WO2013000697A1 - Beleuchtung fuer eine lichtlaufzeitkamera - Google Patents

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WO2013000697A1
WO2013000697A1 PCT/EP2012/061039 EP2012061039W WO2013000697A1 WO 2013000697 A1 WO2013000697 A1 WO 2013000697A1 EP 2012061039 W EP2012061039 W EP 2012061039W WO 2013000697 A1 WO2013000697 A1 WO 2013000697A1
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lighting
switching amplifier
light
resonator
parallel
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PCT/EP2012/061039
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Inventor
Jaromir Palata
Gregor Keller
Javier Massanell
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Ifm Electronic Gmbh
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/483—Details of pulse systems
    • G01S7/484—Transmitters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/88—Lidar systems specially adapted for specific applications
    • G01S17/89—Lidar systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S17/894—3D imaging with simultaneous measurement of time-of-flight at a 2D array of receiver pixels, e.g. time-of-flight cameras or flash lidar

Definitions

  • the invention relates to a light cycle camera and a method for operating such according to the species of the independent claims.
  • the time-of-flight camera system or the time-of-flight camera should not only include systems which determine distances directly from the time of light, but in particular also all the time of flight or 3D TOF camera systems that transmit, reflected and propagate time information from the phase shift of the modulation frequency of an amplitude-modulated one receive received radiation.
  • PMD cameras with photonic mixer detectors are suitable as the light propagation time or 3D TOF cameras, as they are inter alia. described in the applications EP 1 777 747 and DE 197 04 496 and are available for example from the company, ifm electronic gmbh 'under the name O3D.
  • the PMD camera allows a flexible arrangement of the light source and the detector, which can be arranged both in a housing and separately.
  • the term camera or camera system should also encompass cameras or devices with at least one receiving pixel, such as, for example, the distance measuring device O1D of the Applicant.
  • the object of the invention is to improve the reliability and accuracy of the distance measurements of a light runtime camera.
  • the object is achieved in an advantageous manner by the illumination according to the invention.
  • a lighting for a light runtime camera is provided with a switching amplifier for amplifying a modulated input signal, wherein the switching amplifier is connected via a resonator with a light source of illumination.
  • the illumination can be subjected to a sinusoidal current starting from a rectangularly modulated input signal using a resonator.
  • the interference radiation of harmonics is largely prevented by the sinusoidal control.
  • costs and costs for the shielding and filtering to meet EMC requirements can be reduced.
  • the light sources can follow a sinusoidal signal better than a rectangular signal, so that the light sources can be driven with a higher modulation frequency, which can further improve the resolution and thus the accuracy and reliability of the distance measurement.
  • the resonator of the lighting driver is designed as a serial resonant circuit.
  • the resonator of the lighting driver is designed as a serial resonant circuit.
  • This approach has the advantage that only a significant output signal is available at the light sources if the modulating signal has a frequency which corresponds to a resonant frequency of the resonator.
  • the lighting has a direct current source for providing a quiescent current, wherein the direct current source is connected to the light source via a frequency-selective element, in particular a choke or a parallel resonant circuit.
  • a frequency-selective element in particular a choke or a parallel resonant circuit.
  • the switching amplifier is constructed from two MOSFET transistors, wherein the two transistors switch between a supply voltage and a reference potential.
  • This arrangement has the particular advantage that, depending on the design of the transistors, higher supply voltages can be applied than is possible, for example, with logic components, in particular a Schmitt trigger.
  • the switching amplifier from a plurality of logic gates connected in parallel.
  • logic gates in particular Schmitt triggers, allows the construction of simple and inexpensive circuits.
  • a lighting with a first and second switching amplifier wherein the first switching amplifier via a first resonator connected to a first side of the light source and the second switching amplifier, which works in push-pull, via a second resonator with a second side of the light source is.
  • Such an arrangement has the advantage that on the output side of the two resonators, a sine wave signal can be tapped in push-pull, so that over the connected light source a doubled peak voltage drops.
  • a Lichtlaufzeitnsystem is provided with an aforementioned illumination, in which a modulator is connected to the switching amplifier of the lighting and with a light runtime camera.
  • FIG. 1 shows the basic principle of a time-of-flight camera according to the PMD principle
  • FIG. 2 shows a modulated integration of the runtime-shifted generated charge carriers
  • FIG. 3 shows a basic structure of a light transit time sensor
  • FIG. 4 shows a camera system according to the invention with an illumination driver
  • FIG. 5 shows a modulated integration of sinusoidal signals
  • FIG. 6 shows a basic structure of an illumination driver according to the invention
  • FIG. 7 shows a possible circuit of an illumination driver
  • FIG. 8 schematically shows a U and I profile of the lighting driver
  • FIG. 9 shows a lighting driver with high power supply
  • FIG. 10 shows a lighting driver with parallel current paths
  • FIG. 1 shows the basic principle of a time-of-flight camera according to the PMD principle
  • FIG. 2 shows a modulated integration of the runtime-shifted generated charge carriers
  • FIG. 3 shows a basic structure of a light transit time sensor
  • FIG. 4 shows a camera system according to the invention with an illumination driver
  • FIG. 11 shows a multiresonant illumination driver with resonant circuits of different resonant frequency
  • Figure 12 shows a lighting driver with two drivers in push-pull
  • FIG. 13 shows an illumination driver with a MOSFET circuit
  • Figure 14 shows another embodiment with a MOSFET circuit.
  • FIG. 1 shows a measurement situation for an optical distance measurement with a light transit time camera, as is known, for example, from DE 197 04 496.
  • the light transit time camera system 1 comprises a transmission unit or an illumination module 10 with an illumination light source 12 and associated beam shaping optics 15, and a reception unit or TOF camera 20 with a reception optics 25 and a light transit time sensor 22.
  • the light transit time sensor 22 has at least one pixel, but preferably a pixel array, and in particular is designed as a PMD sensor.
  • the receiving optic 25 typically consists of improving the imaging characteristics of a plurality of optical elements.
  • the beam-shaping optical system 15 of the transmitting unit 10 is preferably designed as a reflector. However, it is also possible to use diffractive elements or combinations of reflective and diffractive elements.
  • the measurement principle of this arrangement is essentially based on the fact that, based on the phase shift of the emitted and received light, the transit time of the emitted and reflected light can be determined.
  • the light source 12 and the light transit time sensor 22 are acted upon by a modulator 30 together with a modulation signal M (a) having a specific modulation frequency and a first phase position a.
  • the light source 12 transmits an amplitude-modulated signal S (a) with the phase a.
  • this signal or the electromagnetic radiation is reflected by an object 40 and impinges on the light transit time sensor 22 as a correspondingly phase-shifted signal S (b) with a second phase position b in the time-of-flight sensor 22.
  • the upper curve shows the time profile of the modulation signal M (a) with which the illumination 12 and the light transit time sensor 22 are controlled.
  • the light S (b) reflected by the object 40 strikes the light transit time sensor 22 out of phase according to its light transit time t L.
  • the transit time sensor 22 collects the photonically generated charges q in a first accumulation gate Ga during the first half of the modulation period and in a second half in the second half Accumulation gate Gb.
  • the charges are typically collected or integrated over several modulation periods. From the ratio of the charges qa, qb collected in the first and second gate Ga, Gb, the phase shift and thus a distance of the object can be determined.
  • FIG. 3 shows a cross-section through a pixel of a photonic mixer as is known, for example, from DE 197 04 496 C2.
  • the middle modulation photogates Gam, G0, Gbm form the light-sensitive area of a PMD pixel.
  • the photonically generated charges q are directed to either one or the other accumulation gate Ga, Gb.
  • FIG. 3b shows a potential curve in which the charges q are tapped off in the direction of the first accumulation gate Ga, while the potential according to FIG. 3c allows the charge q to flow in the direction of the second accumulation gate Gb.
  • the potentials are specified according to the applied modulation frequency.
  • the modulation frequencies are preferably in a range of 1 to 100 MHz. At a modulation frequency of, for example, 1 MHz results in a period of one microsecond, so that the modulation potential changes accordingly every 500 nanoseconds.
  • FIG. 3 a further shows a read-out device 400 which, if appropriate, may already be part of a PMOS photosensor configured as a CMOS.
  • the accumulation gates Ga, Gb designed as capacitances integrate the photonically generated charges over a large number of modulation periods.
  • the voltage then applied to the gates Ga, Gb can be tapped, for example, via the readout device 400 with high resistance.
  • the integration times are preferably to be selected such that the light transit time sensor or the accumulation gates and / or the light-sensitive areas do not saturate for the expected amount of light.
  • FIG. 4 shows a light cycle time camera system 1 according to FIG. 1 with an illumination driver 100 according to the invention.
  • the illumination driver 100 is arranged between the modulator 30 and the transmitting unit 10 and generates a sinusoidal signal corresponding to the applied modulation signal M (a) in phase and frequency.
  • the transmitting unit 10 or the light sources 12 sends out a correspondingly intensity-modulated, sinusoidal transmission signal S (a), which occurs reflected on the light transit time sensor 22 as a correspondingly phase-shifted signal S (b) due to the traveled distance.
  • the sine wave modulation has the advantage that virtually no interfering harmonics are generated. Furthermore, precisely defined and undistorted pulse shapes can thus be achieved, and the problems associated with square-wave modulation, such as those caused by square-wave modulation, can be achieved. harmonics to vibrate induced tracks and the consequent pulse distortions are avoided.
  • FIG. 5 essentially corresponds to the phase mixture already shown in FIG.
  • the clock signal M (a) is still rectangular in shape and essentially drives the potentials of the accumulation gates (Ga, Gb) substantially unchanged.
  • the transmission signal S (a) and the reception signal S (b) are sinusoidal. Accordingly, the accumulation gates Ga, Gb of the light transit time sensor 22 are subjected to a sinusoidal profile of the received signal S (b). As a result, the charge ratio of the two accumulation gates is still correlated with the phase shift despite the different intensity profile.
  • FIG. 6 shows a basic structure of an illumination driver 100 according to the invention.
  • the clock signal M (a) of the modulator 30 is present at the input of the illumination driver 100, receives a current amplification via a switching amplifier 110 and is subsequently changed in its signal form via the resonator 120, in particular sinusoidally. and raised via the DC power supply 130 to a suitable level for the subsequent lighting 10 current level.
  • the modulator 30 provides the clock signal, wherein the subsequent switching amplifier 110 amplifies this signal in the stream and provides the resonator 120 at a preferably low-impedance output.
  • the current level provided by the DC power supply 130 is preferably set in accordance with a quiescent current desired for the lighting or light sources. The quiescent current is reduced by the negative current half-wave and increased by the positive. The current drawn by the negative half-wave is returned by the positive half wave again from the positive half wave.
  • the resonance capacitor acts like a coupling capacitor.
  • FIG. 7 shows a possible technical realization of the lighting driver according to the invention according to FIG. 6.
  • the switching amplifier 110 is designed here as a Schmitt trigger with a voltage supply 115.
  • a corresponding current amplified signal with which the resonator 120, here executed as a serial resonant circuit, is driven.
  • the resonant frequency of the resonant circuit 120 is preferably tuned to coincide with the modulation frequency of the modulation signal M (a).
  • a sinusoidal alternating current signal Iac can be tapped off at the output of the serial resonant circuit.
  • the alternating current Iac can be shifted with a DC component Idc according to the predetermined constant current in the DC component.
  • the sum of these currents Iac + Idc of the subsequent illumination 10 is available.
  • the choke DR of the DC power supply 130 essentially serves as an AC resistance to mask out the high-frequency drive signal component from the DC power source, and may also be formed as a parallel resonant circuit having a resonant frequency corresponding to the driving modulation frequency.
  • the voltage applied to the light source 10 is essentially predetermined by the voltage source 115 of the switching amplifier 110 and may possibly be set within limits by the ground capacitor Cgnd following the resonator 120.
  • the resonant frequency does not change with a Cgnd change because the differential resistance of the energized LED or laser diode is very small (a few milli-ohms) and the AC voltage U ac at it is ten orders of magnitude smaller than the AC voltage U ac the resonant capacitor (50Vss).
  • the proposed circuit makes it possible to minimize the switching losses occurring in conventional RF output stages. Thus, the power consumption and accordingly also the heating can be reduced, especially at higher modulation frequencies.
  • the switching amplifier 110 can also be generally understood as a logic gate that switches in response to an input signal.
  • FIG. 8 schematically shows the time profile of the input and output signals of the illumination driver 100 and an envelope of the transmitted light S (a).
  • the upper curve shows the clock signal M (a) with the phase a applied to the input of the illumination driver 100.
  • This clock signal M (a) is amplified via the switching amplifier 110 as described above and formed sinusoidally via the resonator 120.
  • the alternating current signal Iac is shifted over the DC current source 130, Idc in the course so that the minimum values of the alternating current Iac + Idc are above a current minimum Imin.
  • the current threshold of the diode could be set as the current minimum Imin.
  • FIG. 9 shows a further embodiment of the illumination driver 100, in which four ICs or logic gate groups 111, 112, 113, 114, each with 6 Schmitt triggers, are connected in parallel to increase the current. Each IC contributes to a quarter Iac / 4 of the total AC Iac.
  • the Schmitt trigger is connected in parallel by connecting all inputs of the Schmitt trigger to the modulation signal input.
  • the modulation signal input is typically directly connected directly to the modulator 30.
  • a phase shifter is arranged. With the phase shifter, for example, the modulation phase of the illumination can be shifted relative to the phase with which the receiving unit 20 is driven for different measuring tasks.
  • the outputs of the Schmitt triggers are all on the input node of the subsequent resonator 120.
  • the Schmitttrigger are preferably designed as a commercial component.
  • an IC 74AC14 could be used here, with six Schmitt triggers integrated in one component.
  • the power supply 115 thus supplies in each case a component or IC with six Schmitttriggern.
  • the Schmitt triggers can be both invert and non-inverting.
  • diodes D preferably Schottky diodes, respectively in the reverse direction connected to ground and secured against the voltage source 115. Adjusting voltage peaks, for example during a current interruption at the inductance, may possibly be derived via these diodes.
  • FIG. 10 shows a further variant according to FIG. 9, in which the series resonant circuit is designed with four parallel inductances with a quadruple L value, each inductor or coil having a common output of a Schmitt trigger IC or logic gate group 111, 112, 113, 114 is connected. The other side of the coil is connected to a common resonant capacitor Cres. The inductance of the individual coils is selected so that the parallel connection of the coils in combination with the resonance capacitor results in the desired resonance frequency.
  • such an approach also has the advantage that the small inductances necessary for higher modulation frequencies can be selected larger by the proposed parallel connection and can thus be manufactured more simply.
  • the parallel-connected inductors reduce any cross-currents between the IC 111, 112, 113, 114 in the switching edges.
  • this circuit behaves more robust against faulty controls, so that in case of a software error, no components can be damaged.
  • the circuit already operates stable shortly after switching on, so that pauses between the measuring times can possibly be shortened.
  • FIG. 11 shows another multiresonant variant, with three serial resonant circuits arranged in parallel, with different resonance frequencies.
  • the series resonant circuit is low-resistance and thus effective, which is in resonance with the driving clock frequency M (a).
  • this multiresonant illumination can be operated with different operating frequencies.
  • FIG. 12 shows a further variant in which the input signal M (a) in the input of the illumination driver is inverted once in phase with two EXOR having the same cycle time and once impressed on two parallel illumination drivers 100 with a common current source 130, so that as a result voltage signal Uac applied to the illumination is twice as high.
  • a first Schmitt trigger group is applied to the input with an inverted clock signal and a second Schmitttrigger group with a non-inverted.
  • the output signal of the two groups is phase-shifted by 180 ° and the available difference doubles the voltage signal Uac, which for example allows a doubling of the length of an LED chain and / or the use of LEDs with greater differential resistance.
  • the first Schmitttrigger group is connected to an input and the second to an output of the light source, so that above the light source (LED chain) is present twice the voltage and a twice as high current can be achieved in the light sources.
  • Against ground and against the power source of the resonant circuit and the light source are each decoupled high-frequency with a throttle.
  • FIG. 13 essentially corresponds to the exemplary embodiment according to FIG. 7, wherein the Schmitt trigger is subsequently arranged with a MOSFET circuit.
  • the MOSFET circuit has two push-pull MOSFETs, wherein the source of one MOSFET is connected to a supply voltage Vdd and the source of the other MOSFET is connected to a reference or ground potential.
  • the gates of the two MOSFETs are connected to the output of the Schmitttriger and the drains to the serial resonant circuit.
  • This structure basically corresponds to the structure of a switching amplifier, wherein, in contrast to the aforementioned embodiments, higher currents and in particular higher voltages can be realized in the case of a discrete of the logic gate with the aid of discrete power components.
  • FIG 14 shows a further embodiment of the circuit according to Figure 13, in which the two MOSFETs are driven by a push-pull signal.
  • the clock signal from the modulator 30 impressed on two EXOR members, wherein the one member outputs the clock signal in push-pull and the other member outputs the clock signal in common mode on each of three parallel Schmitt triggers.
  • the outputs of the Schmitttrigger are connected to each other via two 1: 1 transformers or 1: 1 transformers. Between the transformers, a coupling capacitor is arranged.
  • the transformer which is connected to the first MOSFET a is in the same direction and the second transformer, which is connected to the second MOSFET b, is wound in opposite directions.
  • Protective diodes D1, D2 are connected in parallel with the drain D and source terminals S of the two MOSFETs, in order to absorb any voltage peaks.
  • the source S of the first MOSFET a and the drain D of the second MOSFET are connected in common with the coils of three parallel-connected series resonant circuits f1, f2, f3. As already described, this arrangement allows operation for three specified modulation frequencies.
  • the capacitor sides of the series resonant circuits are connected in common with a first cathode of the first LED of a light-emitting diode chain.
  • a direct current Idc is impressed via a choke DR between the series resonant circuits and the light-emitting diode chain.
  • the desired current is set via a DC power source I const .
  • a shunt r is provided via which the LED current is detected by a voltage regulation 117.
  • the operating voltage + Ub which is switched via the MOSFETs, is regulated.
  • the choke can also be replaced by several series-connected parallel resonant circuits.
  • the switching amplifier 110 is connected to the load (LEDs, laser diodes) via a serial resonant circuit, the switching amplifier is only sinusoidally loaded with the fundamental wave.
  • the switching amplifier only currentless in the zero-crossing of the resonance current, thus creating almost no switching losses. This is especially important at higher modulation frequencies with very many switching operations per second.
  • the resonant circuit must always be closed, which means the switching amplifier or the RF power amplifier must always have a low-impedance output and the load (LEDs, laser diodes) must be low impedance for both alternating current half-waves.
  • the load LEDs, laser diodes
  • With a bias current a LED has no response threshold and has a very small differential resistance. Without a quiescent current with a short LED chain, preferably with a Schottky diode in anti-parallel to the LED chain for the other half-wave, one could, for example, send a distorted sine half-wave.
  • This distortion (a kink) can be reduced with a parallel-connected capacitor.
  • the distortion-poor circuit is supplied with a quiescent current via a throttle. If one or more parallel resonant circuits are used at the location of the choke, the settling time can be further reduced, so that after a switching pause almost no settling time is required and the arrangement is therefore immediately ready for measurement.
  • the choke DR when turned on together with the cut-off capacitor of the DC power source, can form an unwanted LC circuit which is triggered when it is switched on.
  • the choke requires a larger L value for the same impedance than the inductance in the parallel LC circuit, and therefore requires the longer settling time at power up after a break.
  • the parallel LC circuits at the location of the choke can be simply serially switched for several modulation frequencies.
  • a choke DR When using a choke DR, provide a sufficiently high impedance for the lowest modulation frequency so that the RF current will not flow into the DC power source.
  • splitting the resonant coil into several multi-inductance inductors suppresses cross-currents in the switching edges in parallel circuits of dissimilar ICs, eg, ICs from different manufacturers or from different batches.
  • These partial inductors are parallel for resonance but for any cross currents they are serial.
  • the multiple L value of these partial inductors is particularly interesting at high modulation frequencies. Without inductance splitting, that is, with only one coil, a modulation frequency of 60 MHz typically requires only a single turn. For even higher frequencies, the conductor is sufficient as a coil, but requires a minimum length for mechanical reasons. With the partial inductances, a few turns are required at high frequencies, which can be realized as an etched coil on the printed circuit board.

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Abstract

Beleuchtung (10) für eine Lichtlaufzeitkamera (20), mit einem Schaltverstärker (110) zur Verstärkung eines modulierten Eingangssignal M(a), dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltverstärker (110) über einen Resonator (120) mit einer Lichtquelle (12) der Beleuchtung (10) verbunden ist.

Description

BELEUCHTUNG FUER EINE LICHTLAUFZEITKAMERA
Die Erfindung betrifft eine Lichtlaufzeitkamera und ein Verfahren zum Betreiben einer solchen nach Gattung der unabhängigen Ansprüche.
Mit Lichtlaufzeitkamerasystem bzw. Lichtlaufzeitkamera sollen nicht nur Systeme umfasst sein, die Entfernungen direkt aus der Lichtlaufzeit ermitteln, sondern insbesondere auch alle Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kamerasysteme, die eine Laufzeitinformation aus der Phasenverschiebung der Modulationsfrequenz einer in ihrer Amplitude modulierten emittierten, reflektierten und empfangenen Strahlung gewinnen. Als Lichtlaufzeit bzw. 3D-TOF-Kameras sind insbesondere PMD-Kameras mit Photomischdetektoren (PMD) geeignet, wie sie u.a. in den Anmeldungen EP 1 777 747 und DE 197 04 496 beschrieben und beispielsweise von der Firma ‚ifm electronic gmbh’ unter der Bezeichnung O3D zu beziehen sind. Die PMD-Kamera erlaubt insbesondere eine flexible Anordnung der Lichtquelle und des Detektors, die sowohl in einem Gehäuse als auch separat angeordnet werden können. Selbstverständlich sollen mit dem Begriff Kamera bzw. Kamerasystem auch Kameras bzw. Geräte mit mindestens einem Empfangspixel mit umfasst sein, wie beispielsweise das Entfernungsmessgerät O1D der Anmelderin.
Aufgabe der Erfindung ist es, die Zuverlässigkeit und Genauigkeit der Distanzmessungen einer Lichtlaufzeitkamera zu verbessern.
Die Aufgabe wird in vorteilhafter Weise durch die erfindungsgemäße Beleuchtung gelöst.
Vorteilhaft ist eine Beleuchtung für eine Lichtlaufzeitkamera mit einem Schaltverstärker zur Verstärkung eines modulierten Eingangssignals vorgesehen, bei der der Schaltverstärker über einen Resonator mit einer Lichtquelle der Beleuchtung verbunden ist. Ein derartiges Vorgehen hat den Vorteil, dass die Beleuchtung ausgehend von einem rechteckförmig modulierten Eingangssignal unter Verwendung eines Resonators mit einem sinusförmigen Strom beaufschlagt werden kann. Im Gegensatz zu einer rechteckförmigen Ansteuerung wird mit der sinusförmigen Ansteuerung die Störstrahlung von Oberwellen weitgehend verhindert. Somit lassen sich insbesondere auch Aufwand und Kosten für die Abschirmung und Filterung zur Erfüllung von EMV-Vorschriften reduzieren.
Des Weiteren können auch die Lichtquellen einem sinusförmigen Signal besser nachfolgen als einem Rechteck-Signal, so dass die Lichtquellen mit einer höheren Modulationsfrequenz angesteuert werden können, wodurch sich die Auflösung und somit auch die Genauigkeit und Zuverlässigkeit der Distanzmessung weiter verbessern lässt.
Vorteilhaft ist der Resonator des Beleuchtungstreibers als serieller Schwingkreis ausgebildet. Bei der Verwendung mehrerer Modulationsfrequenzen sind vorteilhaft mehrere parallelgeschaltete serielle Schwingkreise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen vorgesehen.
Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass an den Lichtquellen nur dann ein signifikantes Ausgangssignal zur Verfügung steht, wenn das modulierende Signal eine Frequenz aufweist, die einer Resonanzfrequenz des Resonators entspricht.
In einer bevorzugten Weiterbildung weist die Beleuchtung eine Gleichstromquelle zur Bereitstellung eines Ruhestroms auf, wobei die Gleichstromquelle über ein frequenzselektives Element, insbesondere einer Drossel oder einem Parallelschwingkreis, mit der Lichtquelle verbunden ist. Die Verwendung einer Drossel bzw. eines Parallelschwingkreis verhindert vorteilhaft die Belastung der Gleichstromquelle mit einem HF-Signals.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung ist der Schaltverstärker aus zwei MOSFET-Transistoren aufgebaut, wobei die beiden Transistoren zwischen einer Versorgungsspannung und einem Bezugspotenzial schalten. Dieser Anordnung hat insbesondere den Vorteil, dass je nach Bauart der Transistoren höhere Versorgungsspannungen angelegt werden können, als dies beispielsweise mit Logik-Bauelementen, insbesondere einem Schmitttrigger, möglich ist.
In einer weiteren Ausgestaltung ist es auch vorteilhaft möglich, den Schaltverstärker aus mehreren parallel geschalteten Logik-Gattern aufzubauen. Die Verwendung von Logik-Gattern, insbesondere Schmitttriggern, erlaubt den Aufbau einfacher und preisgünstiger Schaltungen.
Bei der Verwendung von Logik-Gattern ist es von Vorteil, die Induktivität des seriellen Schwingkreises auf mehrere Spulen aufzuteilen, wobei die Anzahl der Spulen der Anzahl der parallel geschalteten Logik-Gatter-Gruppen entspricht, wobei jede Spule mit einer Logik-Gatter-Gruppe verbunden ist. Dieses Vorgehen hat den Vorteil, dass bei eventuell ungleich arbeitenden Logik-Gattern eventuelle Querströme durch die Induktivitäten verhindert bzw. reduziert werden können.
In einer weiteren Ausgestaltung ist eine Beleuchtung mit einem ersten und zweiten Schaltverstärker vorgesehen, wobei der erste Schaltverstärker über einen ersten Resonator mit einer ersten Seite der Lichtquelle und der zweite Schaltverstärker, der im Gegentakt arbeitet, über einen zweiten Resonator mit einer zweiten Seite der Lichtquelle verbunden ist. Eine derartige Anordnung hat den Vorteil, dass an der Ausgangsseite der beiden Resonatoren ein Sinussignal im Gegentakt abgreifbar ist, so dass über der angeschlossenen Lichtquelle eine verdoppelte Spitzenspannung abfällt.
Ebenso vorteilhaft ist ein Lichtlaufzeitkamerasystem mit einer vorgenannten Beleuchtung vorgesehen, bei dem ein Modulator mit dem Schaltverstärker der Beleuchtung und mit einer Lichtlaufzeitkamera verbunden ist.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen schematisch:
Figur 1 das Grundprinzip einer Lichtlaufzeitkamera nach dem PMD-Prinzip,
Figur 2 eine modulierte Integration der laufzeitverschobenen erzeugten Ladungsträger,
Figur 3 einen prinzipiellen Aufbau eines Lichtlaufzeitsensors,
Figur 4 ein erfindungsgemäßes Kamerasystem mit einem Beleuchtungstreiber,
Figur 5 eine modulierte Integration sinusförmiger Signale,
Figur 6 einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers,
Figur 7 eine mögliche Schaltung eines Beleuchtungstreibers,
Figur 8 schematisch einen U- und I-Verlauf des Beleuchtungstreibers,
Figur 9 einen Beleuchtungstreiber mit hoher Strombereitstellung,
Figur 10 einen Beleuchtungstreiber mit parallelen Stromstrecken,
Figur 11 einen multiresonanten Beleuchtungstreiber mit Schwingkreisen unterschiedlicher Resonanzfrequenz,
Figur 12 einen Beleuchtungstreiber mit zwei Treibern im Gegentakt
Figur 13 einen Beleuchtungstreibern mit einer MOSFET-Schaltung,
Figur 14 ein weiteres Ausführungsbeispiel mit einer MOSFET-Schaltung.
Bei der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder vergleichbare Komponenten.
Figur 1 zeigt eine Messsituation für eine optische Entfernungsmessung mit einer Lichtlaufzeit-Kamera, wie sie beispielsweise aus der DE 197 04 496 bekannt ist.
Das Lichtlaufzeit-Kamerasystem 1 umfasst eine Sendeeinheit bzw. ein Beleuchtungsmodul 10 mit einer Beleuchtungslichtquelle 12 und einer dazugehörigen Strahlformungsoptik 15 sowie eine Empfangseinheit bzw. TOF-Kamera 20 mit einer Empfangsoptik 25 und einem Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 weist mindestens ein Pixel, vorzugsweise jedoch ein Pixel-Array, auf und ist insbesondere als PMD-Sensor ausgebildet. Die Empfangsoptik 25 besteht typischerweise zur Verbesserung der Abbildungseigenschaften aus mehreren optischen Elementen. Die Strahlformungsoptik 15 der Sendeeinheit 10 ist vorzugsweise als Reflektor ausgebildet. Es können jedoch auch diffraktive Elemente oder Kombinationen aus reflektierenden und diffraktiven Elementen eingesetzt werden.
Das Messprinzip dieser Anordnung basiert im Wesentlichen darauf, dass ausgehend von der Phasenverschiebung des emittierten und empfangenen Lichts die Laufzeit des emittierten und reflektierten Lichts ermittelt werden kann. Zu diesem Zwecke werden die Lichtquelle 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 über einen Modulator 30 gemeinsam mit einem Modulationssignal M(a) mit einer bestimmten Modulationsfrequenz und einer ersten Phasenlage a beaufschlagt. Entsprechend dem anliegenden Modulationssignal M(a) sendet die Lichtquelle 12 ein amplitudenmoduliertes Signal S(a) mit der Phase a aus. Dieses Signal bzw. die elektromagnetische Strahlung wird im dargestellten Fall von einem Objekt 40 reflektiert und trifft aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke als entsprechend phasenverschobenes Signal S(b) mit einer zweiten Phasenlage b auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Im Lichtlaufzeitsensor 22 wird das Modulationssignal M(a) mit der ersten Phasenlage a und das empfangene Signal S(b), das die laufzeitbedingte zweiten Phasenlage b aufweist, gemischt, wobei aus dem resultierenden Signal die Phasenverschiebung bzw. die Objektentfernung d ermittelt wird.
Dieses Grundprinzip ist schematisch in Figur 2 dargestellt. Die obere Kurve zeigt den zeitlichen Verlauf des Modulationssignals M(a) mit dem die Beleuchtung 12 und der Lichtlaufzeitsensor 22 angesteuert werden. Das vom Objekt 40 reflektierte Licht S(b) trifft entsprechend seiner Lichtlaufzeit tL phasenverschoben auf den Lichtlaufzeitsensor 22. Der Lichtlaufzeitsensor 22 sammelt die photonisch erzeugten Ladungen q während der ersten Hälfte der Modulationsperiode in einem ersten Akkumulationsgate Ga und in der zweiten Periodenhälfte in einem zweiten Akkumulationsgate Gb. Die Ladungen werden typischerweise über mehrere Modulationsperioden gesammelt bzw. integriert. Aus dem Verhältnis der im ersten und zweiten Gate Ga, Gb gesammelten Ladungen qa, qb lässt sich die Phasenverschiebung und somit eine Entfernung des Objekts bestimmen.
Figur 3 zeigt einen Querschnitt durch einen Pixel eines Photomischdetektors wie er beispielsweise aus der DE 197 04 496 C2 bekannt ist. Die mittleren Modulationsphotogates Gam, G0, Gbm bilden den lichtsensitiven Bereich eines PMD-Pixels. Entsprechend der an den Modulationsgates angelegten Spannung werden die photonisch erzeugten Ladungen q entweder zum einen oder zum anderen Akkumulationsgate Ga, Gb gelenkt.
Figur 3b zeigt einen Potenzialverlauf bei dem die Ladungen q in Richtung des ersten Akkumulationsgates Ga abfliesen, während das Potenzial gemäß Figur 3c die Ladung q in Richtung des zweiten Akkumulationsgates Gb fließen lässt. Die Potenziale werden entsprechend der anliegenden Modulationsfrequenz vorgegeben. Je nach Anwendungsfall liegen die Modulationsfrequenzen vorzugsweise in einem Bereich von 1 bis 100 MHz. Bei einer Modulationsfrequenz von beispielsweise 1 MHz ergibt sich eine Periodendauer von einer Mikrosekunde, so dass das Modulationspotenzial dementsprechend alle 500 Nanosekunden wechselt.
In Figur 3a ist ferner eine Auslesevorrichtung 400 dargestellt, die gegebenenfalls bereits Bestandteil eines als CMOS ausgebildeten PMD-Photosensors sein kann. Die als Kapazitäten ausgebildeten Akkumulationsgates Ga, Gb integrieren die photonisch erzeugten Ladungen über eine Vielzahl von Modulationsperioden. In bekannter Weise kann die dann an den Gates Ga, Gb anliegende Spannung beispielsweise über die Auslesevorrichtung 400 hochohmig abgegriffen werden. Die Integrationszeiten so sind vorzugsweise so zu wählen, dass für die zu erwartende Lichtmenge der Lichtlaufzeitsensor bzw. die Akkumulationsgates und/oder die lichtsensitiven Bereiche nicht in Sättigung geraten.
Figur 4 zeigt ein Lichtlaufzeitkamerasystem 1 entsprechend der Figur 1 mit einem erfindungsgemäßen Beleuchtungstreiber 100. Der Beleuchtungstreiber 100 ist zwischen dem Modulator 30 und der Sendeeinheit 10 angeordnet und erzeugt ein dem anliegenden Modulationssignal M(a) in Phase und Frequenz entsprechendes Sinussignal. Derart angesteuert sendet die Sendeeinheit 10 bzw. die Lichtquellen 12 ein entsprechend intensitätsmoduliertes, sinusförmiges Sendesignal S (a) aus, dass reflektiert aufgrund der zurückgelegten Wegstrecke als entsprechend phasenverschobenes Signal S (b) auf den Lichtlaufzeitsensor 22 auftritt.
Die Sinus-Modulation hat den Vorteil, dass praktisch keine störenden Oberwellen erzeugt werden. Ferner können somit genau definierte und unverzerrte Impulsformen erreicht werden und die bei einer Rechteck-Modulation auftretenden Probleme, wie z.B. mit Oberwellen zum Schwingen angeregte Leiterbahnen und die daraus folgenden Impuls-Verzerrungen, vermieden werden.
Somit lassen sich auch höhere Modulationsfrequenzen erreichen, mit denen die Entfernungsauflösung wesentlich verbessert werden kann.
Figur 5 entspricht im Wesentlichen der bereits in Figur 2 gezeigten Phasenmischung. Das Taktsignal M(a) ist nach wie vor rechteckförmig ausgebildet und treibt im Wesentlichen unverändert die Potenziale der Akkumulationsgates (Ga, Gb) an. Das Sendesignal S (a) und das Empfangssignal S (b) sind jedoch im Gegensatz zur Figur 2 sinusförmig. Dementsprechend werden die Akkumulationsgates Ga, Gb des Lichtlaufzeitsensors 22 mit einem sinusförmigen Verlauf des Empfangssignals S(b) beaufschlagt. Trotz des unterschiedlichen Intensitätsverlaufs ist im Ergebnis das Ladungsverhältnis der beiden Akkumulationsgates nach wie vor mit der Phasenverschiebung korreliert.
Figur 6 zeigt einen prinzipiellen Aufbau eines erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers 100. Das Taktsignal M(a) des Modulators 30 steht am Eingang des Beleuchtungstreibers 100 an, erfährt über einen Schaltverstärker 110 eine Stromverstärkung wird dann nachfolgend über den Resonator 120 in seiner Signalform verändert, insbesondere sinusförmig, und über die Gleichstromversorgung 130 auf ein für die nachfolgende Beleuchtung 10 geeignetes Stromniveau angehoben.
Der Modulator 30 stellt das Taktsignal zur Verfügung, wobei der nachfolgende Schaltverstärker 110 dieses Signal im Strom verstärkt und an einem vorzugsweise niederohmigen Ausgang dem Resonator 120 zur Verfügung stellt. Das durch die Gleichstromversorgung 130 bereitgestellte Stromniveau wird vorzugsweise entsprechend eines für die Beleuchtung bzw. Lichtquellen gewünschten Ruhestroms eingestellt. Der Ruhestrom wird von der negativen Strom-Halbwelle verringert und von der positiven erhöht. Der von der negativen Halbwelle entnommene Strom wird von der positiven Halbwelle wieder von der positiven Halbwelle zurückgegeben. Der Resonanzkondensator wirkt dabei wie ein Koppel-Kondensator.
Figur 7 zeigt eine mögliche technische Realisierung des erfindungsgemäßen Beleuchtungstreibers gemäß Figur 6. Der Schaltverstärker 110 ist hier als Schmitttrigger mit einer Spannungsversorgung 115 ausgebildet. Entsprechend des am Eingang des Schmitttriggers anliegenden Taktsignals M(a) steht am Ausgang des Schmitttriggers ein entsprechend stromverstärktes Signal an, mit dem der Resonator 120, hier ausgeführt als serieller Schwingkreis, angetrieben wird. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises 120 ist vorzugsweise so abgestimmt, dass sie mit der Modulationsfrequenz des Modulationssignals M(a) übereinstimmt. Mit der entsprechend resonanten Ansteuerung ist am Ausgang des seriellen Schwingkreises ein sinusförmiges Wechselstromsignal Iac abgreifbar. Mit der nachfolgenden Gleichstromversorgung 130, die hier als Stromquelle mit einer nachfolgenden Drossel DR ausgebildet ist, lässt sich der Wechselstrom Iac mit einem Gleichstromanteil Idc entsprechend des vorgegebenen Konstant-Stroms im Gleichstromanteil verschieben. Am Ausgang des Beleuchtungstreibers 100 steht die Summe dieser Ströme Iac + Idc der nachfolgenden Beleuchtung 10 zur Verfügung.
Die Drossel DR der Gleichstromversorgung 130 dient im Wesentlichen als Wechselstromwiderstand, um den hochfrequenten Treibersignalanteil von der Gleichstromquelle auszublenden und kann ggf. auch als Parallelschwingkreis mit einer Resonanzfrequenz entsprechend der antreibenden Modulationsfrequenz ausgebildet sein..
Die an der Lichtquelle 10 anliegende Spannung wird im Wesentlichen durch die Spannungsquelle 115 des Schaltverstärkers 110 vorgegeben und kann ggf. in Grenzen durch den dem Resonator 120 nachfolgenden Massekondensator Cgnd eingestellt werden. Die Resonanz-Frequenz ändert sich bei einer Cgnd -Änderung nicht, weil der differentielle Widerstand von bestromten LED oder Laser-Diode sehr klein ist (einige Milli-Ohm ) und die Wechselspannung Uac an ihr um Zehnerpotenzen kleiner ist als die Wechselspannung Uac an dem Resonanz-Kondensator (50Vss).
Die vorgeschlagene Schaltung ermöglicht es, die bei üblichen HF-Endstufen auftreten Schaltverluste, zu minimieren. Somit lassen sich der Stromverbrauch und dementsprechend auch die Erwärmung besonders bei höheren Modulations-Frequenzen verringern. Der Schaltverstärker 110 kann allgemein auch als Logik-Gatter aufgefasst werden, das in Abhängigkeit eines Eingangssignals schaltet.
Figur 8 zeigt schematisch den zeitlichen Verlauf der Eingang- und Ausgangssignale des Beleuchtungstreibers 100 und eine Hüllkurve des gesendeten Lichts S(a). Die obere Kurve zeigt das am Eingang des Beleuchtungstreibers 100 anliegende Taktsignal M(a) mit der Phase a. Dieses Taktsignal M(a) wird wie zuvor beschrieben über den Schaltverstärker 110 verstärkt und über den Resonator 120 sinusförmig ausgebildet. Das Wechselstromsignal Iac wird erfindungsgemäß über die Gleichstromquelle 130, Idc im Verlauf so verschoben, dass die Minima des Wechselstroms Iac + Idc oberhalb eines Stromminimums Imin liegen. Bei Verwendung einer Laser-Diode als Lichtquelle könnte beispielsweise der Strom-Treshold der Diode als Stromminimum Imin festgelegt werden.
Figur 9 zeigt eine weitere Ausführungsform des Beleuchtungstreibers 100, bei dem vier ICs bzw. Logik-Gatter-Gruppen 111, 112, 113, 114 mit jeweils 6 Schmitttriggern zur Stromerhöhung parallel geschaltet sind. Jedes IC trägt so zu einem Viertel Iac/4 zum Gesamtwechselstrom Iac bei.
Die Parallelschaltung der Schmitttrigger erfolgt, indem alle Eingänge der Schmitttrigger mit dem Modulationssignaleingang verbunden sind. Der Modulationssignaleingang ist typischerweise direkt unmittelbar mit dem Modulator 30 verbunden. Selbstverständlich ist auch eine mittelbare Verbindung denkbar, wenn z.B. zwischen Modulator 30 und Eingang des Beleuchtungstreibers 100 ein Phasenschieber angeordnet ist. Mit dem Phasenschieber kann beispielsweise für verschiedene Messaufgaben die Modulationsphase der Beleuchtung gegenüber der Phase mit der die Empfangseinheit 20 angesteuert wird verschoben werden.
Die Ausgänge der Schmitttrigger liegen alle auf dem Eingangsknoten des nachfolgenden Resonators 120.
Die Schmitttrigger sind vorzugsweise als handelsübliches Bauelement ausgeführt. Beispielsweise könnte hier ein IC 74AC14 verwendet werden, mit sechs in einem Bauelement integrierten Schmitttriggern. Die Spannungsversorgung 115 versorgt somit jeweils ein Bauelement bzw. IC mit sechs Schmitttriggern.
Die Schmitttrigger können sowohl invertieren als auch nicht invertierend ausgebildet sein.
Weiterhin sind die Ausgänge der Schmitttrigger bzw. der Eingangsknoten des Treiberschwingkreises über Dioden D, vorzugsweise Schottkydioden, jeweils in Sperrrichtung geschaltet gegen Masse und gegen die Spannungsquelle 115 abgesichert. Über diese Dioden können ggf. sich einstellende Spannungsspitzen, beispielsweise bei einer Stromunterbrechung an der Induktivität, abgeleitet werden.
Figur 10 zeigt eine weitere Variante gemäß Figur 9, bei dem der serielle Schwingkreis mit vier parallelen Induktivitäten mit vierfachem L-Wert ausgebildet ist, wobei jede Induktivität bzw. Spule mit einem gemeinsamen Ausgang eines Schmitttrigger-ICs bzw. Logik-Gatter-Gruppe 111, 112, 113, 114 verbunden ist. Die andere Seite der Spule ist mit einem gemeinsamen Resonanz-Kondensator Cres verbunden. Die Induktivität der einzelnen Spulen ist so gewählt, dass die Parallelschaltung der Spulen in Kombination mit dem Resonanz-Kondensator die gewünschte Resonanzfrequenz ergibt.
Ein solches Vorgehen hat unter anderem auch den Vorteil, dass die für höhere Modulationsfrequenzen notwendigen kleinen Induktivitäten durch die vorgeschlagene Parallelschaltung größer gewählt und insofern einfacher hergestellt werden können.
Ferner reduzieren die parallel geschalteten Induktivitäten eventuelle Querströme zwischen den IC 111, 112, 113, 114 in den Schaltflanken. Somit können insbesondere Querströme, die durch ungleiche ICs beispielsweise aufgrund unterschiedlicher Herstellung verursacht sind, kompensiert werden. Schaltet beispielsweise ein Ausgang etwas früher als die übrigen Ausgänge der anderen Schmitttrigger liegt zwischen den Ausgängen die doppelte Induktivität also 2 x 4 L = 8 L. Durch diese Verschaltung wird somit der sinusförmige Resonanzstrom gleichmäßig auf alle ICs verteilt, so dass alle vier ICs gleich stark belastet werden.
Dies erlaubt einer Steigerung der Leistung der Beleuchtung durch eine einfache Parallel-Schaltung von preiswerten Bauteilen. Insbesondere können auch Bauteile von verschiedenen Herstellern gemischt verwendet werden, die trotz ihrer Ungleichheit entsprechend der erfindungsgemäßen Schaltung gleich stark belastet werden.
Darüber hinaus verhält sich diese Schaltung robuster gegenüber Fehlansteuerungen, so dass im Falle eines Softwarefehlers keine Bauteile beschädigt werden können.
Weiterhin arbeitet die Schaltung bereits kurz nach dem Einschalten stabil, so dass Pausen zwischen den Messzeiten ggf. verkürzt werden können.
Figur 11 zeigt eine weitere multiresonante Variante, mit drei parallel angeordneten seriellen Schwingkreisen, mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen. Abhängig von dem treibenden Taktsignal M(a) des Modulators 30 ist nur der serielle Schwingkreis niederohmig und somit wirksam, der in Resonanz mit der treibenden Taktfrequenz M(a) steht. So ist es vorteilhaft möglich, dass ohne ein direktes Umschalten des Beleuchtungstreibers 100 und nur durch veränderte Modulationsfrequenzen diese multiresonante Beleuchtung mit unterschiedlichen Betriebsfrequenzen betrieben werden kann.
Die Verwendung von mindestens zwei verschiedenen Modulations-Frequenzen erlaubt es aufgrund von Beseitigung von Mehrdeutigkeiten die Entfernungsbestimmung zu verbessern.
Figur 12 zeigt eine weitere Variante bei der im Eingang des Beleuchtungstreibers das Eingangssignal M(a) mit zwei EXOR mit gleicher Durchlaufzeit in der Phase einmal invertiert und einmal nicht invertiert auf zwei parallele Beleuchtungstreiber 100 mit einer gemeinsamen Stromquelle 130 aufgeprägt wird, sodass im Ergebnis das an der Beleuchtung anliegende Spannungssignal Uac doppelt so hoch ist. Eine erste Schmitttrigger-Gruppe wird am Eingang mit einem invertierten Taktsignal beaufschlagt und eine zweite Schmitttrigger-Gruppe mit einem nicht invertierten. Somit ist auch das Ausgangssignal der beide Gruppen um 180° phasenverschoben und die zur Verfügung stehende Differenz verdoppelt das Spannungssignal Uac, was beispielsweise eine Verdopplung der Länge einer LED-Kette und/oder den Einsatz von LED´s mit größerem differentiellem Widerstand erlaubt.
Die erste Schmitttrigger-Gruppe wird mit einem Eingang und die zweite mit einem Ausgang der Lichtquelle verbunden, so dass über der Lichtquelle (LED-Kette) die doppelte Spannung ansteht und ein doppelt so hoher Strom in den Lichtquellen erzielt werden kann. Gegen Masse und gegen die Stromquelle sind der Schwingkreis und die Lichtquelle jeweils mit einer Drossel hochfrequent entkoppelt.
Figur 13 entspricht im Wesentlichen dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 7, wobei dem Schmitttrigger nachfolgend eine MOSFET-Schaltung angeordnet ist. Die MOSFET-Schaltung weist zwei im Gegentakt arbeitende MOSFETs auf, wobei die Source des einen MOSFET mit einer Versorgungsspannung Vdd und die Source des anderen MOSFET mit einem Bezugs- bzw. Massepotential verbunden ist. Die Gates der beiden MOSFETs sind mit dem Ausgang des Schmitttrigers und die Drains mit dem seriellen Schwingkreis verbunden. Dieser Aufbau entspricht grundsätzlich dem Aufbau eines Schaltverstärkers, wobei im Unterschied zu den vorgenannten Ausführungsbeispielen bei einem diskreten des Logik-Gatters mit Hilfe von diskreten Leistungsbauelementen höhere Ströme und insbesondere höhere Spannungen realisiert werden können.
Figur 14 zeigt eine weitere Ausführung der Schaltung gemäß Figur 13, bei der die beiden MOSFETs mit einem Gegentaktsignal angesteuert werden. Das Taktsignal vom Modulator 30 auf zwei EXOR-Glieder aufgeprägt, wobei das eine Glied das Taktsignal im Gegentakt und das andere Glied das Taktsignal im Gleichtakt auf jeweils drei parallel geschalteten Schmitttriggern ausgibt. Die Ausgänge der Schmitttrigger sind über zwei 1:1-Transformatoren bzw. 1:1-Übertragern miteinander verbunden. Zwischen den Übertragern ist ein Koppelkondensator angeordnet. Der Übertrager der mit dem ersten MOSFET a verbunden ist, ist gleichsinnig und der zweite Übertrager, der mit dem zweiten MOSFET b verbunden ist, ist gegensinnig gewickelt. Durch diese Verschaltung ist gewährleistet, dass immer nur ein MOSFET schaltet und zu keiner Zeit beide durchschalten. Parallel zu den Drain- D und Sourceanschlüssen S der beiden MOSFETs sind Schutzdioden D1, D2 geschaltet, um ggf. Spannungsspitzen aufzufangen.
Die Source S des ersten MOSFET a und die Drain D des zweiten MOSFET sind gemeinsam mit den Spulen von drei parallel geschalteten seriellen Schwingkreisen f1, f2, f3 verbunden. Wie bereits beschrieben erlaubt diese Anordnung ein Betrieb für drei spezifizierte Modulationsfrequenzen.
Die Kondensator-Seiten der seriellen Schwingkreise sind gemeinsam mit einer ersten Kathode der ersten Leuchtdiode einer Leuchtdiodenkette verbunden. Analog der vorgenannten Ausführungsbeispiele wird zwischen den seriellen Schwingkreise und der Leuchtdiodenkette ein Gleichstrom Idc über eine Drossel DR aufgeprägt. Der gewünschte Strom wird über eine Gleichstromquelle Ikonst eingestellt.
Am Ende der Leuchtdiodenkette ist ein Shunt r vorgesehen über den der LED-Strom von einer Spannungsregelung 117 erfasst wird. Abhängig vom gemessenen Strom wird die Betriebsspannung +Ub, die über die MOSFETs geschaltet wird, geregelt.
Die Drossel kann alternativ auch durch mehrere seriell geschaltete Parallel-Schwingkreise ersetzt werden.
Die Hauptgedanken der Erfindung lassen sich zusammenfassend wie folgt darstellen:
Da der Schaltverstärker 110 mit der Last (LED´s, Laser-Dioden) über einen seriellen Schwingkreis verbunden ist, wird der Schaltverstärker nur sinusförmig mit der Grundwelle belastet. Der Schaltverstärker, schaltet nur stromlos im Null-Durchgang des Resonanz-Stroms, somit entstehen fast keine Schaltverluste. Das ist bei höheren Modulationsfrequenzen mit sehr vielen Schaltvorgängen pro Sekunde besonders wichtig.
Der Schwingkreis muss stets geschlossen sein, das bedeutet der Schaltverstärker bzw. die HF-Endstufe muss stets einen niederohmigen Ausgang haben und die Last (LED´s, Laser-Dioden) müssen für beide Wechsel-Strom-Halbwellen niederohmig sein. Mit einem Vorstrom bzw. Ruhestrom, hat eine LED keine Ansprech-Schwelle und hat einen sehr kleinen differentiellen Widerstand. Ohne Ruhestrom bei kurzer LED-Kette, vorzugsweise mit einer Schottky- Diode antiparallel zu der LED-Kette für die andere Halbwelle, könnte man beispielsweise eine verzerrte Sinus-Halbwelle senden.
Diese Verzerrung (ein Knick) lässt sich mit einem parallel geschalteten Kondensator reduzieren. Bevorzugt wird die verzerrungsarme Schaltung mit einem Ruhestrom über eine Drossel versorgt. Wird an der Stelle der Drossel ein oder mehrere parallele Schwingkreise verwendet, kann die Einschwingzeit weiter reduziert werden, so dass nach Schaltpausen fast keine Einschwingzeit benötigt wird und somit die Anordnung sofort messbereit ist.
Die Drossel DR kann beim Einschalten zusammen mit dem Ablockkondensators der Gleichstromquelle einen unerwünschten LC-Kreis bilden, der beim Einschalten angestoßen wird. Die Drossel benötigt für die gleiche Impedanz einen größeren L-Wert als die Induktivität im parallelen LC-Kreis, und benötigt daher die längere Einschwingzeit beim Einschalten nach einer Pause.
Für mehrere Modulations-Frequenzen für eindeutige hoch auflösende Entfernungs-Bestimmungen lassen sich mehrere serielle Schwingkreise einfach parallel schalten.
Die parallelen LC-Kreise an der Stelle der Drossel lassen sich für mehrere Modulations-Frequenzen einfach seriell schalten. Bei Verwendung einer Drossel DR ist eine ausreichend hoher Impedanz für die niedrigste Modulations-Frequenz vorzusehen, damit der HF-Strom nicht in die DC-Stromquelle fließt.
Eine Aufsplittung der Resonanz-Spule in mehrere Teil-Induktivitäten mit mehrfachem L-Wert unterdrückt Querströme in den Schalt-Flanken bei Parallel-Schaltungen von ungleichen ICs, z.B. beiICs von unterschiedlichen Herstellern oder aus unterschiedlichen Chargen. Diese Teil-Induktivitäten sind für die Resonanz parallel, aber für eventuelle Querströme sind sie seriell. Der mehrfache L-Wert von diesen Teil-Induktivitäten ist insbesondere bei hohen Modulations-Frequenzen interessant. Ohne die Induktivität-Aufsplittung , also mit nur einer Spule wird für eine Modulations-Frequenz von 60 MHz typischerweise nur eine einzige Windung benötigt. Für noch höhere Frequenzen reicht schon die Leiterbahn als Spule aus, die aber aus mechanischen Gründen eine Mindestlänge benötigt. Mit den Teilinduktivitäten benötigt man bei hohen Frequenzen einige wenige Windungen, die sich als geätzte Spule auf der Leiterplatte realisieren lassen.























Bezugszeichenliste
10 Sendeeinheit
12 Beleuchtungslichtquelle, Lichtquelle
15 Strahlformungsoptik
20 Empfangseinheit, TOF-Kamera
22 Lichtlaufzeitsensor
23 Lichtlaufzeitpixel, Pixel
25 Empfangsoptik
30 Modulator
40 Objekt
50 Optik
100 Beleuchtungstreiber
110 Schaltverstärker
120 Resonator, Schwingkreis
130 Gleichstromquelle
400 Auslesevorrichtung
q Ladungen
Gam, G0, Gbm Modulationsphotogate
Ga, Gb Akkumulationsgate
q Ladungen
qa, qb Ladungen am Akkumulationsgate Ga, Gb
a Taktsignal
S(a) intensitätsmoduliertes Sendesignal
S(b) Empfangssignal
M(a) Takt

Claims (8)

  1. Beleuchtung (10) für eine Lichtlaufzeitkamera (20), mit einem Schaltverstärker (110) zur Verstärkung eines modulierten Eingangssignal M(a),
    dadurch gekennzeichnet,
    dass der Schaltverstärker (110) über einen Resonator (120) mit einer Lichtquelle (12) der Beleuchtung (10) verbunden ist.
  2. Beleuchtung (10) nach Anspruch 1, bei dem der Resonator (120) einen seriellen Schwingkreis oder mehrere parallel geschaltete serielle Schwingkreise mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen (f1, f2, f3) aufweist.
  3. Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einer Gleichstromquelle (130) zur Bereitstellung eines Ruhestroms (Idc), die über ein frequenzselektives Element (DR), insbesondere einer Drossel oder einem Parallelschwingkreis, mit der Lichtquelle (12) verbunden ist.
  4. Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem der Schaltverstärker (110) aus zwei MOSFET-Transistoren aufgebaut ist, die zwischen einer Versorgungsspannung (+Ub) und einem Bezugspotential (GND) schalten.
  5. Beleuchtung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Schaltverstärker (110) aus mehreren parallel geschalteten Logik-Gattern aufgebaut ist.
  6. Beleuchtung (10) nach Anspruch 5, bei dem die Induktivität des seriellen Schwingkreises auf mehrere Spulen aufgeteilt ist und die Anzahl der Spulen der Anzahl der parallel geschalteten Logik-Gatter-Gruppen entspricht, wobei jede Spule mit einer Logik-Gatter-Gruppe verbunden ist.
  7. Beleuchtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit einem ersten und zweiten Schaltverstärkern (110, 111), wobei der erste Schaltverstärker (110) über einen ersten Resonator (120) mit einer ersten Seite der Lichtquelle (12) und der zweite Schaltverstärker (111), der im Gegentakt arbeitet, über einen zweiten Resonator (121) mit einer zweiten Seite der Lichtquelle (12) verbunden ist.
  8. Lichtlaufzeitkamerasystem (1) mit einer Beleuchtung (10) nach dem vorhergehenden Anspruch, bei dem ein Modulator (30) mit dem Schaltverstärker (110) der Beleuchtung (10) und mit einer Lichtlaufzeitkamera (20) verbunden ist.
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