WO1996002858A1 - Optischer sensor mit störlichtunterdrückung - Google Patents

Optischer sensor mit störlichtunterdrückung Download PDF

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WO1996002858A1
WO1996002858A1 PCT/CH1995/000162 CH9500162W WO9602858A1 WO 1996002858 A1 WO1996002858 A1 WO 1996002858A1 CH 9500162 W CH9500162 W CH 9500162W WO 9602858 A1 WO9602858 A1 WO 9602858A1
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bandpass filter
optical sensor
filter
bandpass
signal
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PCT/CH1995/000162
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Inventor
Daniel Müller
Original Assignee
Baumer Electric Ag
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Publication date
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Priority to JP8504556A priority patent/JPH09503068A/ja
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01V—GEOPHYSICS; GRAVITATIONAL MEASUREMENTS; DETECTING MASSES OR OBJECTS; TAGS
    • G01V8/00—Prospecting or detecting by optical means
    • G01V8/10—Detecting, e.g. by using light barriers

Definitions

  • the invention relates to an optical sensor with electronic means for suppressing stray light.
  • New generation fluorescent tubes have a ballast which drives the tube with frequencies in the range of 20-100 kHz.
  • a significant part of the light is still emitted from the tube at this frequency, as a result of which most optical sensors are disturbed if such light hits the receiver under certain conditions.
  • Diffuse sensors are particularly affected, especially those with background suppression, since they look directly at the object and mostly have a larger image field than is the case with optical barriers, for example.
  • additional means are used today that enable a selective evaluation of the useful signal and dampen accompanying stray light.
  • bandpass filters contains unit and the receiving unit of which is selectively matched to the transmitting unit with the aid of a bandpass filter, for example.
  • bandpass filters Even if the use of bandpass filters is a simple, widely used and convenient solution, the mere use of bandpass filters as a selective passage to attenuate interference light superimposed on the useful signal does not produce the results that are actually expected. This is either because the bandwidth of the bandpass is too large to efficiently suppress the interference light described above, or because with a small bandwidth the quality of the bandpass is so great that the switch-on and switch-off times for optical sensors become prohibitively long, depending on the excitation signal. In addition, it is customary to control such bandpasses with a small bandwidth because of their approximately sinusoidal output voltage with the same sinusoidal signals. However, the realization of sinusoidal signals with electronic components is associated with a certain effort that is hardly portable in small optical sensors.
  • a continuous signal sinusoidal signal
  • the bandpass filter as long as its quality is sufficiently large, resonates like an oscillating circuit. If this is done, it can be observed that the useful signal experiences an increase in this way, corresponding to a decaying e-function (le 'l ⁇ ), while disturbances with a frequency other than the center frequency of the bandpass filter experience a marked attenuation. If the quality of the bandpass filter is high, several pulses may be necessary and the output of the filter must be brought to the voltage required to control the sensor.
  • the envelope of the useful signal roughly follows the time behavior of an integrating element. This can be used for error correction by selecting the quality of the bandpass so that just a desired number of transmission pulses cause the sensor to switch on. Individual interference pulses no longer interfere with the sensor and the statistical frequency of incorrect switching is thus drastically reduced.
  • Figure 1 shows the function of excitation of a bandpass filter with square wave signals.
  • Figure 2 shows an exemplary block diagram of an optical sensor
  • FIG. 3 shows an example of a circuit of an active bandpass filter with amplitude limitation.
  • FIG. 4 shows an example of a circuit for limiting the amplitude.
  • FIG. 5 shows an example of a block diagram of an optical sensor with a passive bandpass filter.
  • Figures 6 and 7 show two example circuits of a passive
  • FIGS. 8 to 10 show block diagrams of three circuit examples which have the same effects as the circuits for limiting the amplitude.
  • FIGS. 11 and 12 show a signal curve with and one without an amplitude limitation to reduce the switch-off time.
  • FIG. 13 shows a signal curve with asynchronous swinging out, namely swinging out with natural resonance, whereby the swinging signal begins to shift in time with the blanking pulses.
  • FIG. 14 shows the interference behavior of an optical sensor according to the invention. Below the signal at the input and above the signal at the output of the last bandpass filter of a filter row.
  • the interference signal is attenuated by a factor of 10 in relation to the useful signal.
  • a pulse train can be seen as it is applied to the input of a bandpass filter and the response of the filter is shown above it in the form of a sinusoidal oscillation that increases in amplitude.
  • the peak of the sinusoidal voltage is at about the same time as the end of the respective input or transmit pulse when settling, as in the continuous state.
  • the evaluation preferably takes place at this point, namely by defining a short time window at the end of the transmission pulse and a threshold which must be exceeded during at least part of the time window.
  • a second evaluation method consists in zeroing the signal (bringing it to zero) at the beginning of this time window, which can also coincide with the transmission pulse, and then observing the increase in the signal and the exceeding of a threshold during the time window ( differential evaluation).
  • a third evaluation method consists in rectifying the output signal of the bandpass filter or forming a maximum value signal therefrom and checking whether a threshold is exceeded.
  • This third evaluation method is particularly suitable for transmitted light barriers where the exact transmission frequency and phase are not already known in the receiver.
  • the first evaluation method has the advantage that the output signal can only be blanked out for a short time, especially when there are long transmission pauses between the transmission pulses, which further increases the immunity to rapid interference peaks (optical or electromagnetic).
  • the sine signal generated by the excitation is synchronous with the transmission signal as far as the repetition frequency is concerned.
  • the second evaluation method is suitable for applications with not too long pauses in transmission. The low-frequency noise is additionally suppressed here.
  • the active bandpass filter as a switched capacitor filter, the clock input of which is coupled to the clock of the transmission oscillator, so that when the transmission frequency changes, the center frequency of the filter runs with the transmission frequency. Furthermore, this technology allows the filter parameters to be dimensioned to within a few percent within an integrated circuit.
  • the transient process shows the integrating behavior of such a bandpass.
  • the output signal has exactly the frequency of the transmission pulses, whether the bandpass frequency corresponds exactly to it or only approximates (forced oscillation).
  • Pulses with an asymmetrical pulse / pause ratio are suitable as the pulse form for the excitation of the "resonance circuit". These pulses can have any shape, for example a rectangular shape, a modified rectangular shape (for example with a decaying exponential function increasing and decreasing), sections of a sinusoidal signal, etc.
  • a short duty cycle is advantageous here, but can be useful, for example, when using laser diodes because of their limited pulse performance can not always be achieved.
  • Figure 2 now shows a block diagram for realizing an optical sensor according to the invention.
  • the output signal from the preamplifier is an AC voltage, which is fed to a bandpass filter B with amplitude limitation (optional, can also be short-circuited).
  • a bandpass filter B with amplitude limitation (optional, can also be short-circuited).
  • This essentially consists of an operational amplifier 3, a downstream amplitude limiting circuit 5 and a feedback or negative feedback filter network 4.
  • This is an active bandpass filter, which is characterized in that before the output signal is fed back an amplitude limitation is provided in the negative feedback network.
  • the output signal, which is fed to an evaluation circuit 6, is therefore an amplitude-limited signal.
  • FIG. 3 shows an example of a circuit for an amplitude-limited bandpass filter according to FIG. 2.
  • the input signal from the preamplifier is applied at U in and the output signal for evaluation is taken at U 1.
  • the input signal from the preamplifier is applied at U in and the output signal for evaluation is taken at U 1.
  • the operational amplifier is powered via U + / U-.
  • the components C1 and R3 represent the negative feedback branch 4 according to FIG. 2, which is fed back to the input after the amplitude limitation.
  • An example of the amplitude limitation is by the
  • FIG. Another example of a circuit 5 for limiting the amplitude is shown in FIG.
  • the output voltage OP out is led via a resistor R to two diodes D1 / D2 connected in series, so that at the output the voltage U ou "which is fed to the evaluation circuit 6 and into the feedback 4, no amplitude greater than the throughput can reach voltages of the diodes, as a result of which the amplitude, as shown in FIG. 11, in contrast to FIG. 12, is clipped in both voltage ranges.
  • FIG. 5 shows an example of a block diagram of an optical sensor with a passive bandpass filter.
  • broadband amplifiers in connection with combinations of RC high-pass and low-pass filters are used in the implementation with passive filters.
  • broadband amplifiers can be used in connection with combinations of LC filters in the implementation with passive filters.
  • the RC high-pass or low-pass filter and the LC filter can also be combined.
  • FIG. 6 shows a circuit example for a passive RC bandpass filter according to FIG. 5.
  • This RC bandpass filter is realized by connecting a high pass and a low pass in series. Switching a high pass and a low pass in reverse order leads to the same result. The insertion of an amplifier stage between high pass and low pass for decoupling or preamplification is optional.
  • FIG. 7 shows a circuit example for a passive LC bandpass filter according to FIG. 5.
  • FIG. 8 shows an example of a circuit which has the same effect as the preceding circuits for limiting the amplitude.
  • the overall gain of the receiving diode 1 is regulated here as a function of the amount of light received.
  • the output voltage U ou is also fed into the feedback 4 via a peak value rectifier 7 with a defined time constant and a voltage-controlled voltage divider 8.
  • the divider ratio U-./U out of the negative feedback voltage divider 8 is increased as the output voltage increases, as a result of which the overall gain of the bandpass filter B is reduced at high signal levels. This has the same effect as an amplitude limitation.
  • FIG. 9 shows a further circuit example which has the same effect as the circuits for amplitude limitation. Again, this is done by regulating the overall gain of the receiving diode 1 as a function of the amount of light received.
  • the voltage-controlled voltage divider 8 is installed in the input circuit of the bandpass filter B. Accordingly, the divider ratio U "/ U in must decrease with increasing input voltage U in in order to limit the output amplitude.
  • the time constant of the peak value rectifier 7 is to be selected in the same order of magnitude as or slightly longer than the decay time ⁇ of the bandpass filter B (r " « ⁇ ).
  • This circuit is also with a passive bandpass filter with additional, upstream and controllable amplifier can be realized, the gain of which is determined by the output signal of the bandpass filter.
  • FIG. 10 shows a last circuit example which has the same effect as the previous circuits for amplitude limitation.
  • this is done by regulating the transmission power of the transmission diode 10 with a controllable transmission stage (9) as a function of the quantity of light received with the reception diode 1.
  • the transmission power is reduced with increasing output voltage of the bandpass filter B.
  • the received signal is regulated back to the desired maximum value, which also limits the amplitude. This has no technical advantages over the variants in FIGS. 8 and 9, but could prove to be less expensive.
  • the general procedure for determining the dimensioning of a real circuit using a simulation preferably begins with a first dimensioning by separating the function blocks. First, all bandpass filters used are separated into blocks and (individually) dimensioned to the desired center frequency. This ensures that the output is not influenced by the frequency-dependent input impedance of the following stage. The band passes with high quality should be used at the end of the signal path.
  • the coefficients available in the literature for the known filter types such as Tschebyscheff, Bessel, Butterworth etc. can be used.
  • the transient behavior of the entire circuit is then assessed using a transient analysis. Takes the If the oscillation time is too long, the quality must be reduced, but as a result the edge steepness in the amplitude response of the filter suffers. If, on the other hand, the overshoots are too large, one goes away from Tschebyscheff coefficients in the direction of Butterworth or Bessel, which slows down the rise time. In this way, you can easily and quickly dimension the circuit to be implemented.
  • the response and fall times depend primarily on two factors: firstly on the quality of the bandpass filter and secondly on the amplitude of the received signal, that is to say indirectly on the reflectance of the object.
  • the response to the second to tenth pulse is desired, and as far as possible regardless of the amplitude. This is also desirable for the drop, but cannot be achieved with a pure bandpass circuit.
  • the threshold is generally very low in relation to the maximum useful signal. The envelope of the useful signal drops accordingly when switched off with an e-function (e " ' / ⁇ ) and the fall time can become very long depending on the amplitude of the signal and the quality of the bandpass filter.
  • the amplitude limitation at the end of the bandpass filter can now change the initial condition can be improved for the swing-out process by keeping the maximum amplitude of the bandpass close to the threshold, it is important that in the case of a plurality of bandpass filters connected in series, the one with the greatest quality is arranged last and is therefore also limited.
  • the amplitude can be limited by skillfully utilizing the maximum output voltage of an operational amplifier (see FIG. 3) or by circuits as shown as examples in FIGS. 4 and 8-10 Figure 11. It can be seen here that the switch- off time period t off with the amplitude-limited The signal according to FIG. 11 is considerably shorter than with the signal which swings out fully according to FIG. 12.
  • a further marked improvement in the fall time can be achieved in the case of optosensors with an evaluation by blanking, which transmitter and receiver have in the same housing, if the natural frequency of the bandpass filters is selected to be slightly higher or lower than the transmission frequency, that is to say the frequency of the useful signal.
  • Figure 13 shows a corresponding signal sequence. As long as the transmission signal is received, the output signal of the bandpass filter oscillates at the same frequency as the transmission signal; this forced oscillation is shown in time range 11. As soon as the transmission signal is no longer received in the time domain 12, the output signal of the bandpass filter oscillates at the slightly different, for example lower, natural frequency.
  • FIG. 14 now shows a signal curve in which the interference behavior of an opto sensor against interference light was determined.
  • the lower signal curve relates to a 4 kHz received signal from a laser sensor before the last bandpass filter with a superimposed 50 kHz signal originating from a fluorescent tube.
  • the upper signal curve shows the signal amplified by a factor of 50 at the output of the last bandpass filter.
  • the display of the useful signal is slightly enlarged, it is found that the interference signal has been reduced by a factor of 10 compared to the useful signal. This is a significant improvement in the interference behavior due to the measure discussed in an optical sensor.
  • the best results were achieved with a center frequency in the range of 1-10 kHz. It is also recommended to use a low-noise input stage. With regard to stray light with frequencies of 100 Hz (normal lamps) and greater than 40 kHz (fluorescent tubes with newer ballasts), a transmission and bandpass frequency in the range from 500 Hz to 20 kHz seems ideal.

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Abstract

Das erfindungsgemässe Verfahren zur Unterdrückung von Störung mit Hilfe einer Bandpassfilterschaltung auf der Empfangsseite des optischen Sensors geht davon aus, dass man nicht zwingend ein kontinuierliches Signal benötigt, um den Bandpassfilter anzusteuern, es könnte auch genügen, die benötigte Energie in Form eines kurzen Pulses, der sich mit der gleichen Periodendauer wie die Eigenfrequenz des Filters wiederholt, in den Filter einzuspeisen. Auf diese Weise gerät der Bandpassfilter wie ein Schwingkreis, sofern dessen Güte genügend gross ist, in Resonanz. Tut man dies, dann kann man beobachten, dass das Nutzsignal auf diese Weise eine Anhebung erfährt, während Störungen mit einer anderen Frequenz als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters eine markante Abschwächung erfahren. Der das Verfahren ausführende optische Sensor weist einen oder mehrere, hintereinandergeschaltete Bandpassfilter auf, wobei der Filter mit der höchsten Güte stets am Ende der Reihe angeordnet ist. Es ist vorteilhaft, die Aktiv-Bandpass-Schaltung in Switched-Capacitor-Technik zu realisieren.

Description

OPTISCHER SENSOR MIT STÖRLICHTUNTERDRÜCKUNG
Die Erfindung bezieht sich auf einen optischen Sensor mit elektronischen Mit¬ teln zur Unterdrückung von Störlicht.
Leuchtstoffröhren neuerer Generation haben ein Vorschaltgerät, welches die Röhre mit Frequenzen im Bereich von 20-100 kHz ansteuert. Trotz der Träg¬ heit der Leuchtschicht wird immer noch ein massgeblicher Teil des Lichtes mit dieser Frequenz von der Röhre abgestrahlt, wodurch die meisten opti¬ schen Sensoren, falls solches Licht unter bestimmten Bedingungen auf den Empfänger trifft, gestört werden. Stark betroffen werden hierbei Reflexions¬ lichttaster, vor allem jene mit Hintergrundausblendung, da sie direkt das Ob¬ jekt betrachten und zumeist ein grösseres Bildfeld haben, als dies bspw. bei optischen Schranken der Fall ist. Um dieses Problem zu lösen, werden heute zusätzliche Mittel eingesetzt, die eine möglichst selektive Auswertung des Nutzsignals ermöglichen und mitlaufendes Störlicht dämpfen.
Es ist bekannt. Störlicht, das zusammen mit dem Nutzsignal aus dem Sender in den Empfänger gelangt, mit Hilfe von solchen zusätzlichen Mitteln in der Wirkung zu verringern. So wird beispielsweise in der DE-OS 38'23'007 ein optischer Sensor beschrieben, der eine gekoppelte Sende- und Empfangsein- - 1
heit enthält und dessen Empfangseinheit mit Hilfe bspw. eines Bandpassfiiters selektiv auf die Sendeeinheit abgestimmt ist. Wenn auch der Einsatz von Bandpassfiltern eine einfache, vielbenützte und an sich bequeme Lösung ist, bringt der blosse Einsatz von Bandpassfiltern als selektiv wirken sollende Passage zur Dämpfung von dem Nutzsignal überlagertem Störlicht nicht die Resultate, wie sie eigentlich erwartet werden. Dies, entweder weil die Band¬ breite des Bandpasses zu gross ist um oben beschriebenes Störlicht effizient zu unterdrücken, oder weil bei kleiner Bandbreite die Güte des Bandpasses so gross ist, dass die Ein- und Ausschaltzeiten bei optischen Sensoren je nach Anregungssignal untragbar gross werden. Zudem ist es üblich, solche Band¬ pässe mit kleiner Bandbreite wegen ihrer annähernd sinusförmigen Ausgangs¬ spannung mit ebensolchen Sinussignalen anzusteuern. Nun ist aber die Reali¬ sierung von Sinussignalen mit elektronischen Komponenten mit einem gewis¬ sen Aufwand verbunden, der in kleinen optischen Sensoren kaum tragbar ist.
Eine wesentliche Verbesserung bietet die nachfolgend diskutierte und in den Patentansprüchen definierte Erfindung.
Die Lösung des Problems mittels Bandpassfilter scheint auf den ersten Blick trivial, doch ist die bei genauerer Betrachtung dann nicht der Fall, wenn man ein Bandpassfilter oder mehrere in Reihe geschaltete Bandpassfilter in einer ganz bestimmten Verfahrensweise betreibt. Charakteristisch für einen Band- passfilter ist, dass seine Ausgangsspannung im Bereich hoher und tiefer Fre¬ quenzen stark abgeschwächt wird. Dazwischen befindet sich der Durchlass¬ bereich, in welchem ein bestimmter Frequenzanteil des Signals verstärkt wird. Entsprechend der Dimensionierung weist dieser Durchlassbereich eine grösse- re oder kleinere Bandbreite auf. Legt man an den Eingang eines Bandpass- filters weisses Rauschen an. so entsteht am Ausüann eine annähernd sinus- - >
förmige Spannung. Dies, weil sämtliche Frequenzen ober- und unterhalb der Mittenfrequenz zunehmend abgeschwächt werden.
Nun kann man davon ausgehen, dass man nicht zwingend ein kontinuierliches Signal (Sinussignal) benötigt, um den Bandpassfilter anzusteuern, es genügt auch, die benötigte Energie in Form von kurzen Pulsen mit einer Repetitions- frequenz einzuspeisen, die exakt oder nahezu der Eigenfrequenz des Filters entspricht. Auf diese Weise gerät der Baπdpassfilter, sofern dessen Güte genügend gross ist, wie ein Schwingkreis in Resonanz. Tut man dies, dann kann man beobachten, dass das Nutzsignal auf diese Weise eine Anhebung erfährt, entsprechend einer abklingenden e-Funktion ( l-e'l τ), während Störun¬ gen mit einer anderen Frequenz als die Mittenfrequenz des Bandpassfilters eine markante Abschwächung erfahren. Bei einer hohen Güte des Bandpass- filters sind unter Umständen mehrere Pulse nötig, und den Ausgang des Fil¬ ters auf die zum Durchsteuern des Sensors nötige Spannung zu bringen. Dadurch ergibt sich eine Art integrierendes Verhalten eines solcherart ange¬ steuerten Bandpassfilters: Die Hüllkurve des Nutzsignals folgt annähernd dem Zeitverhalten eines Integriergliedes. Dies kann zur Fehlerkorrektur ausgenutzt werden, indem die Güte des Bandpasses so gewählt wird, dass gerade eine gewünschte Anzahl Sendepulse den Sensor zum Einschalten bringen. Einzelne Störpulse stören den Sensor nicht mehr und die statistische Häufigkeit von Fehlschaltungen wird damit drastisch reduziert.
Anhand der nachfolgend aufgeführten Figuren wird dieser Vorgang nun im Detail diskutiert. Figur 1 zeigt die Funktion der Anregung eines Bandpassfilters mit Rechtecksignalen.
Figur 2 zeigt ein beispielsweises Blockschema eines optischen
Sensors mit Bandpassfilter wie er im Zusammenhang mit der Erfindung eingesetzt werden kann.
Figur 3 zeigt eine beispielsweise Schaltung eines aktiven Band- passfilters mit Amplitudenbegrenzung.
Figur 4 zeigt eine beispielsweise Schaltung zur Amplitudenbe¬ grenzung.
Figur 5 zeigt ein beispielsweises Blockschema eines optischen Sensors mit passivem Bandpassfilter.
Figuren 6 und 7 zeigen zwei beispielsweise Schaltungen eines passiven
Bandpassfilters.
Figuren 8 bis 10 zeigen Blockschemata von drei Schaltungsbeispielen, welche die gleichen Wirkungen haben wie die Schal¬ tungen zur Amplitudenbegrenzung.
Figuren 11 und 12 zeigen einen Signalverlauf mit und einen ohne Ampli- nidenbegrenzung zur Verringerung der Ausschaltzeit¬ dauer.
Figur 13 zeigt einen Signalverlauf bei asynchronem Ausschwin¬ gen, nämlich dem Ausschwingen mit Eigenresonanz, wodurch sich das ausschwingende Signal zu den Aus¬ tastimpulsen zeitlich zu versetzen beginnt.
Figur 14 zeigt das Störverhalten eines erfindungsgemässen opti¬ schen Sensors; unten das Signal am Eingang und oben das Signal am Ausgang des letzten Bandpassfilters einer Filterreihe. Das Störsignal wird im Verhältnis zum Nutzsignal ungefähr um den Faktor 10 abge¬ schwächt.
In Figur 1 erkennt man einen Pulszug, wie er an den Eingang eines Bandpass¬ filters angelegt wird und darüber eingezeichnet die Reaktion des Filters in Form einer in der Amplitude kontinuierlich wachsenden Sinusschwingung. Der Scheitelpunkt der Sinusspannung befindet sich beim Einschwingen wie im kontinuierlichen Zustand zeitlich ungefähr an der gleichen Stelle wie das Ende des jeweiligen Eingangs- bzw. Sendepulses. An dieser Stelle findet vor¬ zugsweise die Auswertung statt, und zwar durch Definieren eines kurzen Zeit¬ fensters am Ende des Sendepulses und einer Schwelle, die während minde- stens einem Teil des Zeitfensters überschritten sein muss. Eine zweite Aus¬ wertemethode besteht darin, am Anfang dieses Zeitfensters, das auch zeit¬ gleich mit dem Sendepuls sein kann, das Signal zu nullen (auf Null bringen) und dann das Anwachsen des Signals und das Überschreiten einer Schwelle während des Zeitfensters zu beobachten (differentielle Auswertung). Eine dritte Auswertemethode besteht darin, das Ausgangssignal des Bandpassfilters gleichzurichten oder daraus ein Maximalwertsignal zu bilden und dessen Überschreiten einer Schwelle zu kontrollieren. Diese dritte Auswertemethode eignet sich vor allem bei Durchlichtschranken bei denen die exakte Sendefrequenz und -phase im Empfänger nicht schon vorbekannt sind. Die erste Auswertemethode bringt den Vorteil, das Aus¬ gangssignal nur während einer kurzen Zeit austasten zu können, vor allem bei langen Sendepausen zwischen den Sendepulsen, was die Störfestigkeit gegen schnelle Störspitzen (optisch oder elektromagnetisch) weiter erhöht. Das durch die Anregung erzeugte Sinussignal ist synchron zum Sendesignal was die Wiederholfrequenz betrifft. Die zweite Auswertemethode eignet sich für Anwendungen mit nicht allzu langen Sendepausen. Hier wird das niederfre- quente Rauschen noch zusätzlich unterdrückt.
Es ist von Vorteil, die aktiven Bandpassfilter als Switched-Capacitor-Filter zu realisieren, deren Takteingang mit dem Clock des Sendeoszillators gekoppelt ist, wodurch bei Änderung der Sendefrequenz die Mittenfrequenz des Filters mit der Sendefrequenz mitläuft. Ferner erlaubt diese Technologie eine auf wenige Prozente genaue Dimensionierung der Filterparameter innerhalb einer integrierten Schaltung.
Der Einschwingvorgang zeigt das integrierende Verhalten eines solchen Band¬ passes. Das Ausgangssignal hat exakt die Frequenz der Sendepulse, ob die Bandpassfrequenz genau mit dieser übereinstimmt oder nur angenähert (er¬ zwungene Schwingung). Als Impulsform zur Anregung des "Resonanzkreises" eignen sich Pulse mit asymmetrischem Puls/Pausenverhältnis. Diese Pulse können irgend eine Form haben, bspw. Rechteckform, modifizierte Recht¬ eckform (bspw. mit abklingender Exponentialfunktion ansteigend und abfal¬ lend), Ausschnitte eines Sinussignals etc. Ein kurzes Tastverhältnis ist dabei von Vorteil, kann aber bspw. bei Anwendung von Laserdioden wegen deren begrenzten Pulsleisrung nicht immer erreicht werden. Figur 2 zeigt nun ein Blockschaltbild zur Realisierung eines optischen Sensors gemäss Erfindung. Es zeigt eine Empfangsdiode 1, welche in der Regel eine Silizium-PIN-Diode ist, deren Fotostrom in den Eingang eines rauscharmen Vorverstärkers 2 gerührt wird. Die Vorverstärkung des Signals ist relativ fre¬ quenzunabhängig, sie weist also kein wesentliches Bandpassverhalten auf. Das Ausgangssignal aus dem Vorverstärker ist eine Wechselspannung, welche einem Bandpassfilter B mit Amplitudenbegrenzung (optional, kann auch kurz¬ geschlossen werden) zugeführt wird. Dieses besteht im wesentlichen aus ei- nem Operationsverstärker 3, einer nachgeschalteten Amplitudenbegrenzungs- schaltuπg 5 und einem rück- bzw. gegengekoppelten Filternetzwerk 4. Es handelt sich hierbei um ein aktives Bandpassfilter, welches sich dadurch aus¬ zeichnet, dass vor der Rückführung des Au gangssignals ins Gegenkopplungs¬ netzwerk eine Amplitudenbegrenzung vorgesehen ist. Das Ausgangssignal, das einer Auswerteschaltung 6 zugeführt wird, ist also ein amplitudenbegrenztes Signal.
Figur 3 zeigt ein Schaltungsbeispiel für ein amplitudenbegrenztes Bandpass- filter gemäss Figur 2. Das Eingangssignal vom Vorverstärker wird bei Uιn angelegt und das Ausgangssignal zur Auswertung entnimmt man bei U^,. Die
Speisung des Operationsverstärkers erfolgt über U + /U-. Die Widerstände Rl,
R2, R3 und die Kondensatoren Cl und C2 bestimmen die Dimensionierung des Filters. Die Berechnungsgrundlagen findet man in der einschlägigen Lite- ratur. Die Komponenten Cl und R3 stellen den Gegenkopplungszweig 4 gemäss Figur 2 dar, der nach der Amplitudenbegrenzung auf den Eingang zurückgeführt wird. Ein Beispiel zur Amplitudenbegrenzung ist durch den
Spannungsteiler R4/R5 gezeigt. Wenn man den Spannungsteiler R4/R5 weg- lässt (R4 = 0 Ω, R5 = ∞ Ω), dann fällt die Amplitudenbegrenzung je nach Ausgangssignal weg oder wird stark reduziert. Ein anderes Beispiel für eine Schaltung 5 zur Amplitudenbegrenzung ist in Figur 4 gezeigt. Bei diesem Beispiel wird die Ausgangsspannuπg OPout über einen Widerstand R auf zwei gegeneinandergeschaltete Dioden D1/D2 ge¬ führt, sodass am Ausgang die Spannung Uou„ die zur Auswerteschaltung 6 und in die Rückkopplung 4 geführt wird, keine höhere Amplitude als die Durch¬ lasspannungen der Dioden erreichen kann, wodurch die Amplitude, wie in Figur 11, im Gegensatz zu Figur 12, gezeigt, in beiden Spannungsbereichen geclipt ist.
Figur 5 zeigt ein beispielsweises Blockschema eines optischen Sensors mit passivem Bandpassfilter. Im Gegensatz zur Realisierung mit aktiven Filtern werden bei der Realisierung mit passiven Filtern Breitbandverstärker im Zusammenhang mit Kombinationen von RC-Hochpässe bzw. Tiefpässen ver- wendet. Des weiteren können bei der Realisierung mit passiven Filtern Breit¬ bandverstärker im Zusammenhang mit Kombinationen von LC-Filter verwen¬ det werden. Schliesslich können die RC-Hochpässe bzw. Tiefpässe und die LC-Filter auch miteinander kombiniert werden. Für die anderen Eigenschaf¬ ten dieses Blockschemas eines passiven Filters wird auf Figur 2 verwiesen.
Figur 6 zeigt ein Schaltungsbeispiel für einen passiven RC-Bandpassfilter ge¬ mäss Figur 5. Dieser RC-Bandpassfilter ist durch Nacheinanderschalten eines Hochpasses und eines Tiefpasses realisiert. Das Nacheinanderschalten eines Hochpasses und eines Tiefpasses in umgekehrter Reihenfolge führt zu demsel¬ ben Resultat. Das Einfügen einer Verstärkerstufe zwischen Hochpass und Tiefpass zur Entkopplung oder zur Vorverstärkung ist optional. Figur 7 zeigt ein Schaltungsbeispiel für einen passiven LC-Bandpassfϊlter ge¬ mäss Figur 5. Dieser passive LC-Bandpassfilter besitzt eine Mittenfrequenz, die durch die Gleichung f0= l/(2π(LC) ) bestimmt ist. Die Serienschaltung der beiden Komponenten lässt bei dieser Frequenz fj, den grössten Strom passieren. Über dem Lastwiderstand RL fällt dann die grösste Spannung ab.
Figur 8 zeigt ein Schaltungsbeispiel, das die gleiche Wirkung hat wie die vorhergehenden Schaltungen zur Amplitudenbegrenzung. Hier wird die Ge- samtverstärkung der Empfangsdiode 1 in Abhängigkeit von der empfangenen Lichtmenge geregelt. In diesem Beispiel wird die Ausgangsspannung Uou, zusätzlich zur Auswertschaltung 6 auch über einen Spitzenwertgleichrichter 7 mit definierter Zeitkonstante und einen spannungsgesteuerten Spannungsteiler 8 in die Rückkopplung 4 geführt. Das Teilerverhältnis U-./Uout des Gegen- kopplungsspannungsteilers 8 wird mit steigender Ausgangsspannung erhöht, wodurch die Gesamtverstärkung des Bandpassfilters B bei grossen Signalpe- geln reduziert wird. Dies ergibt den gleichen Effekt wie eine Amplitudenbe¬ grenzung.
Figur 9 zeigt ein weiteres Schaltungsbeispiel, das die gleiche Wirkung hat wie die Schaltungen zur Amplitudenbegrenzung. Wiederum erfolgt diese durch Regelung der Gesamtverstärkung der Empfangsdiode 1 in Abhängigkeit von der empfangenen Lichtmenge. Der spannungsgesteuerte Spannungsteiler 8 ist hier jedoch in den Eingangskreis des Bandpassfilters B eingebaut. Dement¬ sprechend muss das Teilerverhältnis U„/Uin hier mit steigender Eingangsspan¬ nung Uin abnehmen, um die Ausgangsamplitude zu begrenzen. Die Zeitkon¬ stante des Spitzenwertgleichrichters 7 ist in derselben Grössenordnung wie oder etwas grösser als die Ausschwingzeit σ des Bandpassfilters B zu wählen (r„ « σ). Diese Schaltung i.st ebenso mit einem passiven Bandpassfilter mit zu- sätzliche , vorgelagertem und regelbarem Verstärker realisierbar, dessen Verstärkung vom Ausgangssignal des Bandpassfilters bestimmt wird.
Figur 10 zeigt ein letztes Schaltungsbeispiel, das die gleiche Wirkung hat wie die vorhergehenden Schaltungen zur Amplitudenbegrenzung. Hier erfolgt diese allerdings durch Regelung der Sendeleistung der Sendediode 10 mit einer steuerbaren Sendestufe (9) in Abhängigkeit von der mit der Empfangs¬ diode 1 empfangenen Lichtmenge. Die Sendeleistung wird mit steigender Aus- gangsspannung des Bandpassfilters B reduziert. Dadurch wird das Empfangs¬ signal auf den gewünschten maximalen Wert zurückgeregelt, was die Amplitu¬ de ebenfalls begrenzt. Dies bringt keine technischen Vorteile gegenüber den Varianten in Figuren 8 und 9, könnte sich aber als kostengünstiger erweisen.
Das generelle Vorgehen zur Ermittlung der Dimensionierung einer realen Schaltung mit Hilfe einer Simulation (Computer) beginnt vorzugsweise mit einer ersten Dimensionierung durch Auftrennung der Funktionsblöcke. Als erstes werden alle zum Einsatz gelangenden Bandpassfilter einzeln in Blöcke aufgetrennt und (einzeln) auf die gewünschte Mittenfrequenz dimensioniert. Dadurch wird sichergestellt, dass der Ausgang nicht durch die frequenzabhän¬ gige Eingangsimpedanz der folgenden Stufe beeinflusst wird. Die Bandpässe mit hohen Güten sollten am Schluss des Signalwegs eingesetzt werden. Selbst¬ verständlich kann für die Dimensionierung mit den in der Literatur vorhande- nen Koeffizienten für die bekannten Filtertypen wie Tschebyscheff, Bessel, Butterworth etc. gerechnet werden.
Anschliessend erfolgt die Beurteilung des Einschwingverhaltens der gesamten Schaltung (alle Bandpässe) mittels einer Transientenanalyse. Dauert die Ein- schwingzeit zu lange, muss die Güte reduziert werden, wodurch aber die Flan¬ kensteilheit im Amplitudengang des Filters leidet. Sind dagegen die Über¬ schwinger zu gross, geht man weg von Tschebyscheff-Koeffizienten in Rich¬ tung Butterworth oder Bessel, wodurch sich die Anstiegszeit verlangsamt. Auf diese Weise kann man leicht und schnell die zu realisierende Schaltung grob dimensionieren.
Die Ansprech- und Abfallzeiten sind bei fester Schwelle in der Auswertung in erster Linie von zwei Faktoren abhängig: erstens von der Güte des Bandpass¬ filters und zweitens von der Amplitude des Empfangssignals, also indirekt vom Reflexionsgrad des Objekts. In der Regel ist das Ansprechen auf den zweiten bis zehnten Impuls erwünscht, und zwar möglichst unabhängig von der Amplitude. Dies ist ebenso für das Abfallen erwünscht, ist aber mit einer reinen Bandpassschaltung nicht realisierbar. Da in vielen Fällen mit einer grossen Reserveverstärkung gearbeitet werden muss. ist die Schwelle im Ver¬ hältnis zum maximalen Nutzsignal in der Regel sehr niedrig. Die Hüllkurve des Nutzsignals fällt dementsprechend beim Ausschalten mit einer e-Funktion (e"'/τ) ab und die Abfallzeit kann je nach Amplitude des Signals und der Güte des Bandpasses sehr lange werden. Durch die Amplitudenbegrenzung am Ende des Bandpassfilters kann nun die Anfangsbedingung für den Aus¬ schwingvorgang verbessert werden, indem die maximale Amplitude des Band¬ passes nahe bei der Schwelle gehalten wird. Dabei ist es wichtig, dass bei hintereinandergeschalteten mehreren Bandpassfiltern derjenige mit der gröss- ten Güte als letzter angeordnet wird und daher auch begrenzt wird. Die Am¬ plitudenbegrenzung kann geschehen durch geschicktes Ausnützen der maxima¬ len Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers (siehe Figur 3) oder durch Schaltungen, wie sie als Beispiele in den Figuren 4 und 8- 10 gezeigt sind. Nach einer solche Massnahme sehen dann die Signale wie in Figur 11 aus. Man sieht hier, dass die Aus.schaltzeitdauer toff beim amplitudenbegrenzten Signal gemäss Figur 11 wesentlich kürzer ist, als beim voll ausschwingenden Signal gemäss Figur 12.
Eine weitere markante Verbesserung der Abfallzeit kann bei Optosensoren mit einer Auswertung mittels Austastung, die Sender und Empfänger im glei¬ chen Gehäuse haben, erzielt werden, wenn die Eigenfrequenz der Bandpässe leicht höher oder niedriger gewählt wird, als die Sendefrequenz, also die Fre¬ quenz des Nutzsignals. Figur 13 zeigt eine entsprechende Signalfolge. Solange das Sendesignal empfangen wird, schwingt das Ausgangssignal des Bandpass¬ filters mit derselben Frequenz wie das Sendesignal; diese erzwungene Schwingung ist im Zeitbereich 11 dargestellt. Sobald das Sendesignal im Zeitbereich 12 nicht mehr empfangen wird, schwingt das Ausgangssignal des Bandpassfilters mit der leicht anderen, bspw. niedrigeren Eigenfrequenz aus. Dies ergibt eine schnell wachsende Phasenverschiebung zwischen Sendefre¬ quenz und dem abfallenden Ausgangssignal, womit sich die Maxima das Aus¬ gangssignals schnell vom Sender der Sendepulse und damit vom Zeitfenster der Austastung wegbewegen. Dadurch wird bereits beim ersten nicht mehr vorhandenen Empfangsimpuls ausgeschaltet.
Figur 14 zeigt nun einen Signalverlauf, bei dem das Störverhalten eines Opto- sensors gegen Störlicht ermittelt wurde. Der untere Signalverlauf betrifft ein 4- kHz- Empfangssignal eines Lasersensors vor dem letzten Bandpassfilter mit einer überlagerten 50-kHz-Stönιng, die von einer Leuchtstoffröhre stammt. Der obere Signalverlauf zeigt das um Faktor 50 verstärkte Signal am Ausgang des letzten Bandpassfilters. Die Darstellung des Nutzsignals ist leicht vergrös- sert, dabei stellt man fest, dass das Störsignal um etwa Faktor 10 verglichen zum Nutzsignal reduziert wurde. Dies ist eine markante Verbesserung des Störverhaltens durch die diskutierte Massnahme in einem optischen Sensor. Die besten Resultate erzielte man mit einer Mittenfrequenz im Bereich von 1-10 kHz. Des weiteren empfielt es sich, eine rauscharme Eingangsstufe zu verwenden. Ideal scheint im Hinblick auf Störlicht mit Frequenzen von 100 Hz (normale Lampen) und grösser 40 kHz (Leuchtstoffröhren mit neueren Vorschaltgeräten) eine Sende- und Bandpassfrequenz im Bereich von 500 Hz bis 20 kHz.

Claims

P A T E N T A N S P R Ü C H E
1. Verfahren zum Unterdrücken von Störlicht in einem optischen Sensor mit Bandpassfilter, dadurch gekennzeichnet, dass als Bandpassfilter ein akti¬ ver oder passiver Filter gewählt wird und dieser Filter mit Impulsen zur Eigenschwingung gebracht wird und das so erzeugte sinusförmige Signal, das Nutzsignal, im Zusammenhang mit den Anregungspulsen ausgewertet wird.
2. Verfahren zum Unterdrücken von Störlicht in einem optischen Sensor mit Bandpassfilter gemäss Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein oder mehrere Bandpassfilter mit Impulsen zur Eigenschwingung gebracht wer¬ den und das so erzeugte Nutzsignal ausgewertet wird im Zusammenhang mit den Anregungspulsen oder durch Gleichrichtung oder Maximalwert¬ bildung.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandpassfilter eine definierte Güte aufweisen und bei einer Anordnung von mehreren Bandpassfiltern die Filter derart nach der Güte gestaffelt werden, dass der mit der höchsten Güte am Ende des Signalweges an¬ geordnet ist.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der gesendete Anregungspuls (Sendepuls) kürzer oder gleich lang ist, wie die Pause dazwischen (Sendepause).
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Nutzsignal in einem Zeitfenster während der Zeitdauer der Sendepulse oder am Ende der Sendepulse oder an beiden Stellen ausgewertet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich das Nutzsignal am Anfang des Zeitfensters auf Null gesetzt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Nutzsignal mit Hilfe einer Gleichrichtung oder einer Maximal¬ wertbildung ausgewertet wird.
8. Verfahren nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Sendefrequenz gewählt wird, die mit der Bandpassfrequenz überein¬ stimmt.
9. Verfahren nach Anspruch 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Bandpassfrequenz ganz leicht gegenüber der Sendefrequenz verstimmt wird, um beim Ausschwingen eine Phasenverschiebung des Nutzsignals zum Sendesignal zu erzeugen, wodurch ein schnelles Ausschalten des Sensors erreicht wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verkürzung der Auschaltdauer beim Abfallen des Signals Mittel zur Amplitudenbegrenzung verwendet werden.
11. Verfahren nach Anspruch 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Sende- und Bandpassfrequenz im Bereich von 500 Hz bis 20 kHz gewählt wird.
12. Verfahren nach Anspruch 1 bis 1 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Güte der Bandpässe derart gewählt wird, dass die Hüllkurve des Aus¬ gangssignal ein gezieltes Integrationsverhalten aufweist und dadurch nicht bereits auf den ersten Puls anspricht, sondern wählbar auf den zweiten bis fünfzigsten Sendepuls.
13. Optischer Sensor mit Sender und Empfänger zur Durchführung des Ver¬ fahrens gemäss Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er mindestens einen durch Impulse aus dem Sender zur Eigenresonanz anregbaren aktiven Bandpassfilter (B) aufweist.
14. Optischer Sensor nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass er mehrere in Serie geschaltete aktive Bandpassfilter (B) aufweist, derart angeordnet, dass der Filter mit der höchsten Güte als letzter in der Serie¬ schaltung angeordnet ist.
15. Optischer Sensor nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung des aktiven Bandpassfilters (B) in Abhängigkeit von der mit der Empfangsdiode ( 1 ) empfangenen Lichtmenge geregelt wird, um die Amplitude des Bandpassfilter-Ausgangssignals zu begrenzen.
16. Optischer Sensor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der aktive Bandpassfilter (B) einen Verstärker (3), eine nachgeschaltete Schaltung zur Amplitudenbegrenzung (5) und ein rückgekoppeltes Filter- netzwerk (4) aufweist.
17. Optischer Sensor nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenbegrenzungsschaltung (5) aus einem Spannungsteiler mit definiertem Teilerverhältnis (R4/R5) besteht.
18. Optischer Sensor nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitudenbegrenzungsschaltung (5) aus einem Widerstand (R) und zwei geegeneinandergeschaltete Dioden (Dl, D2) besteht.
19. Optischer Sensor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der aktive Bandpassfilter (B) einen Verstärker (3), ein rückgekoppeltes Filter- netzwerk (4) und einen nachgeschalteten Spitzenwertgleichrichter (7) mit definierter Zeitkonstante, die gleich wie oder leicht grösser als die Aus¬ schwingzeit des Bandpassfilters ist, aufweist, wobei die Ausgangsspannung des Spitzenwertgleichrichters einen ebenso in die Rückkopplung geschal¬ teten spannungsgesteuerten Spannungsteiler (8) steuert, dessen Teilerver- hältnis (U„/U ul) bei steigender Ausgangsspannung (Uoul) erhöht wird. wodurch die Gesamtverstärkung des Bandpassfilters bei grossen Signalen reduziert wird.
20. Optischer Sensor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der aktive Bandpassfilter (B) einen Verstärker (3), ein rückgekoppeltes Filter¬ netzwerk (4) und einen nachgeschalteten Spitzenwertgleichrichter (7) mit definierter Zeitkonstante, die gleich wie oder leicht grösser als die Aus¬ schwingzeit des Bandpassfilters ist, aufweist, wobei die Ausgangsspannung des Spitzenwertgleichrichters einen dem Verstärker vorgeschalteten span¬ nungsgesteuerten Spannungsteiler (8) steuert, dessen Teilerverhältnis (U„/Uιn) bei steigender Eingangsspannung (Uι ) erniedrigt wird, wodurch die Gesamtverstärkung des Bandpassfilters bei grossen Signalen reduziert wird.
21. Optischer Sensor nach Anspruch 13 oder 14. dadurch gekennzeichnet, dass die Sendeleistung der Sendediode ( 10) in Abhängigkeit von der mit der Empfangsdiode ( 1) empfangenen Lichtmenge geregelt wird, um die Sendeleistung der Sendediode bei steigender Ausgangsspannung des
Bandpassfilters (B) zu reduzieren.
22. Optischer Sensor nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass der Bandpassfilter (B) einen Verstärker (3) und ein rückgekoppeltes Filter¬ netzwerk (4) aufweist und dem Bandpassfilter ein Spitzenwertgleichrichter (7) mit definierter Zeitkonstante und eine steuerbare Sendestufe (9) nachgeschaltet ist.
23. Optischer Sensor nach einem der Ansprüche 13 bis 22, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass zwischen den Empfänger (1) und den oder die Bandpass¬ filter (B) ein rauscharmer Vorverstärker (2) geschaltet ist.
24. Optischer Sensor nach einem der .Ansprüche 13 bis 23, dadurch gekenn¬ zeichnet, dass er eine Auswerteschaltung (6) aufweist.
25. Optischer Sensor nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch ge¬ kennzeichnet, dass die Bandpassfilterschaltung in Switched-Capacitor- Technik ausgeführt ist.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10117838A1 (de) * 2001-04-02 2002-10-17 Omron Electronics Mfg Of Germa Verfahren zur Störlichtunterdrückung und Messgerät
DE102011078307A1 (de) * 2011-06-29 2013-01-03 Ifm Electronic Gmbh Beleuchtung für eine Lichtlaufzeitkamera
DE102006011191B4 (de) 2005-04-01 2019-12-24 Baumer Electric Ag Optischer Sensor und Verfahren zur Unterdrückung von Streulichtfehlern

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0441771A2 (de) * 1990-02-06 1991-08-14 Katschnig, Helmut, Dr. Verfahren zur Ermittlung der Präsenz von Dampf und/oder Rauch in der Abluft eines Gerätes zum Erhitzen von Materialien sowie Vorrichtungen zur Durchführung dieses Verfahrens
US5103085A (en) * 1990-09-05 1992-04-07 Zimmerman Thomas G Photoelectric proximity detector and switch
US5225669A (en) * 1990-11-15 1993-07-06 Telefunken Electronic Gmbh Sensor system with adjustment for ambient conditions

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0441771A2 (de) * 1990-02-06 1991-08-14 Katschnig, Helmut, Dr. Verfahren zur Ermittlung der Präsenz von Dampf und/oder Rauch in der Abluft eines Gerätes zum Erhitzen von Materialien sowie Vorrichtungen zur Durchführung dieses Verfahrens
US5103085A (en) * 1990-09-05 1992-04-07 Zimmerman Thomas G Photoelectric proximity detector and switch
US5225669A (en) * 1990-11-15 1993-07-06 Telefunken Electronic Gmbh Sensor system with adjustment for ambient conditions

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10117838A1 (de) * 2001-04-02 2002-10-17 Omron Electronics Mfg Of Germa Verfahren zur Störlichtunterdrückung und Messgerät
DE102006011191B4 (de) 2005-04-01 2019-12-24 Baumer Electric Ag Optischer Sensor und Verfahren zur Unterdrückung von Streulichtfehlern
DE102006011191C5 (de) 2005-04-01 2022-09-01 Baumer Electric Ag Optischer Sensor und Verfahren zur Unterdrückung von Streulichtfehlern
DE102011078307A1 (de) * 2011-06-29 2013-01-03 Ifm Electronic Gmbh Beleuchtung für eine Lichtlaufzeitkamera

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