DE4108376C2 - Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung - Google Patents

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung

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Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 sowie einer Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4 gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 5.
Aus dem Stand der Technik sind eine Vielzahl von Verfahren und Anordnungen zur Entfernungsmessung bekannt, die nach dem Prinzip der Impulslaufzeitmessung arbeiten.
Die grundsätzliche Wirkungsweise dieser Anordnungen besteht darin, daß ein zeitlich definiert abgegebener Lichtimpuls vom Ziel auf einen optischen Empfänger reflektiert wird, welcher das Reflexsignal in eine elektrische Größe umwandelt. Die Laufzeit des Lichtsignals wird ermittelt und stellt ein Maß für die Entfernung des Ziels dar.
Ein für alle derartigen Anordnungen zu lösendes Problem sind die stark veränderten Signalamplituden des Empfangssignals. Sie haben ihre Ursache einerseits in den unterschiedlichen Entfernungen der Ziele und andererseits in sich verändernden Reflexions- und Ausbreitungsbedingungen. Den Einfluß der veränderlichen Signalamplituden auf die Genauigkeit der Entfernungsmessung auszuschließen, ist die Aufgabe einer Vielzahl von technischen Lösungen.
Bei den meisten aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen wird der Zeitpunkt des Empfangs des Refleximpulses durch eine Schwellwertmessung bestimmt.
Wie von Johannes Riegel in "Messung kurzer Entfernungen mit Hilfe optischer Impulsradargeräte", NTZ 1973 (Bd. 23), Heft 9, S. 435-440 beschrieben, ist die erreichbare Genauigkeit bei verschiedenen Impulshöhen und Verwendung eines festen Schwellwertes nur in der Größenordnung der Impulsanstiegszeit. Als Abhilfen beschreibt er zwei Maßnahmen:
  • 1. die Regelung des zu vermessenden Signals, so daß dessen Amplitude konstant bleibt und
  • 2. die Steuerung des Schwellwertes entsprechend der Impulsamplitude.
In der AT-PS 307 762 und DE 29 23 963 B1 sind zwei Lösungen beschrieben, bei welchen gemäß der 1. Maßnahme von Riegel die Empfangsamplitude durch das Messen vorher gemessener Amplituden und Verändern der Sendeleistung und/oder des Verstärkungsfaktors eines Empfangsverstärkers auf einen konstanten Wert geregelt wird. Die Meßgenauigkeit ist von der Regelgenauigkeit abhängig. Ebenfalls nachteilig ist die unvermeidbare Regelzeitkonstante.
Die DD 2 23 539 A1 stellt eine Anordnung zur Empfangssignalaufbereitung für optoelektronische Entfernungsmesser vor, mit der das Empfangssignal so aufbereitet werden soll, daß die laufzeitabhängige (d. h. entfernungsabhängige) Intensitätsschwächung durch eine zeitabhängige Steuerung für jeden Entfernungswert kompensiert wird. Unbeachtet bleiben hier die Intensitätsschwankungen, verursacht durch den unterschiedlichen Reflexionsfaktor und sich ändernde Ausbreitungsbedingungen.
Lösungen, welche die 2. von Riegel angedachte Maßnahme realisieren, sind aus dem Stand der Technik nicht bekannt. Wie Riegel selbst schreibt, sind diese für einen großen Dynamikbereich praktisch auch nicht durchführbar, weil einerseits der Verstärker nicht übersteuert werden darf und andererseits die Schwellwerteinrichtung nur für Pegelwerte innerhalb enger Grenzen zufriedenstellend realisiert werden kann.
Neben der Möglichkeit der Zeitpunktbestimmung durch Schwellwertmessung diskutiert Riegel auch die Möglichkeit der Zeitpunktbestimmung mittels amplitudenunabhängiger Nulldurchgangsmessung. Derartige Lösungen führen jedoch zu einer Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses. Um daher den signalbedingten Nulldurchgang von vielen anderen, durch das Rauschen bewirkten, unterscheiden zu können, darf die Schwellwertmeßeinrichtung erst kurz vor dem signalbedingten Nulldurchgang aktiviert werden, was praktisch den schaltungstechnischen Aufwand erheblich erhöht.
Das in der EP 0 357 822 A1 beschriebene Verfahren geht von dem Gedanken aus, daß der Empfangsimpuls unabhängig von seiner Amplitude stets die gleiche Breite aufweist und sein Spitzenwert aufgrund der symmetrischen Signalform in der Impulsmitte liegt. Der Spitzenwert, als Zeitpunkt des Empfangs, wird dadurch ermittelt, daß der Empfangsimpuls um eine definierte Zeit, kleiner der Gesamtbreite des Empfangsimpulses, verzögert wird und der Zeitpunkt bestimmt wird, an welchem das Empfangssignal und das verzögerte Empfangssignal die gleiche Amplitude aufweisen. Dieser Zeitpunkt ist amplitudenunabhängig und ist gegenüber dem Spitzenwert um die Hälfte der Verzögerungszeit verzögert. Die Genauigkeit der Meßergebnisse setzt eine exakte symmetrische Ausbildung der Signale und eine sehr konstante Verzögerung voraus.
In der EP 0 076 232 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung beschrieben, bei welchen 10 000 Laufzeiten gemessen werden, aus denen durch Mittelung die Distanz ermittelt wird. Durch Zählung von symmetrischen Torsignalen unterschiedlicher Länge und durch Bildung der Torsignale aus Signalimpulsen unter Verwenduing unterschiedlicher Schwellwerte, wird eine erhöhte Meßgenauigkeit erreicht. Eine derartige Lösung ist rechentechnisch- und zeitaufwendig.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung zu schaffen, mit der die Meßgenauigkeit von Laserimpulsen nach dem Impulsreflexlaufzeit­ prinzip erhöht wird, ohne die Meßzeit zu verlängern.
Diese Aufgabe wird für ein Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß durch komparativen Vergleich des verstärkten verzögerten Signals Ua (t) mit dem Schwellwertsignal Us ein digitales Ausgangssignal Uk (t) gewonnen wird, aus dessen Flankenzeitpunkten dessen Impulsbreite ti bestimmt wird, daß die Abstände der Vorderflanken der Impulsbreiten gemessen werden, daß die ermittelten Meßergebnisse abgefragt und danach die Flankenzeitpunkte tk der komparativ gewonnenen Ausgangssignale korrigiert werden, wobei die Korrekturzeiten tkkorr aus den unterschiedlichen Impulsbreiten ti der Ausgangssignale ermittelt werden:
wobei τ die Zeitkonstante eines Tiefpaßgliedes und TL die Lichtsignalimpulsbreite darstellt,
daß aus den Meß- und Korrekturergebnissen die Umwandlung in eine wahre Impulslaufzeit erfolgt,
daß aus der wahren Impulslaufzeit die Entfernung zum Meßobjekt ermittelt wird. Der Anstieg der verstärkten Signale geschieht in Abhängigkeit von der Erzeugung elektrischer Signale, wobei nach dem Ablauf der Verstärkerverzögerungszeit deren Schwellwertüberschreitung innerhalb der Lichtsignalimpulsbreite und deren Schwellwertunterschreitung nach dem Passieren der Hinterflanke der Lichtsignalimpulsbreite erfolgt. Das Ansteigen und der Abfall des Signalverlaufes der verstärkten Signale wird mit einer im wesentlichen gleichen Zeitkonstante erfolgen. Die Triggerzeitpunkte der komparativ gewonnenen Ausgangssignale werden von den Amplituden der verstärkten Signale bestimmt. Die Verzögerung zwischen Impulsbeginn und Schwellwertüberschreitung wird ebenfalls von den Amplituden der verstärkten Signale bestimmt, wobei mit wachsender Amplitudenhöhe die Verzögerung abnimmt. Durch den Bezug der verzögerten Verstärkerausgangssignale auf ein Schwellwertsignal sind Digitalimpulse ableitbar, deren zeitliche Länge ein Maß für die zu korrigierende Zeit ist, wobei die Signalamplituden der komparativ gewonnenen Ausgangssignale und das Schwellwertsignal sowie nebenwirkende Rauschsignale unberücksichtigt bleiben.
Eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des vorstehend beschriebenen Verfahrens zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung, die aus einer Fotodiode, einem Tiefpaßglied, einem Breitbandverstärker, einem Schwellwertkomparator, einem Zeitglied und einer Recheneinheit besteht, wobei die Katode der Fotodiode mit dem Pluspol einer EMK verbunden ist, bei der die Anode der Fotodiode auf den Eingang des Tiefpaßgliedes geführt ist, dessen Ausgang auf den Eingang des Breitbandverstärkers geschaltet ist, bei der letzterer ausgangsseitig auf einen ersten Eingang des Schwellwertkomparators geführt ist, wobei dessen zweiter Eingang zur Aufnahme eines Referenzsignales vorgesehen ist, bei der der Ausgang des Schwellwertkomparators auf den Eingang der Zeiteinheit gelegt ist, deren Ausgänge mit der Recheneinheit eingangsseitig verbunden sind, wobei der Ausgang der Recheneinheit zu einer Ausgabeeinheit geführt ist, wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Zeiteinheit aus mehreren Zeitmessern, aber mindestens drei Zeitmessern zusammengesetzt ist, deren Eingänge eingangsseitig parallel geschaltet sind und ihr leitungsmäßig gemeinsamer Knotenpunkt als Eingang der Zeiteinheit vorgesehen ist, daß die Abgänge der Zeitmesser leitungsmäßig direkt zu den Eingängen der Recheneinheit geführt sind. Zur Messung von Impulsbreiten der Komparatorausgangssignale sind zwei Zeitmesser vorgesehen. Ein dritter Zeitmesser ist zur Messung des Abstandes der Vorderflanke der Komparatorausgangssignale vorgesehen. Alle Zeitmesser sind nacheinander aktiv ansteuerbar. Das Tiefpaßglied ist durch ein Tiefpaßverhalten charakterisiert, damit das Signal/Rausch-Leistungsverhältnis am Verstärkerausgang ein Maximum ist. Der Breitbandverstärker ist rauscharm und durch eine Laufzeit und eine Bandbreite charakterisiert, die ein annähernd verzerrungsfreies Verstärken des Verstärkereingangssignales realisieren. Der komplexe Lastwiderstand des Tiefpaßgliedes setzt sich aus einem ohmschen Widerstand und einem Kondensator zusammen. Er ist aus den Ersatzwerten der Zusammenschaltung der komplexen Widerstände von Fotodiode und Breitbandverstärker gebildet. Es ist vorgesehen, daß das Tiefpaßglied im Breitbandverstärker enthalten ist.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile liegen insbesondere darin, daß die Messung der unterschiedlichen Impulsbreiten der komparativ gewonnenen Ausgangssignale sowie die Messung der Vorderflanken der Impulsbreiten innerhalb einer Entfernungsmessung möglich ist. Die erfinderische Lösung bietet eine Systemlösung an, die mit einfachen technischen Mitteln die Meßgenauigkeit bei Entfernungsmessungen erhöht. Die Lösung gestattet die Realisierung von kostengünstigen, handhabbaren genauen und augensicheren Entfernungsmessern nach dem beschriebenen Auswerte­ prinzip.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist anhand von Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.
Es zeigt
Fig. 1 die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung;
Fig. 2 den zeitbezogenen Signalverlauf der Verstärkerausgangssignale;
Fig. 3 die zeitbezogene Darstellung der komparativ gewonnenen Ausgangssignale;
Fig. 4 die zeitbezogene Darstellung der Triggerzeitpunkte der komparativ gewonnenen Ausgangssignale in Abhängigkeit von den Amplituden der Verstärkerausgangssignale;
Fig. 5 die zeitbezogene Darstellung eines Verstärkerausgangssignals.
Die Entfernung E zum diffus reflektierenden Meßobjekt ist bei der Laserimpuls-Laufzeitmessung aus der Beziehung: E=½ c · Δ t ermittelbar, wobei die Meßgenauigkeit wesentlich von der Erfassung der zeitsignifikanten Flanken des Laserimpuls und des vom Meßobjekt erhaltenen Refleximpulses abhängt. Der von einer Sendeeinheit zu einem entfernt angeordneten Meßobjekt ausgesandte und dann reflektierte Laserimpuls und ein direkt abgegebener Laserimpuls werden vom gleichen Empfänger erfaßt und über einen Verstärker einer Zeitmeßschaltung zugeführt, so daß sich gleiche Verzögerungszeiten ergeben, die sich bei der Zeitdifferenzmessung kompensieren. Die Verzögerungszeiten der zeitsignifikaten Flanken des Laserimpulses als auch des Refleximpulses sind in Fig. 2 dargestellt. Die empfängerseitig erfaßten Laserimpulse werden in geeigneter Form in elektrische Signale gewandelt. Letztere werden dann mit einer definierten Verzögerung verstärkt und danach mit einem Schwellwertsignal verglichen.
Bei einem festen Signalschwellwert ergeben sich unterschiedliche Triggerzeitpunkte tka der komparativ gewonnenen Ausgangssignale, wie aus Fig. 4 ersichtlich ist. In Fig. 4 wird gezeigt, daß die Triggerzeitpunkte tka von der Amplitude der verstärkten elektrischen Signale abhängen. Je größer die Amplitude der verstärkten Signale ist, um so kleiner ist die Verzögerung zwischen Impulsbeginn und Schwellwertüberschreitung. Diese Verzögerungszeiten der zeitsignifikanten Flanken des Laserimpulses und des Refleximpulses nach Fig. 2, die sich aus der Beziehung: Δt=tStopp-tStart ergeben, sind nicht direkt meßbar, weil die verstärkten Signale einen Rauschanteil besitzen. Eine Zeitmessung unterhalb des Schwellwertes ist nicht möglich.
Da mit der Bandbreite eines Empfängersystems auch dessen Ausgangsrauschleistung steigt, somit dann der Schwellwert eines vergleichenden Signals zu erhöhen ist, würde ein Sinken der Empfindlichkeit dieses Empfängersystems eintreten. Die verstärkten Ausgangssignale könnten in diesem Fall den empfangenden Impulsen formgetreu folgen. Sie würden kein integriertes Verhalten zeigen. Ist die Anstiegsflanke des Laser- und Refleximpulses sehr schnell, die mit einem Laserimpuls im ns-Bereich erreichbar ist, würden sich auch sehr kleine Verzögerungszeiten, die unabhängig von den Amplituden der verstärkten Signale sind, ergeben.
Eine weitere Möglichkeit wäre durch die Realisierung geringer Bandbreiten zugunsten einer hohen Empfindlichkeit bei einem Empfängersystem gegeben, wobei die Regelung der Empfangsamplitude der erfaßten Laserimpulse auf einen konstanten Wert durch das Verändern der Laserleistung erforderlich ist. Die Verzögerungszeiten werden somit auf einen konstanten Wert gebracht, um den das Ergebnis der Zeitmessung verändert wird.
Die Amplitudenänderung der verstärkten Signale erfolgt zeitlich so lange, wie optische in elektrische Signale gewandelt werden. Fig. 5 zeigt dieses Verhältnis in seiner Abhängigkeit, wobei nach dem Ablauf der Verstärkerverzögerungszeit Tv die Schwellwertüberschreitung der verstärkten Signale zum Zeitpunkt t₁ innerhalb der Lasersignalbreite TL erfolgt. Die Unterschreitung des Schwellwertsignales erfolgt zum Zeitpunkt t₂ nach dem Passieren der Hinterflanke der Lasersignalbreite TL. Das Ansteigen und der Abfall des Signalverlaufes der verstärkten Signale wird mit einer im wesentlichen gleichen Zeitkonstante τ erfolgen, wie in Fig. 4 erkennbar ist. Es ergeben sich komparativ gewonnene Ausgangssignale mit einer Impulsbreite der Zeit ti, wobei die Beziehung: ti=t₂-t₁ gelten soll.
Aus dem Vergleich der verstärkten Signale mit einem Schwellwertsignal entstehen komparativ gewonnene Ausgangssignale, deren unterschiedliche Impulsbreiten tiStart, tiStopp und Abstände der Vorderflanken dieser Impulsbreiten tkStart, tkStopp gemessen werden. Fig. 3 stellt diese komparativ gewonnenen Signale bildlich dar. Nach dem Abfragen der Meßergebnisse und deren Analyse erfolgt eine Korrektur der Flankenzeitpunkte zu tkStart und tkStopp. Die Korrekturzeiten werden aus den unterschiedlichen Impulslängen dieser Ausgangssignale ermittelt. Für die Korrekturzeitermittlung gilt die Beziehung:
wobei der Schwellwert des Schwellwertsignales unberücksichtigt bleibt. Die Korrekturzeitermittlung geschieht unabhängig vom Schwellwert. Der Schwellwert steht nur in Beziehung zum Signalrauschen, welches durch ein Umgebungslicht wesentlich beeinflußt wird. Aus den bereits vorhandenen Meßergebnissen und den ermittelten Korrekturergebnissen wird danach die Umwandlung in eine wahre Impulslaufzeit erfolgen. Die wahre Impulslaufzeit stellt die Zeitdifferenz zwischen elektrischem Start- und Stopp-Impuls im verstärkten Zustand bei unendlich steilen zeitsignifikanten Flanken dar. Aus der wahren Impulslaufzeit wird letztlich die Entfernung zum Meßobjekt ermittelt.
Die genaue Bestimmung des Sende- und Empfangszeitpunktes auf den entsprechenden zeitsignifikanten Flanken dieser Impulse besteht aus der Nutzung:
  • - eines durch minimal notwendige Bandbreite empfindlichen Empfangssystems,
  • - eines Laserimpulssenders mit sehr kleiner Anstiegszeit und Halbwertzeit des Strahlungsimpulses,
  • - der nachträglichen Bestimmung der in Fig. 2 erkennbaren Anfangszeitpunkte des Laser- und Reflexsignales unabhängig von
  • - der aktuellen Amplitude des Laser- und Reflexsignales,
  • - der Rauschspannung im Anfangszeitpunkt,
  • - der Schwellspannung,
  • - der Übersteuerung des Verstärkers aufgrund der extremen Dynamik des Empfangssignales.
Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung besteht aus einer Fotodiode 1, einem Tiefpaßglied 2, einem Breitbandverstärker 3, einem Schwellwertkomparator 4, einer Zeiteinheit 5 und einer Recheneinheit 6, wobei letztere mit einer Ausgabeeinheit verbunden ist.
Das Tiefpaßglied 2 besteht aus einem ohmschen Widerstand 13 und einem Kondensator 14. Der Widerstand 13 ist mit einem Ende an einen Knotenpunkt 10, der als Eingang des Tiefpaßgliedes 2 zu verstehen ist, geführt. Der Kondensator 14 ist ebenfalls mit einem Ende an einen zweiten Knotenpunkt 11, der als Ausgang des Tiefpaßgliedes 2 zu verstehen ist, geführt. Die verbleibenden Anschlüsse von Widerstand 13 und Kondensator 14 sind an ein Massepotential gelegt. Die beiden Knotenpunkte 10, 11 sind miteinander verbunden.
Die Zeiteinheit 5 besteht aus mehreren, aber mindestens drei Zeitmessern 7, 8, 9. Die Eingänge der Zeitmesser 7, 8, 9 sind eingangsseitig parallel geschaltet, wobei ihr leistungsseitig gemeinsamer Knotenpunkt 12 als Eingang der Zeiteinheit 5 vorgesehen ist. Die Abgänge der Zeitmesser 7, 8, 9 sind leitungsmäßig direkt mit den entsprechenden Eingängen der Recheneinheit 6 verbunden.
Die Fotodiode 1 ist in Sperrichtung zu schalten. Sie ist mit ihrer Katode an den Pluspol einer EMK gelegt. Die Anode der Diode 1 ist an den Eingang des Tiefpaßgliedes 2 geführt. Der Ausgang des Tiefpaßgliedes 2 ist auf den Eingang des Breitbandverstärkers 3 geschaltet. Letzterer ist ausgangsseitig auf den ersten Eingang des Schwellwertkomparators 4 geführt. An den zweiten Eingang des Komparators 4 ist eine Referenzspannung +Us gelegt. Ausgangsseitig ist der Schwellwertkomparator 4 mit dem Eingang der Zeiteinheit 5 verbunden, deren drei Ausgänge direkt an die Recheneinheit 6 geschalten sind.
Das Empfangs-Meßsystem im leitungsmäßigen Verbund der Elemente nach Fig. 1, wobei alle Leitungen bzw. Verbindungen zwischen den einzelnen Elementen elektrisch leitend sind, soll nachstehend funktionell näher erläutert werden. Der verfahrensgemäß von einer Sendeeinheit direkt erhaltene Refleximpuls erzeugt in der Fotodiode 1 jeweils einen Fotostrom IF. Diese initiierten Impulsströme erzeugen über dem Tiefpaß 2 die Verstärkereingangsspannungen. Das Tiefpaßverhalten selbst ist so gewählt, daß das Signal/Rausch-Leistungsverhältnis am Verstärkereingang ein Maximum ist. Der rauscharme Breibandverstärker 3 besitzt eine solche Laufzeit und eine solche Bandbreite, daß die Verstärkereingangssignale im wesentlichen verzerrungsfrei, das bedeutet mit einer definierten Verzögerung verstärkt werden. Das in Fig. 5 beispielgemäß gezeigte jeweilige Verstärkerausgangssignal Ua (t) wird auf den Komparator 4 gegeben und mit der bereits erwähnten Schwellwertspannung +Us verglichen. Die in Fig. 3 gezeigten Komparatorausgangssignale Uk (t) besitzen entsprechend der zugehörigen Amplituden nach Fig. 2 nur ungenügend definierte Flankenzeitpunkte tkStart und tkStopp, die später verfahrensgemäß noch zu korrigieren sind. Die Zeitmesser 7, 8, 9 erhalten zunächst die unkorrigierten Komparatorausgangssignale Uk (t), wobei der erste Zeitmesser 7 die Impulsbreite tiStart, der zweite Zeitmesser 9 die Impulsbreite tiStopp und der dritte Zeitmesser 8 den Abstand der Vorderflanken des jeweiligen Komparatorausgangssignales Δtk=tkStopp-tkStart mißt. Diese Meßergebnisse werden der Recheneinheit 6 zugeführt, wobei in ihr auch gleichzeitig eine Analyse und Speicherung derselben erfolgt. Die bereits erwähnte Korrektur der Flankenzeitpunkte tkStart und tkStopp wird nach der Analyse der Meßergebnisse vorgenommen. Die beiden Flankenzeitpunkte sind nach der Beziehung:
Δt=(tkStopp-tkKorr Stopp)-(tkStart-tkKorr Start)
zu korrigieren. Die gespeicherten Meßergebnisse werden von der Recheneinheit 6 abgefragt und gemeinsam mit den ermittelten Korrekturergebnissen von dieser in die wahre Impulslaufzeit umgewandelt. Entsprechend der Beziehung: E=½ c · Δt ermittelt die Recheneinheit 6 dann die Entfernung E der Sendeeinheit zum Meßobjekt, wobei von ihr eine entsprechende Information zur Ausgabeeinheit erfolgt.
Die von den Zeitmessern 7, 8, 9 vorgenommenen drei Messungen können auch innerhalb einer Entfernungsmessung erfolgen. Die eingangsseitige Parallelschaltung der Zeitmesser 7, 8, 9 und deren entsprechendes nacheinander aktive Ansteuern bietet dazu die Gewähr.
Im übrigen sind diese drei Messungen auch nur von einem Zeitmesser realisierbar. Dann sind mindestens drei Entfernungsmessungen notwendig und der eine Zeitmesser ist entsprechend einer der mindestens drei Zeitmessungen aktiv anzusteuern.
Eine besondere Ausgestaltungsform ist insofern mit dem Lokalisieren des Tiefpaßgliedes (2) in den Breitbandverstärker (3) möglich.
Es ist vorteilhaft, wenn anstelle der rechnerischen Ermittlung der Korrekturzeiten bereits gespeicherte Korrekturwerte durch die Recheneinheit 6 verwendet werden, die infolge der Meßwerte ti und tk abrufbar vorhanden sind. Mit Hilfe dieser gespeicherten Korrekturwerte verringert sich die Auswertezeit zur Entfernungsbestimmung.
Die Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 1 dargestellt ist, läßt sich ebenfalls mit einer Umkehr der in ihr angegebenen Polaritäten betreiben. In diesem Anwendungsfall sind folgende Veränderungen erforderlich:
  • a) Die Fotodiode 1 ist in Durchlaßrichtung zu schalten. Sie ist mit ihrer Anode an den Pluspol einer EMK zu legen. Ihre Katode ist auf den Eingang des Tiefpaßgliedes 2 zu führen.
  • b) Die nicht belegten Anschlüsse von Widerstand 13 und Kondensator 14, die bei einer in Sperrichtung geschaltenen Diode 1 an ein Massepotential gelegt sind, erhalten die Polarität des Pluspoles der EMK.
  • c) Der zweite Eingang des Komparators 4 ist an eine Referenzspannung -Us zu legen.
Die Funktionsweise der Schaltungsanordnung bleibt in diesem Anwendungsfall gleichermaßen erhalten.
Liste der Bezugszeichen
1 Fotodiode
2 Tiefpaßglied
3 Breitbandverstärker
4 Schwellwertkomparator
5 Zeiteinheit
6 Recheneinheit
7, 8, 9 Zeitmesser
10, 11, 12 Knotenpunkt
13 ohmscher Widerstand
14 Kondensator
E Entfernung
c Lichtgeschwindigkeit
t Zeitpunkt
Δt Zeitdifferenz
tk komparativer Flankenzeitpunkt
tka Triggerzeitpunkt der komparativ gewonnenen Ausgangssignale
tkKorr korrigierter Flankenzeitpunkt
ti Impulsbreite
Δtk nichtkorrigierte Zeitdifferenz der komparativ gewonnenen Ausgangssignale
Tv Verstärkerverzögerungszeit
TL Lasersignalbreite
IF Fotostrom
Ua(t) Verstärkerausgangssignal
Uk(t) Komparatorausgangssignal
Us Schwellwertspannung
+/- positives/negatives Potential
Start Beginn der Zeitdifferenz
Stopp Ende der Zeitdifferenz
i=1 . . n Index

Claims (10)

1. Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung, bei dem ein indirekt von einer Sendeeinheit erhaltenes Lichtsignal, das von einem entfernt angeordneten Meßobjekt reflektiert wird, und ein direkt von der Sendeeinheit erhaltenes Lichtsignal einer Schaltungsanordnung zugeführt wird, bei dem diese Lichtsignale impulsförmig sind und in elektrische Signale gewandelt werden, bei dem letztere mit einer definierten Verzögerung Tv verstärkt und mit einem Schwellwertsignal Us verglichen werden, dadurch gekennzeichnet,
daß durch komparativen Vergleich des verstärkten verzögerten Signals Ua (t) mit dem Schwellwertsignal Us ein digitales Ausgangssignal Uk (t) gewonnen wird, aus dessen Flankenzeitpunkten dessen Impulsbreite ti bestimmt wird,
daß die Abstände der Vorderflanken der Impulsbreiten gemessen werden,
daß die ermittelten Meßergebnisse abgefragt und danach die Flankenzeitpunkte tk der komparativ gewonnenen Ausgangssignale korrigiert werden, wobei die Korrekturzeiten tkkorr aus den unterschiedlichen Impulsbreiten ti der Ausgangssignale ermittelt werden: wobei τ die Zeitkonstante eines Tiefpaßgliedes und TL die Lichtsignalimpulsbreite darstellt,
daß aus den Meß- und Korrekturergebnissen die Umwandlung in eine wahre Impulslaufzeit erfolgt,
daß aus der wahren Impulslaufzeit die Entfernung zum Meßobjekt ermittelt wird.
2. Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Anstieg der verstärkten Signale Ua (t) in Abhängigkeit von der Erzeugung elektrischer Signale geschieht, wobei nach dem Ablauf der Verstärkerverzögerungszeit Tv deren Schwellwertüberschreitung innerhalb der Lichtsignalbreite TL und deren Schwellwertunterschreitung nach dem Passieren der Hinterflanke der Lichtsignalbreite TL erfolgt.
3. Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ansteigen und der Abfall des Signalverlaufes Ua (t) der verstärkten Signale mit einer im wesentlichen gleichen Zeitkonstante τ erfolgt.
4. Verfahren zur Erfassung und Auswertung von Signalen bei der Entfernungsmessung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Triggerzeitpunkte tk der komparativ gewonnenen Ausgangssignale Uk (t) von den Amplituden der verstärkten Signale Ua (t) bestimmt werden.
5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 4, die aus einer Fotodiode, einem Tiefpaßglied, einem Breitbandverstärker, einem Schwellwertkomparator, einem Zeitglied und einer Recheneinheit besteht, wobei die Kathode der Fotodiode mit dem Pluspol einer EMK verbunden ist, bei der die Anode der Fotodiode auf den Eingang des Tiefpaßgliedes geführt ist, dessen Ausgang auf den Eingang des Breitbandverstärkers geschaltet ist, bei der letzterer ausgangsseitig auf einen ersten Eingang des Schwellwertkomparators geführt ist, wobei dessen zweiter Eingang zur Aufnahme eines Referenzsignales vorgesehen ist, bei der der Ausgang des Schwellwertkomparators auf den Eingang der Zeiteinheit gelegt ist, deren Ausgänge mit der Recheneinheit eingangsseitig verbunden sind, wobei der Ausgang der Recheneinheit zu einer Ausgabeeinheit geführt ist, dadurch gekennzeichnet,
daß die Zeiteinheit (5) aus mehreren Zeitmessern, aber mindestens drei Zeitmessern (7, 8, 9) zusammengesetzt ist, deren Eingänge eingangsseitig parallel geschaltet sind und ihr leitungsmäßig gemeinsamer Knotenpunkt (12) als Eingang der Zeiteinheit (5) vorgesehen ist,
daß die Abgänge der Zeitmesser (7, 8, 9) leitungsmäßig direkt zu den Eingängen der Recheneinheit (6) geführt sind.
6. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter Zeitmesser (7, 9) zur Messung von Impulsbreiten der Komparatorausgangssignale und ein dritter Zeitmesser (8) zur Messung des Abstandes der Vorderflanken der Komparatorausgangssignale vorgesehen ist, wobei sie nacheinander aktiv ansteuerbar sind.
7. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der komplexe Lastwiderstand des Tiefpaßgliedes (2) aus einem ohmschen Widerstand (13) und einem Kondensator (14) zusammengesetzt ist, wobei der komplexe Lastwiderstand aus den Ersatzwerten der Zusammenschaltung der komplexen Widerstände von Fotodiode (1) und Breitbandverstärker (3) gebildet ist.
8. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßglied (2) durch ein Tiefpaßverhalten charakterisiert ist, das ein Signal/Rausch-Leistungsverhältnis am Ausgang des Breitbandverstärkers (3) ein Maximum gewährleistet.
9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, 6 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Breitbandverstärker (3) rauscharm und durch eine Laufzeit und eine Bandbreite charakterisiert ist, die in ein annähernd verzerrungsfreies Verstärken des Verstärkereingangssignales gewährleisten.
10. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßglied (2) im Breitbandverstärker (3) enthalten ist.
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