DE102011078338A1

DE102011078338A1 - Beleuchtung für eine Lichtlaufzeitkamera

Info

Publication number: DE102011078338A1
Application number: DE102011078338A
Authority: DE
Inventors: Javier Massanell; Gregor Keller; Jaromir Palata
Original assignee: IFM Electronic GmbH
Current assignee: PMDtechnologies AG
Priority date: 2011-06-29
Filing date: 2011-06-29
Publication date: 2013-01-03

Abstract

Beleuchtung (10) für eine Lichtlaufzeitkamera (20), mit einem Schaltverstärker (110) zur Verstärkung eines modulierten Eingangssignal M(a), und mit ei Beleuchtung (10), wobei der Schaltverstärker (110) über einen Resonator (120) mit einer Lichtquelle (12) der Beleuchtung (10) verbunden ist, und eine Pausenschaltung (200) mit dem Schaltverstärker (110) und der Beleuchtung (10) verbunden ist, wobei die Pausenschaltung (200) derart ausgestaltet ist, dass die Pausenschaltung (200) bei Vorliegen eines Modulationssignals den Schalter (210) so ansteuert, dass der Strompfad der Beleuchtung (10) geschlossen ist, und bei Vorliegen einer Modulationspause, die eine vorgegebene Zeitdauer übersteigt, den Schalter (210) so ansteuert, dass der Strompfad der Beleuchtung (10) unterbrochen ist.

Description

Die Erfindung betrifft eine Lichtlaufzeitkamera und ein Verfahren zum Betreiben einer solchen nach Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Mit Lichtlaufzeitkamerasystem bzw. Lichtlaufzeitkamera sollen nicht nur Systeme umfasst sein, die Entfernungen direkt aus der Lichtlaufzeit ermitteln, sondern insbesondere auch alle Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kamerasysteme, die eine Laufzeitinformation aus der Phasenverschiebung der Modulationsfrequenz einer in ihrer Amplitude modulierten emittierten, reflektierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in den Anmeldungen EP 1 777 747 und DE 197 04 496 beschrieben und beispielsweise von der Firma ‚ifm electronic gmbh’ unter der Bezeichnung O3D zu beziehen sind. Die PMD-Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können. Selbstverständlich sollen mit dem Begriff Kamera bzw. Kamerasystem auch Kameras bzw. Geräte mit mindestens einem Empfangspixel mit umfasst sein, wie beispielsweise das Entfernungsmessgerät O1D der Anmelderin.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Zuverlässigkeit und Genauigkeit der Distanzmessungen einer Lichtlaufzeitkamera zu verbessern. Die Aufgabe wird in vorteilhafter Weise durch die erfindungsgemäße Beleuchtung gelöst.
Vorteilhaft ist eine Beleuchtung für eine Lichtlaufzeitkamera mit einem Schaltverstärker zur Verstärkung eines modulierten Eingangssignals vorgesehen, bei der der Schaltverstärker über einen Resonator mit einer Lichtquelle der Beleuchtung verbunden ist. Im Strompfad der Beleuchtung ist ferner ein Schalter angeordnet, der mit einer Pausenschaltung verbunden ist, die in Abhängigkeit eines Modulationssignals den Schalter ansteuert.
Eine derartige Vorrichtung hat den Vorteil, dass die Beleuchtung ausgehend von einem rechteckförmig modulierten Eingangssignal unter Verwendung eines Resonators mit einem sinusförmigen Strom beaufschlagt werden kann, wobei die Pausenschaltung bei Modulationspausen die Beleuchtung abschaltet.
Im Gegensatz zu einer rechteckförmigen Ansteuerung wird mit der sinusförmigen Ansteuerung die Störstrahlung von Oberwellen weitgehend verhindert. Somit lassen sich insbesondere auch Aufwand und Kosten für die Abschirmung und Filterung zur Erfüllung von EMV-Vorschriften reduzieren.
Des Weiteren können auch die Lichtquellen einem sinusförmigen Signal besser nachfolgen als einem Rechteck-Signal, so dass die Lichtquellen mit einer höheren Modulationsfrequenz angesteuert werden können, wodurch sich die Auflösung und somit auch die Genauigkeit und Zuverlässigkeit der Distanzmessung weiter verbessern lässt.
Insbesondere ist die Pausenschaltung so ausgebildet, dass sie bei Vorliegen eines modulierten Eingangssignals den Strompfad der Beleuchtung über den Schalter schließt und bei einer Modulationspause, die eine vorgegebene Zeitdauer übersteigt, den Strompfad öffnet.
Vorzugsweise ist die Pausenschaltung mit einem Signalausgang des Schaltverstärker zum Abgriff eines verstärkten Eingangssignals verbunden ist, um so beispielsweise den Modulator nicht mit einem zusätzlichen Signalabgriff der Pausenschaltung zu belasten.
Vorteilhaft ist der Resonator des Beleuchtungstreibers als serieller Schwingkreis ausgebildet. Bei der Verwendung mehrerer Modulationsfrequenzen sind vorteilhaft mehrere parallelgeschaltete serielle Schwingkreise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen vorgesehen.
Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass an den Lichtquellen nur dann ein signifikantes Ausgangssignal zur Verfügung steht, wenn das modulierende Signal eine Frequenz aufweist, die einer Resonanzfrequenz des Resonators entspricht.
In einer bevorzugten Weiterbildung weist die Beleuchtung eine Gleichstromquelle zur Bereitstellung eines Ruhestroms auf, wobei die Gleichstromquelle über ein frequenzselektives Element, insbesondere einer Drossel oder einem Parallelschwingkreis, mit der Lichtquelle verbunden ist. Die Verwendung einer Drossel bzw. eines Parallelschwingkreis verhindert vorteilhaft die Belastung der Gleichstromquelle mit einem HF-Signals.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung ist der Schaltverstärker aus zwei MOSFET-Transistoren aufgebaut, wobei die beiden Transistoren zwischen einer Versorgungsspannung und einem Bezugspotenzial schalten. Dieser Anordnung hat insbesondere den Vorteil, dass je nach Bauart der Transistoren höhere Versorgungsspannungen angelegt werden können, als dies beispielsweise mit Logik-Bauelementen, insbesondere einem Schmitttrigger, möglich ist.
In einer weiteren Ausgestaltung ist es auch vorteilhaft möglich, den Schaltverstärker aus mehreren parallel geschalteten Logik-Gattern aufzubauen. Die Verwendung von Logik-Gattern, insbesondere Schmitttriggern, erlaubt den Aufbau einfacher und preisgünstiger Schaltungen.
Bei der Verwendung von Logik-Gattern ist es von Vorteil, die Induktivität des seriellen Schwingkreises auf mehrere Spulen aufzuteilen, wobei die Anzahl der Spulen der Anzahl der parallel geschalteten Logik-Gatter-Gruppen entspricht, wobei jede Spule mit einer Logik-Gatter-Gruppe verbunden ist. Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass bei eventuell ungleich arbeitenden Logik-Gattern eventuelle Querströme durch die Induktivitäten verhindert bzw. reduziert werden können.
In einer weiteren Ausgestaltung ist eine Beleuchtung mit einem ersten und zweiten Schaltverstärker vorgesehen, wobei der erste Schaltverstärker über einen ersten Resonator mit einer ersten Seite der Lichtquelle und der zweite Schaltverstärker, der im Gegentakt arbeitet, über einen zweiten Resonator mit einer zweiten Seite der Lichtquelle verbunden ist. Eine derartige Anordnung hat den Vorteil, dass an der Ausgangsseite der beiden Resonatoren ein Sinussignal im Gegentakt abgreifbar ist, so dass über der angeschlossenen Lichtquelle eine verdoppelte Spitzenspannung abfällt.
Ebenso vorteilhaft ist ein Lichtlaufzeitkamerasystem mit einer vorgenannten Beleuchtung vorgesehen, bei dem ein Modulator mit dem Schaltverstärker der Beleuchtung und mit einer Lichtlaufzeitkamera verbunden ist.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen schematisch:
1 das Grundprinzip einer Lichtlaufzeitkamera nach dem PMD-Prinzip,
2 eine modulierte Integration der laufzeitverschobenen erzeugten Ladungsträger,
3 einen prinzipiellen Aufbau eines Lichtlaufzeitsensors,
4 ein erfindungsgemäßes Kamerasystem mit einem Beleuchtungstreiber,
5 eine modulierte Integration sinusförmiger Signale,
6 einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers,
7 eine mögliche Schaltung eines Beleuchtungstreibers,
8 schematisch einen U- und I-Verlauf des Beleuchtungstreibers,
9 einen Beleuchtungstreiber mit hoher Strombereitstellung,
10 einen Beleuchtungstreiber mit parallelen Stromstrecken,
11 einen multiresonanten Beleuchtungstreiber mit Schwingkreisen unterschiedlicher Resonanzfrequenz,
12 einen Beleuchtungstreibern mit einer MOSFET-Schaltung,
13 ein weiteres Ausführungsbeispiel mit einer MOSFET-Schaltung
14 eine Beleuchtung mit Pausenschaltung.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer Lichtlaufzeit-Kamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 bekannt ist.
Das Lichtlaufzeit-Kamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10 mit einer Beleuchtungslichtquelle 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. TOF-Kamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Pixel, vorzugsweise jedoch ein Pixel-Array, auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 ist vorzugsweise als Reflektor ausgebildet. Es können jedoch auch diffraktive Elemente oder Kombinationen aus reflektierenden und diffraktiven Elementen eingesetzt werden.
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit des emittierten und reflektierten Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einem Modulationssignal M(a) mit einer bestimmten Modulationsfrequenz und einer ersten Phasenlage a beaufschlagt. Entsprechend dem anliegenden Modulationssignal M(a) sendet die Lichtquelle 12 ein amplitudenmoduliertes Signal S(a) mit der Phase a aus. Dieses Signal bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke als entsprechend phasenverschobenes Signal S(b) mit einer zweiten Phasenlage b auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M(a) mit der ersten Phasenlage a und das empfangene Signal S(b), das die laufzeitbedingte zweiten Phasenlage b aufweist, gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
Dieses Grundprinzip ist schematisch in 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Modulationssignals M(a) mit dem die Beleuchtung 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht S(b) trifft entsprechend seiner Lichtlaufzeit t_L phasenverschoben auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 sammelt die photonisch erzeugten Ladungen q während der ersten Hälfte der Modulationsperiode in einem ersten Akkumulationsgate Ga und in der zweiten Periodenhälfte in einem zweiten Akkumulationsgate Gb. Die Ladungen werden typischerweise über mehrere Modulationsperioden gesammelt bzw. integriert. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung und somit eine Entfernung des Objekts bestimmen.
3 zeigt einen Querschnitt durch einen Pixel eines Photomischdetektors wie er beispielsweise aus der DE 197 04 496 C2 bekannt ist. Die mittleren Modulationsphotogates Gam, G0, Gbm bilden den lichtsensitiven Bereich eines PMD-Pixels. Entsprechend der an den Modulationsgates angelegten Spannung werden die photonisch erzeugten Ladungen q entweder zum einen oder zum anderen Akkumulationsgate Ga, Gb gelenkt.
3b zeigt einen Potenzialverlauf bei dem die Ladungen q in Richtung des ersten Akkumulationsgates Ga abfliesen, während das Potenzial gemäß 3c die Ladung q in Richtung des zweiten Akkumulationsgates Gb fließen lässt. Die Potenziale werden entsprechend der anliegenden Modulationsfrequenz vorgegeben. Je nach Anwendungsfall liegen die Modulationsfrequenzen vorzugsweise in einem Bereich von 1 bis 100 MHz. Bei einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 1 MHz ergibt sich eine Periodendauer von einer Mikrosekunde, so dass das Modulationspotenzial dementsprechend alle 500 Nanosekunden wechselt.
In 3a ist ferner eine Auslesevorrichtung 400 dargestellt, die gegebenenfalls bereits Bestandteil eines als CMOS ausgebildeten PMD-Photosensors sein kann. Die als Kapazitäten ausgebildeten Akkumulationsgates Ga, Gb integrieren die photonisch erzeugten Ladungen über eine Vielzahl von Modulationsperioden. In bekannter Weise kann die dann an den Gates Ga, Gb anliegende Spannung beispielsweise über die Auslesevorrichtung 400 hochohmig abgegriffen werden. Die Integrationszeiten so sind vorzugsweise so zu wählen, dass für die zu erwartende Lichtmenge der Lichtlaufzeitsensor bzw. die Akkumulationsgates und/oder die lichtsensitiven Bereiche nicht in Sättigung geraten.
4 zeigt ein Lichtlaufzeitkamerasystem 1 entsprechend der 1 mit einem erfindungsgemäßen Beleuchtungstreiber 100. Der Beleuchtungstreiber 100 ist zwischen dem Modulator 30 und der Sendeeinheit 10 angeordnet und erzeugt ein dem anliegenden Modulationssignal M(a) in Phase und Frequenz entsprechendes Sinussignal. Derart angesteuert sendet die Sendeeinheit 10 bzw. die Lichtquellen 12 ein entsprechend intensitätsmoduliertes, sinusförmiges Sendesignal S (a) aus, dass reflektiert aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke als entsprechend phasenverschobenes Signal S (b) auf den Lichtlaufzeitsensor 22 auftritt.
Die Sinus-Modulation hat den Vorteil, dass praktisch keine störenden Oberwellen erzeugt werden. Ferner können somit genau definierte und unverzerrte Impulsformen erreicht werden und die bei einer Rechteck-Modulation auftretenden Probleme, wie z.B. mit Oberwellen zum Schwingen angeregte Leiterbahnen und die daraus folgenden Impuls-Verzerrungen, vermieden werden.
Somit lassen sich auch höhere Modulationsfrequenzen erreichen, mit denen die Entfernungsauflösung wesentlich verbessert werden kann.
5 entspricht im Wesentlichen der bereits in 2 gezeigten Phasenmischung. Das Taktsignal M(a) ist nach wie vor rechteckförmig ausgebildet und treibt im Wesentlichen unverändert die Potenziale der Akkumulationsgates (Ga, Gb) an. Das Sendesignal S (a) und das Empfangssignal S (b) sind jedoch im Gegensatz zur 2 sinusförmig. Dementsprechend werden die Akkumulationsgates Ga, Gb des Lichtlaufzeitsensors 22 mit einem sinusförmigen Verlauf des Empfangssignals S(b) beaufschlagt. Trotz des unterschiedlichen Intensitätsverlaufs ist im Ergebnis das Ladungsverhältnis der beiden Akkumulationsgates nach wie vor mit der Phasenverschiebung korreliert.
6 zeigt einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers 100. Das Taktsignal M(a) des Modulators 30 steht am Eingang des Beleuchtungstreibers 100 an, erfährt über einen Schaltverstärker 110 eine Stromverstärkung wird dann nachfolgend über den Resonator 120 in seiner Signalform verändert, insbesondere sinusförmig, und über die Gleichstromversorgung 130 auf ein für die nachfolgende Beleuchtung 10 geeignetes Stromniveau angehoben.
Der Modulator 30 stellt das Taktsignal zur Verfügung, wobei der nachfolgende Schaltverstärker 110 dieses Signal im Strom verstärkt und an einem vorzugsweise niederohmigen Ausgang dem Resonator 120 zur Verfügung stellt. Das durch die Gleichstromversorgung 130 bereitgestellte Stromniveau wird vorzugsweise entsprechend eines für die Beleuchtung bzw. Lichtquellen gewünschten Ruhestroms eingestellt. Der Ruhestrom wird von der negativen Strom-Halbwelle verringert und von der positiven erhöht.
Der von der negativen Halbwelle entnommene Strom wird von der positiven Halbwelle wieder von der positiven Halbwelle zurückgegeben. Der Resonanzkondensator wirkt dabei wie ein Koppel-Kondensator.
7 zeigt eine mögliche technische Realisierung des erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers gemäß 6. Der Schaltverstärker 110 ist hier als Schmitttrigger mit einer Spannungsversorgung 115 ausgebildet. Entsprechend des am Eingang des Schmitttriggers anliegenden Taktsignals M(a) steht am Ausgang des Schmitttriggers ein entsprechend stromverstärktes Signal an, mit dem der Resonator 120, hier ausgeführt als serieller Schwingkreis, angetrieben wird. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 120 ist vorzugsweise so abgestimmt, dass sie mit der Modulationsfrequenz des Modulationssignals M(a) übereinstimmt. Mit der entsprechend resonanten Ansteuerung ist am Ausgang des seriellen Schwingkreises ein sinusförmiges Wechselstromsignal Iac abgreifbar. Mit der nachfolgenden Gleichstromversorgung 130, die hier als Stromquelle mit einer nachfolgenden Drossel DR ausgebildet ist, lässt sich der Wechselstrom Iac mit einem Gleichstromanteil Idc entsprechend des vorgegebenen Konstant-Stroms im Gleichstromanteil verschieben. Am Ausgang des Beleuchtungstreibers 100 steht die Summe dieser Ströme Iac + Idc der nachfolgenden Beleuchtung 10 zur Verfügung.
Die Drossel DR der Gleichstromversorgung 130 dient im Wesentlichen als Wechselstromwiderstand, um den hochfrequenten Treibersignalanteil von der Gleichstromquelle auszublenden und kann ggf. auch als Parallelschwingkreis mit einer Resonanzfrequenz entsprechend der antreibenden Modulationsfrequenz ausgebildet sein..
Die an der Lichtquelle 10 anliegende Spannung wird im Wesentlichen durch die Spannungsquelle 115 des Schaltverstärkers 110 vorgegeben und kann ggf. in Grenzen durch den dem Resonator 120 nachfolgenden Massekondensator Cgnd eingestellt werden. Die Resonanz-Frequenz ändert sich bei einer Cgnd-Änderung nicht, weil der differentielle Widerstand von bestromten LED oder Laser-Diode sehr klein ist (einige Milli-Ohm) und die Wechselspannung U_ac an ihr um Zehnerpotenzen kleiner ist als die Wechselspannung U_ac an dem Resonanz-Kondensator (50Vss).
Die vorgeschlagene Schaltung ermöglicht es, die bei üblichen HF-Endstufen auftreten Schaltverluste, zu minimieren. Somit lassen sich der Stromverbrauch und dementsprechend auch die Erwärmung besonders bei höheren Modulations-Frequenzen verringern. Der Schaltverstärker 110 kann allgemein auch als Logik-Gatter aufgefasst werden, das in Abhängigkeit eines Eingangssignals schaltet.
8 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Eingang- und Ausgangssignale des Beleuchtungstreibers 100 und eine Hüllkurve des gesendeten Lichts S(a). Die obere Kurve zeigt das am Eingang des Beleuchtungstreibers 100 anliegende Taktsignal M(a) mit der Phase a. Dieses Taktsignal M(a) wird wie zuvor beschrieben über den Schaltverstärker 110 verstärkt und über den Resonator 120 sinusförmig ausgebildet. Das Wechselstromsignal Iac wird erfindungsgemäß über die Gleichstromquelle 130, Idc im Verlauf so verschoben, dass die Minima des Wechselstroms Iac + Idc oberhalb eines Stromminimums Imin liegen. Bei Verwendung einer Laser-Diode als Lichtquelle könnte beispielsweise der Strom-Treshold der Diode als Stromminimum Imin festgelegt werden.
9 zeigt eine weitere Ausführungsform des Beleuchtungstreibers 100, bei dem vier ICs bzw. Logik-Gatter-Gruppen 111, 112, 113, 114 mit jeweils 6 Schmitttriggern zur Stromerhöhung parallel geschaltet sind. Jedes IC trägt so zu einem Viertel Iac/4 zum Gesamtwechselstrom Iac bei.
Die Parallelschaltung der Schmitttrigger erfolgt, indem alle Eingänge der Schmitttrigger mit dem Modulationssignaleingang verbunden sind. Der Modulationssignaleingang ist typischerweise direkt unmittelbar mit dem Modulator 30 verbunden. Selbstverständlich ist auch eine mittelbare Verbindung denkbar, wenn z.B. zwischen Modulator 30 und Eingang des Beleuchtungstreibers 100 ein Phasenschieber angeordnet ist. Mit dem Phasenschieber kann beispielsweise für verschiedene Messaufgaben die Modulationsphase der Beleuchtung gegenüber der Phase mit der die Empfangseinheit 20 angesteuert wird verschoben werden.
Die Ausgänge der Schmitttrigger liegen alle auf dem Eingangsknoten des nachfolgenden Resonators 120.
Die Schmitttrigger sind vorzugsweise als handelsübliches Bauelement ausgeführt. Beispielsweise könnte hier ein IC 74AC14 verwendet werden, mit sechs in einem Bauelement integrierten Schmitttriggern. Die Spannungsversorgung 115 versorgt somit jeweils ein Bauelement bzw. IC mit sechs Schmitttriggern.
Die Schmitttrigger können sowohl invertieren als auch nicht invertierend ausgebildet sein. Weiterhin sind die Ausgänge der Schmitttrigger bzw. der Eingangsknoten des Treiberschwingkreises über Dioden D, vorzugsweise Schottkydioden, jeweils in Sperrrichtung geschaltet gegen Masse und gegen die Spannungsquelle 115 abgesichert. Über diese Dioden können ggf. sich einstellende Spannungsspitzen, beispielsweise bei einer Stromunterbrechung an der Induktivität, abgeleitet werden.
10 zeigt eine weitere Variante gemäß 9, bei dem der serielle Schwingkreis mit vier parallelen Induktivitäten mit vierfachem L-Wert ausgebildet ist, wobei jede Induktivität bzw. Spule mit einem gemeinsamen Ausgang eines Schmitttrigger-ICs bzw. Logik-Gatter-Gruppe 111, 112, 113, 114 verbunden ist. Die andere Seite der Spule ist mit einem gemeinsamen Resonanz-Kondensator Cres verbunden. Die Induktivität der einzelnen Spulen ist so gewählt, dass die Parallelschaltung der Spulen in Kombination mit dem Resonanz-Kondensator die gewünschte Resonanzfrequenz ergibt.
Ein solches Vorgehen hat unter anderem auch den Vorteil, dass die für höhere Modulationsfrequenzen notwendigen kleinen Induktivitäten durch die vorgeschlagene Parallelschaltung größer gewählt und insofern einfacher hergestellt werden können.
Ferner reduzieren die parallel geschalteten Induktivitäten eventuelle Querströme zwischen den IC 111, 112, 113, 114 in den Schaltflanken. Somit können insbesondere Querströme, die durch ungleiche ICs beispielsweise aufgrund unterschiedlicher Herstellung verursacht sind, kompensiert werden. Schaltet beispielsweise ein Ausgang etwas früher als die übrigen Ausgänge der anderen Schmitttrigger liegt zwischen den Ausgängen die doppelte Induktivität also 2 × 4 L = 8 L. Durch diese Verschaltung wird somit der sinusförmige Resonanzstrom gleichmäßig auf alle ICs verteilt, so dass alle vier ICs gleich stark belastet werden.
Dies erlaubt einer Steigerung der Leistung der Beleuchtung durch eine einfache Parallel-Schaltung von preiswerten Bauteilen. Insbesondere können auch Bauteile von verschiedenen Herstellern gemischt verwendet werden, die trotz ihrer Ungleichheit entsprechend der erfindungsgemäßen Schaltung gleich stark belastet werden.
Darüber hinaus verhält sich diese Schaltung robuster gegenüber Fehlansteuerungen, so dass im Falle eines Softwarefehlers keine Bauteile beschädigt werden können.
Weiterhin arbeitet die Schaltung bereits kurz nach dem Einschalten stabil, so dass Pausen zwischen den Messzeiten ggf. verkürzt werden können.
11 zeigt eine weitere multiresonante Variante, mit drei parallel angeordneten seriellen Schwingkreisen, mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen. Abhängig von dem treibenden Taktsignal M(a) des Modulators 30 ist nur der serielle Schwingkreis niederohmig und somit wirksam, der in Resonanz mit der treibenden Taktfrequenz M(a) steht. So ist es vorteilhaft möglich, dass ohne ein direktes Umschalten des Beleuchtungstreibers 100 und nur durch veränderte Modulationsfrequenzen diese multiresonante Beleuchtung mit unterschiedlichen Betriebsfrequenzen betrieben werden kann.
Die Verwendung von mindestens zwei verschiedenen Modulations-Frequenzen erlaubt es aufgrund von Beseitigung von Mehrdeutigkeiten die Entfernungsbestimmung zu verbessern.
12 entspricht im Wesentlichen dem Ausführungsbeispiel gemäß 7, wobei dem Schmitttrigger nachfolgend eine MOSFET-Schaltung angeordnet ist. Die MOSFET-Schaltung weist zwei im Gegentakt arbeitende MOSFETs auf, wobei die Source des einen MOSFET mit einer Versorgungsspannung Vdd und die Source des anderen MOSFET mit einem Bezugs- bzw. Massepotential verbunden ist. Die Gates der beiden MOSFETs sind mit dem Ausgang des Schmitttrigers und die Drains mit dem seriellen Schwingkreis verbunden. Dieser Aufbau entspricht grundsätzlich dem Aufbau eines Schaltverstärkers, wobei im Unterschied zu den vorgenannten Ausführungsbeispielen bei einem diskreten des Logik-Gatters mit Hilfe von diskreten Leistungsbauelementen höhere Ströme und insbesondere höhere Spannungen realisiert werden können.
13 zeigt eine weitere Ausführung der Schaltung gemäß 13, bei der die beiden MOSFETs mit einem Gegentaktsignal angesteuert werden. Das Taktsignal vom Modulator 30 auf zwei EXOR-Glieder aufgeprägt, wobei das eine Glied das Taktsignal im Gegentakt und das andere Glied das Taktsignal im Gleichtakt auf jeweils drei parallel geschalteten Schmitttriggern ausgibt. Die Ausgänge der Schmitttrigger sind über zwei 1:1-Transformatoren bzw. 1:1-Übertragern miteinander verbunden. Zwischen den Übertragern ist ein Koppelkondensator angeordnet. Der Übertrager der mit dem ersten MOSFET a verbunden ist, ist gleichsinnig und der zweite Übertrager, der mit dem zweiten MOSFET b verbunden ist, ist gegensinnig gewickelt. Durch diese Verschaltung ist gewährleistet, dass immer nur ein MOSFET schaltet und zu keiner Zeit beide durchschalten. Parallel zu den Drain-D und Sourceanschlüssen S der beiden MOSFETs sind Schutzdioden D1, D2 geschaltet, um ggf. Spannungsspitzen aufzufangen.
Die Source S des ersten MOSFET a und die Drain D des zweiten MOSFET sind gemeinsam mit den Spulen von drei parallel geschalteten seriellen Schwingkreisen f1, f2, f3 verbunden. Wie bereits beschrieben erlaubt diese Anordnung ein Betrieb für drei spezifizierte Modulationsfrequenzen.
Die Kondensator-Seiten der seriellen Schwingkreise sind gemeinsam mit einer ersten Kathode der ersten Leuchtdiode einer Leuchtdiodenkette verbunden. Analog der vorgenannten Ausführungsbeispiele wird zwischen den seriellen Schwingkreise und der Leuchtdiodenkette ein Gleichstrom Idc über eine Drossel DR aufgeprägt. Der gewünschte Strom wird über eine Gleichstromquelle I_konst eingestellt.
Am Ende der Leuchtdiodenkette ist ein Shunt r vorgesehen über den der LED-Strom von einer Spannungsregelung 117 erfasst wird. Abhängig vom gemessenen Strom wird die Betriebsspannung +Ub, die über die MOSFETs geschaltet wird, geregelt.
Die Drossel kann alternativ auch durch mehrere seriell geschaltete Parallel-Schwingkreise ersetzt werden.
Die Hauptgedanken der bisher gezeigten Schaltungen lässt sich wie folgt zusammenfassen:
Da der Schaltverstärker 110 mit der Last (LED´s, Laser-Dioden) über einen seriellen Schwingkreis verbunden ist, wird der Schaltverstärker nur sinusförmig mit der Grundwelle belastet. Der Schaltverstärker, schaltet nur stromlos im Null-Durchgang des Resonanz-Stroms, somit entstehen fast keine Schaltverluste. Das ist bei höheren Modulationsfrequenzen mit sehr vielen Schaltvorgängen pro Sekunde besonders wichtig.
Der Schwingkreis muss stets geschlossen sein, das bedeutet der Schaltverstärker bzw. die HF-Endstufe muss stets einen niederohmigen Ausgang haben und die Last (LED´s, Laser-Dioden) müssen für beide Wechsel-Strom-Halbwellen niederohmig sein. Mit einem Vorstrom bzw. Ruhestrom, hat eine LED keine Ansprech-Schwelle und hat einen sehr kleinen differentiellen Widerstand. Ohne Ruhestrom bei kurzer LED-Kette, vorzugsweise mit einer Schottky-Diode antiparallel zu der LED-Kette für die andere Halbwelle, könnte man beispielsweise eine verzerrte Sinus-Halbwelle senden.
Diese Verzerrung (ein Knick) lässt sich mit einem parallel geschalteten Kondensator reduzieren. Bevorzugt wird die verzerrungsarme Schaltung mit einem Ruhestrom über eine Drossel versorgt. Wird an der Stelle der Drossel ein oder mehrere parallele Schwingkreise verwendet, kann die Einschwingzeit weiter reduziert werden, so dass nach Schaltpausen fast keine Einschwingzeit benötigt wird und somit die Anordnung sofort messbereit ist.
Die Drossel DR kann ggf. mit dem Resonanzkondensator Cres beim Einschalten einen unerwünschten LC-Kreis bilden, der beim Einschalten angestoßen wird. Die Drossel benötigt für die gleiche Impedanz einen größeren L-Wert als die Induktivität im parallelen LC-Kreis, und benötigt daher die längere Einschwingzeit beim Einschalten nach einer Pause.
Für mehrere Modulations-Frequenzen für eindeutige hoch auflösende Entfernungs-Bestimmungen lassen sich mehrere serielle Schwingkreise einfach parallel schalten.
Die parallelen LC-Kreise an der Stelle der Drossel lassen sich für mehrere Modulations-Frequenzen einfach seriell schalten. Bei Verwendung einer Drossel DR ist eine ausreichend hoher Impedanz für die niedrigste Modulations-Frequenz vorzusehen, damit der HF-Strom nicht in die DC-Stromquelle fließt.
Eine Aufsplittung der Resonanz-Spule in mehrere Teil-Induktivitäten mit mehrfachem L-Wert unterdrückt Querströme in den Schalt-Flanken bei Parallel-Schaltungen von ungleichen ICs, z.B. bei ICs von unterschiedlichen Herstellern oder aus unterschiedlichen Chargen. Diese Teil-Induktivitäten sind für die Resonanz parallel, aber für eventuelle Querströme sind sie seriell. Der mehrfache L-Wert von diesen Teil-Induktivitäten ist insbesondere bei hohen Modulations-Frequenzen interessant. Ohne die Induktivität-Aufsplittung, also mit nur einer Spule wird für eine Modulations-Frequenz von 60 MHz typischerweise nur eine einzige Windung benötigt. Für noch höhere Frequenzen reicht schon die Leiterbahn als Spule aus, die aber aus mechanischen Gründen eine Mindestlänge benötigt. Mit den Teilinduktivitäten benötigt man bei hohen Frequenzen einige wenige Windungen, die sich als geätzte Spule auf der Leiterplatte realisieren lassen.
14 zeigt eine weitere Schaltungsvariante, die im Wesentlichen der in 11 gezeigten Schaltung entspricht, jedoch mit einer zusätzlichen Pausenschaltung 200 und einem Beleuchtungsschalter 210. Die Pausenschaltung 200 ist über einen Kondensator mit einem Ausgang des Schaltverstärkers 100 bzw. im dargestellten Beispiel mit einem Ausgang einer Logik-Gatter-Gruppe 111 verbunden.
Bei einem Betrieb mit mehreren Modulationsfrequenzen liegt am Ausgang des Schaltverstärkers 110 bzw. der einzelnen Logik-Gatter-Gruppen 111, 112, 113, 114 beispielsweise ein Signal gem. 15 an, wobei die Frequenz der Modulation von der ersten über die zweite zur dritten Modulationsfrequenz f1, f2, f3 abnimmt. In einer Messsequenz werden die drei verschiedenen Modulationfrequenz f1, f2, f3 in drei Paketen unterbrochen von kurzen Pausen erzeugt und ausgesendet. Zwischen den Messsequenzen ist eine lange Pause vorgesehen.
Die Pausenschaltung gem. 14 ist so ausgestaltet, dass die Beleuchtung 10 über einen Schalter 210 und vorzugsweise auch die Gleichstromversorgung 130 in den langen Pausen ausgeschaltet wird. Ein Ausgang einer Logik-Gatter-Gruppe 111 ist über einen Kondensator und zwei Widerstände mit dem Bezugspotential verbunden. Der Mittelabgriff zwischen den beiden Widerständen ist auf die Basis eines ersten Transistors 201 und auf den Emitter eines zweiten Transistors 202 geführt. Der Emitter des ersten Transistors 201 ist mit der Basis des zweiten Transistors 202 verbunden während der Kollektor des zweiten Transistors 202 mit der Basis eines dritten Transistors 203 verbunden ist. Der Emitter des dritten Transistors 203 liegt über einen Widerstand ein einer Versorgungsspannung von +5V und der Kollektor am Bezugspotential. Parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke ist ein RC-Glied angeordnet, wobei der Emitter des dritten Transistors mit einem Eingang eines invertierenden Schmitttriggers verbunden ist.
16 zeigt typische Spannungsverläufe bei einem Betrieb der Pausenschaltung 200. Die obere Kurve zeigt eine Eingangsspannung Uac, die am Mittelabgriff zwischen beiden Widerständen abgegriffen werden kann. Bei Vorliegen einer Modulation liegt auch am Mittelabgriff eine Wechselspannung an, während in den Modulationspausen die Wechselspannung auf eine Gleichspannung aufgrund des sich entladenen Kondensators abfällt.
Die untere Kurve zeigt eine Kondensatorspannung Uc des dem dritten Transistor 203 parallel geschalteten RC-Glieds. Bei Vorliegen eine Wechselspannung Uac wird bei einer positiven Halbwelle der dritte Transistor 203 über die Kaskade des ersten und zweiten Transistors 201, 202 durchgeschaltet, so dass das RC-Glied mit dem Bezugspotential verbunden ist und entladen wird. Die Kondensatorspannung Uc liegt somit bei Vorliegen eine Wechselspannung bei 0 V. Fällt in den Modulationspausen die Wechselspannung Uac am Mittelabgriff auf 0 V Gleichspannung ab, so ist der dritte Transistor 203 gesperrt und der Kondensator des RC-Glieds lädt sich auf die Versorgungsspannung von +5 V auf.
Die gewünschte Aufladezeit bzw. Zeitkonstante kann in bekannter Weise durch geeignete Wahl des Widerstands und/oder der Kapazität eingestellt werden.
Übersteigt die Kondensatorspannung Uc eine am nachfolgenden Schmitttrigger eingestellte Triggerschwelle schaltet der invertierende Schmitttrigger um; d.h. in den langen Modulationspausen zwischen den Messsequenzen liegt am Eingang des invertierenden Schmitttrigger ein High-Signal H und demzufolge am Ausgang ein Low-Signal L an. Das Low-Signal L liegt auch am Gate G des Schalters 210, der hier beispielhaft als MOSFET ausgebildet ist, an und unterbricht den Strompfad der Beleuchtung. Bei Vorliegen einer Modulation wird der Strompfad entsprechend geschlossen.
Ferner wird das Low-Signal auch der Gleichstromquelle 130 übermittelt, die entsprechend des anliegenden Low- bzw. High-Signals aus bzw. eingeschaltet wird.
In einer weiteren nicht gezeigten Ausführung ist es ferner denkbar, die Pausenschaltung 200 direkt mit dem Modulator 30 zu verbinden. Um den Taktgenerator des Modulators 30 nicht zu belasten, kann die Pausenschaltung 200 beispielsweise einen eigenen Signalverstärker aufweisen.
Selbstverständlich ist die Pausenschaltung nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel gem. 14 beschränkt, sondern funktioniert auch mit allen übrigen Schaltungsvarianten. Insbesondere arbeitet die Schaltung auch mit einer einzigen oder auch mit einer Vielzahl von Modulationsfrequenzen.
Auch sind weitere Schaltungsvarianten der Pausenschaltung denkbar, die so ausgebildet sind, dass in Abhängigkeit eines modulierten bzw. nicht modulierten Eingangssignals, die Beleuchtung ein- bzw. ausgeschaltet wird.
Bezugszeichenliste

10: Sendeeinheit
12: Beleuchtungslichtquelle, Lichtquelle
15: Strahlformungsoptik
20: Empfangseinheit, TOF-Kamera
22: Lichtlaufzeitsensor
23: Lichtlaufzeitpixel, Pixel
25: Empfangsoptik
30: Modulator
40: Objekt
50: Optik
100: Beleuchtungstreiber
110: Schaltverstärker
120: Resonator, Schwingkreis
130: Gleichstromquelle
200: Pausenschaltung
201: erster Transistor
202: zweiter Transistor
203: dritter Transistor
210: Beleuchtungsschalter
400: Auslesevorrichtung
q: Ladungen
Gam, G0, Gbm: Modulationsphotogate
Ga, Gb: Akkumulationsgate
q: Ladungen
qa, qb: Ladungen am Akkumulationsgate Ga, Gb
a: Taktsignal
S(a): intensitätsmoduliertes Sendesignal
S(b): Empfangssignal
M(a): Takt

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

EP 1777747 [0002]
DE 19704496 [0002, 0035]
DE 19704496 C2 [0039]

Claims

Beleuchtung (10) für eine Lichtlaufzeitkamera (20), mit einem Schaltverstärker (110) zur Verstärkung eines Eingangssignal (M(a)), und mit einem Schalter (210) zum Schalten eines Strompfads der Beleuchtung (10), dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltverstärker (110) über einen Resonator (120) mit einer Lichtquelle (12) der Beleuchtung (10) und der Schalter (210) der Beleuchtung mit einer Pausenschaltung (200) verbunden ist, wobei die Pausenschaltung (200) derart ausgestaltet ist, dass die Pausenschaltung (200) den Schalter (210) der Beleuchtung (10) in Abhängigkeit des Eingangssignals (M(a)) ansteuert.
Beleuchtung (10) nach Anspruch 1, bei dem die Pausenschaltung (200) bei Vorliegen eines modulierten Eingangssignals (M(a)) den Strompfad der Beleuchtung über den Schalter (210) schließt und bei einer Modulationspause, die eine vorgegebene Zeitdauer übersteigt, den Strompfad öffnet.
Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Pausenschaltung (210) mit einem Signalausgang des Schaltverstärker (110) zum Abgriff eines verstärkten Eingangssignals (M(a)) verbunden ist
Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Resonator (120) einen seriellen Schwingkreis oder mehrere parallel geschaltete serielle Schwingkreise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen (f1, f2, f3) aufweist.
Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer Gleichstromquelle (130) zur Bereitstellung eines Ruhestroms (Idc), die über ein frequenzselektives Element (DR), insbesondere einer Drossel oder einem Parallelschwingkreis, mit der Lichtquelle (12) verbunden ist.
Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Schaltverstärker (110) aus zwei MOSFET-Transistoren aufgebaut ist, die zwischen einer Versorgungsspannung (+Ub) und einem Bezugspotential (GND) schalten.
Beleuchtung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Schaltverstärker (110) aus mehreren parallel geschalteten Logik-Gattern aufgebaut ist.
Beleuchtung (10) nach Anspruch 5, bei dem die Induktivität des seriellen Schwingkreises auf mehrere Spulen aufgeteilt ist und die Anzahl der Spulen der Anzahl der parallel geschalteten Logik-Gatter-Gruppen entspricht, wobei jede Spule mit einer Logik-Gatter-Gruppe verbunden ist.
Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem ersten und zweiten Schaltverstärkern (110, 111), wobei der erste Schaltverstärker (110) über einen ersten Resonator (120) mit einer ersten Seite der Lichtquelle (12) und der zweite Schaltverstärker (111), der im Gegentakt arbeitet, über einen zweiten Resonator (121) mit einer zweiten Seite der Lichtquelle (12) verbunden ist.
Lichtlaufzeitkamerasystem (1) mit einer Beleuchtung (10) nach dem vorhergehenden Anspruch, bei dem ein Modulator (30) mit dem Schaltverstärker (110) der Beleuchtung (10) und mit einer Lichtlaufzeitkamera (20) verbunden ist.