DE102020133193A1

DE102020133193A1 - Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung

Info

Publication number: DE102020133193A1
Application number: DE102020133193.2A
Authority: DE
Inventors: Peter Runtemund; Carl Philip Heising
Original assignee: IFM Electronic GmbH; PMDtechnologies AG
Current assignee: IFM Electronic GmbH; PMDtechnologies AG
Priority date: 2020-12-11
Filing date: 2020-12-11
Publication date: 2022-06-15
Also published as: US11977163B2; US20230393279A1; CN116583756A; WO2022122892A1

Abstract

Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung (SBI, 500) für einen Lichtlaufzeitsensor (22), der nach einem Phasenmessprinzip arbeitet und dessen Lichtlaufzeitpixel Integrationsknoten bzw. Dioden (Ga, Gb, diode_a, diode_b) zur Akkumulation von Ladungen aufweisen,mit einer Eingangsstufe (50), einem Operationsverstärker (OP) und einer SBI-Stromquelle (SQ),wobei die Eingangsstufe (50) Bypass- und Common-Mode-Schalter (SBP, SVcm) aufweist, über die Signale der Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) an den Operationsverstärker (OP) herangeführt werdenund über die der Operationsverstärker (OP) in einen Maximum Detection oder Common Mode - Betrieb umschaltbar ist,wobei der Operationsverstärker (OP) derart ausgebildet ist, dass anhand der durch die Eingangsstufe (50) auf den Operationsverstärker (OP) geschalteten Signale der Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) eine Gatespannung (gate_cs) für die SBI-Stromquelle (SQ) erzeugt wird,wobei die SBI-Stromquelle (SQ)eine ersten Stromquelle (SQ1) für den Maximum Detection Betrieb und eine zweite und dritte Stromquelle (SQ2a, SQ2b) für den Common Mode Betrieb aufweist,wobei die Stromquellen (SQ1, SQ2a, SQ2b) über Schalter (S) mit Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) verbindbar sind.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung.
Mit Lichtlaufzeitkamera bzw. Lichtlaufzeitkamerasystem sollen hier insbesondere Systeme umfasst sein, die Entfernungen aus der Phasenverschiebung einer emittierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit- bzw. ToF-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in der DE 197 04 496 A1 beschrieben sind.
Aus der DE 10 2004 016 626 A1 , DE 10 2005 056 774 A1 sowie DE 10 2014 214 733 A1 sind ferner so genannten SBI (supressed background illumination)-Schaltungen bekannt, die durch eine pixelindividuelle Unterdrückung von Hintergrundlicht die Dynamik eines Pixels erweitern.
Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung hinsichtlich Funktionalität und platzsparender Anordnung zu optimieren.
Die Aufgabe wird durch die erfindungsgemäße Schaltung gelöst.
Erfindungsgemäß ist eine Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung für einen Lichtlaufzeitsensor vorgesehen, der nach einem Phasenmessprinzip arbeitet und dessen Lichtlaufzeitpixel Integrationsknoten bzw. Dioden zur Akkumulation von Ladungen aufweisen,
mit einer Eingangsstufe, einem Operationsverstärker und einer SBI-Stromquelle, wobei die Eingangsstufe Bypass- und Common-Mode-Schalter aufweist, über die Signale der Integrationsknoten an den Operationsverstärker herangeführt werden und über die der Operationsverstärker in einen Maximum Detection oder Common Mode - Betrieb umschaltbar ist,
wobei der Operationsverstärker derart ausgebildet ist, dass anhand der durch die Eingangsstufe auf den Operationsverstärker geschalteten Signale der Integrationsknoten eine Gatespannung für die SBI-Stromquelle erzeugt wird,
wobei die SBI-Stromquelle
eine ersten Stromquelle für den Maximum Detection Betrieb
und eine zweite und dritte Stromquelle für den Common Mode Betrieb aufweist, wobei die Stromquellen über Schalter mit Integrationsknoten verbindbar sind.
Diese SBI-Schaltung hat den Vorteil, dass für unterschiedliche Anwendungsfälle immer ein geeigneter SBI-Modus gefunden werden kann.
Vorteilhaft ist zudem die zweite Stromquelle als Niedrigstromquelle und die dritte Stromquelle als Hochstromquelle ausgebildet.
Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass je nach vorliegendem Hintergrundlicht auf unterschiedliche Kompensationsströme zurückgegriffen werden kann.
Besonders nützlich ist es, wenn der Operationsverstärker eine differentielle Eingangsstufe und einen zweiten Zweig bestehend aus einem Transistor aufweist, der an einer SBI-Threshold Spannung angeschlossen ist, wobei je nach Betriebsart, die Eingänge pa und pb entweder gemeinsam auf die Common mode Spannung oder getrennt auf die Diodenspannungen geschaltet werden.
Ebenso ist es vorteilhaft, ein Lichtlaufzeitpixel mit einer vorgenannten Schaltung zur Hintergrundlichtausblendung vorzusehen und einen Lichtlaufzeitsensor mit entsprechenden Lichtlaufzeitpixeln aufzubauen.
Nützlich ist es auch, eine Lichtlaufzeitkamera mit einer vorgenannten Schaltung oder mehreren der vorgenannten Lichtlaufzeitpixel vorzusehen, insbesondere ist es von Vorteil, die Lichtlaufzeitkamera für einen TOF-Betrieb und für einen kombinierten TOF- und Triangulations-Betrieb auszubilden, wobei die Hintergrundlichtunterdrückung im TOF-Betrieb im Maximum Detection Betrieb und im TOF- und -Triangulation im Common Mode Betrieb erfolgt.
Zweckmäßig ist die Lichtlaufzeitkamera derart ausgestaltet, dass im Common Mode Betrieb eine Umschaltung zwischen der zweiten und dritten Stromquelle in Abhängigkeit eines auf den Lichtlaufzeitsensor einfallenden Fremdlichts umschaltbar ist.
Durch dieses Vorgehen ist es vorteilhaft möglich, auf unterschiedliche Einsatzbedingungen adäquat reagieren zu können, so dass ein sicherer Betrieb der Lichtlaufzeitkamera immer gewährt bleibt.
Es zeigen schematisch:

1 ein Lichtlaufzeitkamerasystem,
2 eine modulierte Integration erzeugter Ladungsträger,
3 einen Querschnitt durch einen PMD-Lichtlaufzeitsensor mit Potentialverteilung,
4 einen zeitlichen Verlauf der Integrationsspannungen an einem Lichtlaufzeitpixel,
5 ein Potenzialverlauf an einem Lichtlaufzeitpixel mit und ohne SBI-Einsatz,
6 eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltung zur Ladungskompensation,
7 einen Spannungsverlauf einer Maximum detector SBI,
8 einen Spannungsverlauf einer Common mode SBI,
9 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung,
10 eine Eingangsstufe eines Operationsverstärkers.

Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer Lichtlaufzeitkamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 A1 bekannt ist.
Das Lichtlaufzeitkamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10 mit einer Beleuchtung 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. Lichtlaufzeitkamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitsensor 22.
Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Laufzeitpixel, vorzugsweise auch ein Pixel-Array auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 kann beispielsweise als Reflektor oder Linsenoptik ausgebildet sein. In einer sehr einfachen Ausgestaltung kann ggf. auch auf optische Elemente sowohl empfangs- als auch sendeseitig verzichtet werden.
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit und somit die zurückgelegte Wegstrecke des empfangenen Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einem bestimmten Modulationssignal M_o mit einer Basisphasenlage φ0 beaufschlagt. Im dargestellten Beispiel ist ferner zwischen dem Modulator 30 und der Lichtquelle 12 ein Phasenschieber 35 vorgesehen, mit dem die Basisphase φ0 des Modulationssignals M₀ der Lichtquelle 12 um definierte Phasenlagen φ_var verschoben werden kann. Für typische Phasenmessungen werden vorzugsweise Phasenlagen von φ_var = 0°, 90°, 180°, 270° verwendet.
Entsprechend des eingestellten Modulationssignals sendet die Lichtquelle 12 ein intensitätsmoduliertes Signal S_p1 mit der ersten Phasenlage p1 bzw. p1 = φ₀ + φ_var aus. Dieses Signal S_p1 bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke entsprechend phasenverschoben Δφ(t_L) mit einer zweiten Phasenlage p2 = φ₀ + φ_var + Δφ(t_L) als Empfangssignal S_p2 auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M_o mit dem empfangenen Signal S_p2 gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
Ferner weist das System ein Modulationssteuergerät 27 auf, das in Abhängigkeit der vorliegenden Messaufgabe die Phasenlage φ_var das Modulationssignal M₀ verändert und/oder über einen Frequenzoszillator 38 die Modulationsfrequenz einstellt.
Als Beleuchtungsquelle bzw. Lichtquelle 12 eignen sich vorzugsweise Infrarot-Leuchtdioden. Selbstverständlich sind auch andere Strahlungsquellen in anderen Frequenzbereichen denkbar, insbesondere kommen auch Lichtquellen im sichtbaren Frequenzbereich in Betracht.
Das Grundprinzip der Phasenmessung ist schematisch in 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Modulationssignals M₀ mit der die Beleuchtung 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht trifft als Empfangssignal S_p2 entsprechend seiner Lichtlaufzeit t_L phasenverschoben Δφ(t_L) auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 sammelt die photonisch erzeugten Ladungen q über mehrere Modulationsperioden in der Phasenlage des Modulationssignals M₀ in einem ersten Akkumulationsgate Ga und in einer um 180° verschobenen Phasenlage M₀ + 180° in einem zweiten Akkumulationsgate Gb. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung Δφ(t_L) und somit eine Entfernung d des Objekts bestimmen.
3 zeigt einen Querschnitt durch einen Pixel eines Photomischdetektors wie er beispielsweise aus der DE 197 04 496 C2 bekannt ist. Die Modulationsphotogates Gam, G0, Gbm bilden den lichtsensitiven Bereich eines PMD-Pixels. Entsprechend der an den Modulationsgates Gam, G0, Gbm angelegten Spannung werden die photonisch erzeugten Ladungen q entweder zum einen oder zum anderen Akkumulationsgate / Integrationsknoten Ga, Gb bzw. Diode diode a, b gelenkt. Die Integrationsknoten können als Gate oder auch als Diode ausgebildet sein.
3b zeigt einen Potenzialverlauf, bei dem die Ladungen q in Richtung des ersten Integrationskonten Ga abfliesen, während das Potenzial gemäß 3c die Ladung q in Richtung des zweiten Integrationsknoten Gb fließen lässt. Die Potenziale werden entsprechend der anliegenden Modulationssignale vorgegeben. Je nach Anwendungsfall liegen die Modulationsfrequenzen vorzugsweise in einem Bereich von 1 bis 100 MHz. Bei einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 1 MHz ergibt sich eine Periodendauer von einer Mikrosekunde, so dass das Modulationspotenzial dementsprechend alle 500 Nanosekunden wechselt.
In 3a ist ferner eine Ausleseeinheit 400 dargestellt, die gegebenenfalls bereits Bestandteil eines als CMOS ausgebildeten PMD-Lichtlaufzeitsensors sein kann. Die als Kapazitäten bzw. Dioden ausgebildeten Integrationsknoten Ga, Gb integrieren die photonisch erzeugten Ladungen über eine Vielzahl von Modulationsperioden. In bekannter Weise kann die dann an den Gates Ga, Gb anliegende Spannung beispielsweise über die Ausleseeinheit 400 hochohmig abgegriffen werden. Die Integrationszeiten sind vorzugsweise so zu wählen, dass für die zu erwartende Lichtmenge der Lichtlaufzeitsensor bzw. die Integrationsknoten und/oder die lichtsensitiven Bereiche nicht in Sättigung geraten.
In 4 ist ein typischer zeitlicher Verlauf der an den Integrationsknoten Ga, Gb während einer Phasenmessung anliegenden Spannung U_a, U_b. Ausgehend von einer nach einem Reset an den Integrationsknoten anliegenden positiven Resetspannung U_DRS fällt die Spannung aufgrund der akkumulierten Photoelektronen an beiden Integrationsknoten Ga, Gb ab. Entsprechend der Phasenverschiebung Δφ(t_L) des empfangenen Signals fallen die Spannungen an den Integrationsknoten Ga, Gb unterschiedlich stark ab. Zum Ende der Integrationszeit t_int wird die an den Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden Spannung U_a, U_b ausgelesen. Die Spannungsdifferenz ΔU der beiden Spannungen U_a, U_b entspricht in bekannter Weise der Differenz Δq der an den Integrationsknoten Ga, Gb akkumulierten Ladung q. Die Integrationszeit tint ist vorzugsweise so bemessen, dass kein Integrationsknoten Ga, Gb bei einer üblichen Belichtung sein Sättigungspotential Us erreicht. Für größere Signalstärken kann auch eine so genannte SBI-Schaltung zur Signalkompensation vorgesehen sein. Derartige Schaltungen sind beispielsweise aus der DE 10 2004 016 626 A1 oder DE 10 2005 056 774 A1 bekannt.
5 zeigt einen möglichen Verlauf der während einer Messung an den Integrationsknoten Ga, Gb bzw. Dioden diode a, b anliegenden Spannung Ua, Ub. Nach einem Reset liegt an den Integrationsknoten Ga, Gb eine Resetspannung U_RES mit einem positiven Potenzial an. Im dargestellten Beispiel soll die Ladungskompensation mit Beginn der Messung zum Startzeitpunkt to noch nicht wirksam sein. Mit zunehmender Anzahl gesammelter Ladungsträger bzw. Photoelektronen nimmt die Spannung Ua, Ub an den Integrationsknoten Ga, Gb ab.
Werden im weiteren Verlauf die Ladungen an den Integrationsknoten Ga, Gb nicht kompensiert, fällt, dargestellt mit einer gestrichelten Line, das Potenzial Ua, Ub an den Integrationsknoten Ga, Gb weiter ab. Im dargestellten Fall erreicht der zweite Integrationsknoten Gb zu einem Sättigungszeitpunkt ts ein Sättigungspotenzial Usat, ab dem der Integrationsknoten in Sättigung gerät und der Phasenbezug der akkumulierten Ladung bzw. anliegenden Spannung verloren geht. Sättigung tritt ein, wenn entweder wegen eines unzureichenden Potenzialgefälles im Halbleiter keine weiteren Ladungsträger gesammelt werden können oder aber der Aussteuerbereich der Auslesevorrichtung 400 verlassen wird. Entfernungswerte, die ab diesem Zeitpunkt ermittelt werden, sind fehlerhaft.
Um eine solche Sättigung zu verhindern oder zu verzögern, ist es beispielsweise aus der DE 10 2005 056 774 A1 bekannt, eine Ladungskompensation an beiden Integrationsknoten Ga, Gb durchzuführen, sobald ein Integrationsknoten Ga, Gb einen SBI-Potenzialgrenzwert U_SBI, hier zu einem ersten Zeitpunkt t1, erreicht. Die Ladungskompensation erfolgt, indem beide Integrationsknoten Ga, Gb mit einem Kompensationsstrom i_k beaufschlagt werden. Der Kompensationsstrom i_k kann beispielsweise aus der Steigung des größeren Potenzialabfalls aus (Ua, Ub) bestimmt und ggf. mit einem Kompensationsfaktor k angepasst werden: $i_{k} \cdot = C_{int} \cdot \frac{Δ U}{Δ t} \cdot k$
Auch ist es möglich den Kompensationsstrom i_k in Abhängigkeit einer an einem Integrationsknoten Ga, Gb anliegenden elektrischen Größe i_a, i_b, Ua, Ub vorzugsweise über eine Regelung bereit zu stellen. Derartige Regelungen sind beispielsweise aus der DE 10 2004 016 626 A1 und insbesondere aus der DE 10 2005 056 774 A1 , auf die hier ausdrücklich Bezug genommen wird, in verschiedenen Varianten bekannt. Eine derartige Regelung zeichnet sich dadurch aus, dass der Kompensationsstrom i_k durch die Regelung so vorgegeben wird, dass der Integrationsknoten, an dem der SBI-Potenzialgrenzwert U_SBI zuerst erreicht wird, im Potenzial konstant gehalten wird.
Ein derartiges Vorgehen ist in 5 mit der durchgezogenen Linie gezeigt. Die Akkumulation der Ladungen erfolgt wie eingangs beschrieben zunächst ohne Aufprägen eines Kompensationsstroms ik. Im dargestellten Beispiel weist der zweite Integrationsknoten Gb den größten Potenzialabfall auf und erreicht als erstes den SBI-Potenzialgrenzwert U_SBI. Über die SBI-Regelung ist es nun vorgesehen, den Kompensationsstrom ik so vorzuhalten, dass das Potenzial an diesem Integrationsknoten Gb im Wesentlichen konstant gehalten wird. Der erste Integrationsknoten Ga wird mit einem Kompensationsstrom i_k in gleicher Höhe beaufschlagt und ist somit quasi überkompensiert, so dass das Potenzial mit Beginn der Kompensation ansteigt. Diese Überkompensation kann solange erfolgen, bis der erste Integrationsknoten Ga ein Basispotenzial U_com, das im Wesentlichen schaltungstechnisch vorgegeben ist, erreicht.
6 zeigt exemplarisch eine bereits aus der DE 10 2005 056 774 A1 bekannte SBI-Schaltung 500 zur Ladungskompensation. Vorzugsweise ist die SBI-Schaltung 500 ein integraler Bestandteil der Auslesevorrichtung 400. Grundsätzlich ist jedoch auch ein von der Auslesevorrichtung 400 unabhängiger Aufbau denkbar. Die dargestellten Schalter bzw. Transistoren M1 - M7 sind im vorliegenden und auch in den nachfolgenden Beispielen als PMOS-Transistoren ausgebildet.
Die Ausführungen sind selbstverständlich nicht auf PMOS-Strukturen beschränkt, sondern können insbesondere auch als NMOS-Strukturen ausgebildet sein. In den Schaltungen ändern sich nur die Potenzialzuordnungen. Bei einer NMOS-Ausführung liegt die Versorgungsspannung statt auf einem positiven U_DD-Potenzial auf einem negativen GND-Potenzial, und das Bezugspotential auf U_DD. Die Relationen zu den übrigen Potentialen ändern sich entsprechend.
Die SBI-Schaltung 500 bildet mit einem Steuertransistor M7 und einem ersten und zweiten Eingangstransistor M1, M2 einen Sourcefolger mit doppeltem Eingang mit dem ein erster und zweiter SBI-Strom-Transistor M3, M4 angesteuert wird.
Zu Beginn einer Messung sind die Gatepotenziale typischerweise so eingestellt, dass die Transistoren M1 bis M6 geschlossen sind. Am Gate des Transistors M7 liegt vorzugsweise bereits eine Steuerspannung Us an. Über den Transistor M7 fließt jedoch kein Strom, da Transistoren M1 und M2 noch geschlossen sind.
Die Source-Anschlüsse der Transistoren M3, M4, und M7 sind mit der Versorgungsspannung U_DD verbunden. An den Source-Anschlüssen der Reset-Transistoren M5, M6 liegt ein Reset-Potenzial U_RES und die Gates können mit einem Reset-Schaltpotenzial U_{RES_N} angesteuert werden.
Die Potenziale Ua, Ub der Integrationsknoten Ga, Gb sind jeweils mit einer Speichervorrichtung 300, die vorzugsweise als Sourcefolger ausgebildet ist, verbunden. Zusätzlich liegt das Potenzial Ua, Ub der Integrationsknoten Ga, Gb auch an den Gates der SBI-Eingangstransistoren M1, M2 an.
Wird während einer Messung der SBI-Schwellenwert U_SBI von keinem Integrationsknoten Ga, Gb erreicht, bleiben die SBI-Eingangstransistoren M1 und M2 sowie die SBI-Strom-Transistoren M3 und M4 geschlossen und es erfolgt keine Ladungskompensation. Nach Abschluss der Messung werden die Integrationsknoten Ga, Gb über die Reset-Schalter M5, M6, durch Anlegen eines Reset-Schaltsignals U_{RES_N}, mit dem Reset-Potenzial U_RES verbunden und die Integrationsknoten Ga, Gb auf dieses Potential zurückgesetzt.
Erreicht während einer Integration die Spannung Ua, Ub an einem der Integrationsknoten Ga, Gb den SBI-Schwellenwert U_SBI, schaltet einer der SBI-Eingangstransistoren M1 oder M2 durch, so dass über den Steuer-Transistor M7 ein Strom I₇ von U_DD in Richtung Masse GND fließt. Der Eingangstransistor M1, M2 mit dem tieferen Gatepotenzial bestimmt die Ausgangsspannung des Sourcefolgers. Mit der Ausgangsspannung werden beide SBI-Stromtransistoren M3, M4 angesteuert, die dann quasi als Stromquelle beide Integrationsknoten Ga, Gb mit einem Kompensationsstrom ik in gleicher Höhe beaufschlagen.
Beim Erreichen der SBI-Schwelle ist der Kompensationsstrom ik betragsmäßig gleich dem Photostrom des tieferliegenden Kanals bzw. des Integrationsknoten Ga, Gb, der die SBI-Schwelle zuerst erreicht hat. Erreicht wie in 5 gezeigt der zweite Integrationsknoten Gb die SBI-Schwelle U_SBI zuerst, bestimmt der zweite Einschalttransistor M2 die Ausgangsspannung des Sourcefolgers und damit den Kompensationsstrom ik.
Die SBI-Schaltschwelle U_SBI ist im Rahmen bestimmter Vorgaben frei wählbar und ist im Wesentlichen von den folgenden Faktoren abhängig. $U_{S B I} = U_{S} - | U_{t h_min_a . b} | - n \cdot U_{T} \cdot ln \frac{l_{p h}}{I_{0_M_{3,4}}}$
Mit Us: Steuerspannung, U_{th_min_a,b}: effektive SBI-Schwellenspannung an den SBI-Eingangstransistoren M1, M2; n: technologieabhängiger Fitparameter, U_T: temperaturabhängiger Spannungsanteil; I_{0_M3,4}: Transferstrom über Transistor M3 oder M4.
Der Drain-Strom I_D bzw. Kompensationsstrom ik über die SBI-Strom-Transistoren M3, M4 ergibt sich in bekannter Weise aus: $I_{D} = I_{0} \cdot e x p (\frac{| U_{G S} | - | U_{t h} |}{n \cdot U_{T}})$
Mit I₀: Transferstrom am Transistor, U_GS: Gate-Source-Spannung, U_th:

Schwellenspannung, U_T: temperaturabhängiger Spannungsanteil.

Die SBI-Einsatzschwelle U_SBI wird vornehmlich durch die Dimensionierung der SBI- und Pixelschaltung im Chip-Design vorgegeben. Im betriebsfertigen Zustand steht für eine Anpassung der SBI-Einsatzschwelle U_SBI im Wesentlichen nur noch die Steuerspannung Us am Transistor M7 zur Verfügung. Aufgrund der Wechselwirkung mit den übrigen Potenzialen ist sie jedoch nur in bestimmten Grenzen variabel. Eine geringe Veränderung von Us geht typischerweise mit einer starken Veränderung des Quellenstroms einher (Subthresholdbereich). Dies führt zu einer Modifikation der Regeleigenschaften der SBI-Schaltung und kann insbesondere bei größeren Pixelmatrizen durch Anstieg des Drainstroms I₇, zu einer nicht akzeptablen Erhöhung des Gesamtstromverbrauchs führen. Die Einstellung des SBI-Schwellenwerts U_SBI ist somit über die Steuerspannung Us nur in geringen Grenzen sinnvoll möglich.
Typischerweise sind SBI-Schaltungen entweder als Maximum detector, wie im vorgenannten vorgestellt, oder als Common mode SBI ausgelegt und verfügen in der Regel über einen begrenzten Fremdlichtstrombereich.
Die erfindungsgemäße Schaltung zur Hintergrundlichtausblendung bzw. SBI-Schaltung vereint beide Funktionalitäten sowohl Maximum detector als auch Common mode und erweitert den Fremdlichtstrombereich der verwendeten umschaltbaren Stromquellen deutlich.
Die erfindungsgemäße SBI-Schaltung ist insbesondere für verschiedene Fremdlichtsituationen, von wenig Fremdlicht bis direktes Fremdlicht, geeignet und somit auch unter schwierigen Betriebsbedingungen, beispielsweise bei direkter Fremdlichteinstrahlung in kurzer Entfernung, einsetzbar.
7 und 8 zeigen die Spannungsverläufe an den beiden Diodenknoten diode_a und diode_b für einen Maximum detector Betrieb (7) und einen Common mode Betrieb (8).
Der Vorteil der erfindungsgemäßen SBI-Schaltung gemäß 9 besteht darin, dass der Operationsverstärker OP sowohl für einen Maximum detector als auch für die Common mode Betrieb genutzt werden kann. Der Wechsel zwischen beiden Funktionen geschieht durch Umschalten der Eingangstransistoren bzw. Eingangsschalter SE des Operationsverstärkers OP in der Eingangsstufe 50. Dadurch werden keine zwei getrennten Schaltungen benötigt, wodurch der Platzbedarf auf dem Chip und die Stromaufnahme reduziert werden.
Außerdem verfügt die vorgestellte SBI-Schaltung über einen großen Dynamikbereich, weil sie durch die umschaltbaren Stromquellen SQ sowohl für hohe als auch für niedrige Fremdlichtströme geeignet ist.
Durch Umschalten der SBI-Stromquellen SQ kann der entsprechende Strombereich ausgewählt werden. Außerdem kann die SBI-Schaltung durch ein externes Signal zwischen Maximum detector und Common mode - Betrieb umgeschaltet werden.
Der mögliche Fremdlichtstrombereich für den Maximum detector Betrieb ist festgelegt und liegt beispielsweise zwischen 1 nA und 1 µA.
Im Common mode -Betrieb kann der Strombereich durch Wechseln der Stromquellen verändert werden. Beispielsweise kann für einen Strombereich von 50 nA bis 10 µA eine Niedrigstromquelle SQ2a und für einen Bereich von 1 µA bis 100 µA eine Hochstromquelle SQ2b vorgesehen sein.
Aufgrund der unterschiedlichen Strombereiche ist auch eine unterschiedliche Dimensionierung der Stromquellen-Transistoren von Vorteil. Für kleine Ströme sollten die Gates vorzugsweise mit einer geringen Breite und einer größeren Länge ausgebildet sein. Durch eine solche Dimensionierung wird verhindert, dass die Transistoren in einen Subthreshold-Bereich geraten.
Bei größeren Strömen sollte die Breite größer und die Gatelänge geringer sein, damit der Transistor bei niedriger Betriebsspannung nicht in Sättigung gerät. Gleichzeitig muss die Ansteuerung der Transistoren durch den Operationsverstärker OP und die Stabilität der Regelschleife für alle Strombereiche berücksichtigt werden.
Wie in 9 gezeigt besteht die SBI-Schaltung 500 grundsätzlich aus drei Komponenten, nämlich einer Eingangsstufe OP, einem Operationsverstärker OP und einer SBI-Stromquelle SQ mit umschaltbaren Stromquellen SQ1, SQ2a und SQ2b.
Die Eingangsstufe 50 enthält zwei Reset-Schalter SR vorzugsweise zwei pmos-Schalter, welche die beiden Diodenknoten diode_a und diode_b auf die definierte Reset-Spannung vreset ziehen, wenn sich die SBI-Schaltung 500 im Reset Modus befindet.
Ist der Common mode Betrieb, wie in 9 dargestellt, aktiviert, so wird die Common mode Spannung Vcm über zwei Kapazitäten in der Eingangsstufe aus den beiden Diodenspannungen diode_a und diode_b abgeleitet und über zwei Common Mode-Schalter SVcm gleichmäßig an die Eingänge p_a und p_b des Operationsverstärkers OP weitergeleitet.
Wenn der Maximum detector -Betrieb ausgewählt ist, werden zwei Bypass-Transistoren / - Schalter SBP aktiviert, die die Diodenspannungen diode_a und diode_b jeweils einzeln auf die Eingänge p_a und p_b des Operationsverstärkers schalten. Die Common mode Switches SVcm sind in diesem Fall geöffnet.
Der Operationsverstärker OP dient dazu, den benötigten Loop Gain für die Regelung zu erzeugen und die SBI-Stromquellen SQ anzusteuern. Die Eingänge p_a und p_b des OPVs werden durch die Schalter der Eingangsstufe wahlweise auf den Common mode oder auf die einzelnen Diodenspannungen diode_a und diode_b geschaltet.
Der Operationsverstärker OP ist vorzugsweise als Folded cascode Operationsverstärker mit differentieller Eingangsstufe ausgeführt. Die OP-Schaltung verfügt über ein internes Common mode feedback (CMFB), welches die Stromquellen der Folded cascode Stufe des Operationsverstärkers ansteuert und dadurch den Common mode regelt.
Die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers OP besteht vorzugsweise aus einem pmos Sourcefolger, welcher die Gates der SBI-Stromquellen SQ1, SQ2 ansteuert und dadurch die SBI-Ströme I_sbi_a und I_sbi_b entsprechend einstellt.
Die Erzeugung der Bias-Spannungen für den Operationsverstärker OP erfolgt vorzugsweise extern in einem separaten Bias-Block. Dadurch kann das Biasing mehrerer SBIs gleichzeitig erfolgen, wodurch der Flächenbedarf und die Stromaufnahme weiter reduziert werden.
Die SBI-Stromquelle SQ beinhaltet die SBI-Stromquellen SQ1 für den Maximum detector -Betrieb sowie die SBI-Stromquellen SQ2a und SQ2b für den Common mode -Betrieb, welche die Kompensationsströme I_sbi_a und I_sbi_b für die Dioden diode a, b liefern und damit den Fremdlichtstrom kompensieren.
Die Gates der Stromquellen SQ1, SQ2a, SQ2b werden durch die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers (pmos Sourcefolger) angesteuert, wodurch der Kompensationsstrom I_sbi_a, I_sbi_b der Stromquellen bestimmt wird.
Aufgrund des für die verschiedenen Applikationen benötigten Strombedarfs werden für die Maximum detector SBI und die Common mode SBI unterschiedliche Stromquellen verwendet, die sich in Größe der Gates und Stromabgabe unterscheiden. Für den maximum detection -Betrieb kommen i.d.R. TOF-Anwendungen in Frage. Der Common mode - Betrieb ist vorzugsweise für eine Triangulationsanwendung mit oder ohne parallelen TOF-Betrieb geeignet.
Die Stromquellen SQ2a und SQ2b der Common mode SBI lassen sich je nach Situation (wenig oder viel Fremdlicht) zwischen einem kleinen Stromquellen-Array der Niedrigstromquelle SQ2a für eine Situation mit geringem Fremdlicht und einem großen Stromquellen-Array der Hochstromquelle SQ2b für eine Situation mit hohem Fremdlichtanteil umschalten.
Bei den Stromquellen SQ1 für den Maximum detector-Betrieb ist dieses Umschalten typischerweise nicht vorgesehen, da hier die Fremdlichtströme in der Regel deutlich geringer sind.
Im Power-down / Ausschalt bzw. Standby - Modus werden die Stromquellen (pmos) vorzugsweise durch Aufschalten der Gates über den Schalter Soff auf die Betriebsspannung V_DD stromlos geschaltet / abgeschaltet, so dass nur noch geringe Leckströme fließen. Durch weitere pmos-Schalter S mit geringen Leckströmen werden die nicht verwendeten Stromquellen von den Diodenknoten diode_a und diode_b abgetrennt, so dass dort keine unerwünschten Kopplungen zwischen der Maximum detector und der Common mode SBI entstehen.
Die vorgestellte SBI-Schaltung verfügt vorzugsweise zusätzlich über einen Komparator (hier nicht eingezeichnet), der entweder die Common mode Spannung Vcm oder aber die Gatespannung Gate_cs der Stromquellen überwacht und somit anzeigt, wenn die SBI-Schaltung aktiv ist. Die Referenzspannung für den Komparator wird extern in einem separaten Block erzeugt.
Durch diese Architektur ist eine möglichst robuste, rauscharme und flexible SBI-Schaltung realisiert, die über einen großen Dynamikbereich verfügt und auch unter schwierigen Betriebsbedingungen hohe Ströme liefern kann. Gleichzeitig zeichnet sich die Schaltung durch eine niedrige Stromaufnahme und eine geringe SBI-Asymmetrie aus.
Ein weiterer Aspekt ist die Verschaltung der differentiellen Eingangsstufe des Operationsverstärkers. Die Eingangsstufe besteht, wie in 10 gezeigt, aus vier Transistoren N1 - N4, von denen jeweils zwei kreuzverschaltet sind (Eingänge pa und pb).
Diese vier Transistoren bilden einen Zweig der differentiellen Eingangsstufe. Der andere Zweig besteht aus einem Transistor N5, dessen Gate an die vorgegebene SBI threshold Spannung vsbi angeschlossen ist. Je nach Betriebsart (Common mode oder Maximum detector) werden die Eingänge pa und pb entweder gemeinsam auf den abgeleiteten Common mode Vcm oder getrennt auf die Diodenspannungen diode_a und diode_b geschaltet. Durch die Kreuzkopplung dieser vier Transistoren wird eine hohe Symmetrie der Eingangsstufe erreicht, was letztendlich zu einem geringen Eingangs-Offset der Schaltung führt. Voraussetzung dafür ist, dass diese Symmetrie auch entsprechend im Layout umgesetzt wird.
Bezugszeichenliste

1: Lichtlaufzeitkamerasystem
10: Beleuchtung, Sender
20: Empfänger, Lichtlaufzeitkamera
12: Lichtquelle
22: Lichtlaufzeitsensor
30: Modulator
Δφ(tL): laufzeitbedingte Phasenverschiebung
φvar: Phasenlage
φ0: Basisphase
M0: Modulationssignal
p1: erste Phase
p2: zweite Phase
Sp1: Sendesignal mit erster Phase
Sp2: Empfangssignal mit zweiter Phase
Ga, Gb: Integrationsknoten, Integrationsknoten
Ua, Üb: Spannungen an den Integrationsknoten
d: Objektdistanz
300: Speichervorrichtung
400: Ausleseschaltung
500: SBI-Schaltung, Ladungskompensatonsvorrichtung
Ucom: Basispotenzial
USBI: SBI-Schwellenwert
URES: Reset-Spannung
URES_N: Reset-Schaltpotenzial
UDD: Versorgungsspannung
Us: Steuerspannung
Uth: Schwellenspannung
Usat: Sättigungspotenzial
M1..: Schalter/Transistoren
M1, M2: SBI-Eingangstransistoren
M3, M4: SBI-Strom-Transistoren
M5, M6: Reset-Schalter
M7: Steuer-Transistor
M8, M9: Hold-Transistor

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 19704496 A1 [0002, 0017]
DE 102004016626 A1 [0003, 0028, 0032]
DE 102005056774 A1 [0003, 0028, 0031, 0032, 0034]
DE 102014214733 A1 [0003]
DE 19704496 C2 [0025]

Claims

Schaltung zur Hintergrundlichtunterdrückung (SBI, 500) für einen Lichtlaufzeitsensor (22), der nach einem Phasenmessprinzip arbeitet und dessen Lichtlaufzeitpixel Integrationsknoten bzw. Dioden (Ga, Gb, diode_a, diode_b) zur Akkumulation von Ladungen aufweisen, mit einer Eingangsstufe (50), einem Operationsverstärker (OP) und einer SBI-Stromquelle (SQ), wobei die Eingangsstufe (50) Bypass- und Common-Mode-Schalter (SBP, SVcm) aufweist, über die Signale der Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) an den Operationsverstärker (OP) herangeführt werden und über die der Operationsverstärker (OP) in einen Maximum Detection oder Common Mode - Betrieb umschaltbar ist, wobei der Operationsverstärker (OP) derart ausgebildet ist, dass anhand der durch die Eingangsstufe (50) auf den Operationsverstärker (OP) geschalteten Signale der Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) eine Gatespannung (gate_cs) für die SBI-Stromquelle (SQ) erzeugt wird, wobei die SBI-Stromquelle (SQ) eine ersten Stromquelle (SQ1) für den Maximum Detection Betrieb und eine zweite und dritte Stromquelle (SQ2a, SQ2b) für den Common Mode Betrieb aufweist, wobei die Stromquellen (SQ1, SQ2a, SQ2b) über Schalter (S) mit Integrationsknoten (Ga, Gb, diode_a, diode_b) verbindbar sind.
Schaltung nach Anspruch 1, bei der die zweite Stromquelle (SQ2a) als Niedrigstromquelle und die dritte Stromquelle (SQ2b) als Hochstromquelle ausgebildet ist.
Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Operationsverstärker eine differentielle Eingangsstufe und einen zweiten Zweig bestehend aus einem Transistor (N5) aufweist, der an einer SBI-Threshold Spannung (vsbi) angeschlossen ist, wobei je nach Betriebsart, die Eingänge pa und pb entweder gemeinsam auf die Common mode Spannung (Vcm) oder getrennt auf die Diodenspannungen (diode_a, diode_b) geschaltet werden.
Lichtlaufzeitpixel mit einer Schaltung zur Hintergrundlichtausblendung (500) nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
Lichtlaufzeitsensor mit einer Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 oder mit mehreren Lichtlaufzeitpixel nach Anspruch 4.
Lichtlaufzeitkamera mit einem Lichtlaufzeitsensor nach Anspruch 5.
Lichtlaufzeitkamera nach Anspruch 6, die für einen TOF-Betrieb und für einen kombinierten TOF- und Triangulations-Betrieb ausgebildet ist, wobei die Hintergrundlichtunterdrückung im TOF-Betrieb im Maximum Detection Betrieb, und im TOF- und -Triangulation im Common Mode Betrieb erfolgt.
Lichtlaufzeitkamera nach Anspruch 7, die derart ausgestaltet ist, dass im Common Mode Betrieb eine Umschaltung zwischen der zweiten und dritten Stromquelle (SQ2a, SQ2b) in Abhängigkeit eines auf den Lichtlaufzeitsensor einfallenden Fremdlichts umschaltbar ist.