gekoppelten Emitter aufweist.
Verfahren nach einen der Ansprüche 12 bis 14, wobei der Diodenpfad ferner einen in Reihe mit dem gleichrichtenden Element geschalteten Begrenzungswiderstand aufweist.
Vefahren nach Anspruch 15, wobei die Rückkopplungsspannung um einen Spannungsabfall an den Begrenzungswiderstand unter der Eingangsspannung des TIA liegt.
Verfahren nach Anspruch 12, ferner aufweisend: Schalten eines resistiven Elements zwischen einen Signalausgang der Photodiode und den Eingangsport des TIAs; Verbinden einer stromableitenden Diodenschaltung an den Signalausgang der Photodiode, wobei die stromableitende Diodenschaltung ausgebildet ist zum Ableiten eines Teils des durch die Photodiode generierten Photostroms, so dass ein Restteil des durch das resistive Element fließenden Photostroms einen Spannungsabfall an dem resistiven Element erzeugt, so dass die Eingangsspannung an dem Eingangsport des TIA auf einen Höchstwert begrenzt ist, der höchstens um eine Einschaltspannung des gleichrichtenden Elements über der Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt.
Front-End-Empfänger mit einem Transimpedanzverstärker (TIA), aufweisend: ein Mittel zum Anlegen einer Begrenzungsspannung an einen Eingang einer ersten adaptiven Begrenzerschaltung und Regeln einer Ausgangsspannung der ersten adaptiven Begrenzerschaltung entsprechend der Begrenzungsspannung, und ein gleichrichtendes Mittel, des zwischen einen Ausgang der ersten adaptiven Begrenzerschaltung und einen Eingangsport des TIA geschaltet ist; wobei die Begrenzungsspannung derart gewählt ist, dass eine höchste Eingangsspannung an dem Eingangsport des TIA um höchstens eine Einschaltspannung des gleichrichtenden Mittels über einer Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt;ferner aufweisend: ein Photodetektormittel zum Generieren eines Signalstroms, ein resistives Mittel, das zwischen das Photodetektormittel und den Eingangsport des TIA geschaltet ist, und stromableitende Mittel, die mit dem Photodetektormittel verbunden sind, wobei die stromableitenden Mittel ausgebildet sind zum Ableiten eines Teils des durch das Photodetektormittel generierten Signalstroms, so dass ein Restteil des durch das resistive Mittel fließenden Signalstroms einen Spannungsabfall an dem resistiven Mittel erzeugt, so dass eine Eingangsspannung an dem Eingangsport des TIA um höchstens eine Einschaltspannung des gleichrichtenden Mittels über der Sättigungsschwellwertspannung des TIA liegt.