DE3909807C2 - Fernsteuerung - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Fernsteuerung, und zwar im
einzelnen einen Slave-Empfänger einer Fernsteuerung
nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Im Bereich der Übertragung und des Empfangs von Träger
frequenzen in einer Netzleitung ist aus GB-PS 1592971
das Verfahren des Zählens von Trägerzyklen in einem
Zeitschlitz oder -fenster nahe einem Nulldurchgang der
Versorgungsleitung zur Bestimmung des Bitwertes oder
einer seriellen digitalen Nachricht, die auf einem der
Netzleitung überlagerten Hochfrequenzträger übertragen
wird, bekannt. Die Fähigkeit dieses Verfahrens, das
Funktionieren eines derartigen Kommunikationssystems
bei kontinuierlichem Rauschen mit Frequenzen, die
unterhalb der Trägerfrequenz liegen, oder bei diskon
tinuierlichem Rauschen zu ermöglichen, die in dem
Fenster nicht genügend Zyklen akkumulieren können, um
einen Bitwert '1' zu registrieren, ist für eine wirk
same Anwendung von Fernsteuerungssystemen, die Netz
leitungsträger-Verfahren verwenden, von großer Bedeu
tung. Die Anwendung des Träger-Zähl-Verfahrens ermög
licht die Verwendung eines billigen und vergleichsweise
breitbandigen Eingangsfilters.
Bei einer praktischen Ausführung, unter Verwendung
einer Tägerfrequenz von 120 kHz, können das Zählverfah
ren und das Bit-Decodieren in einer speziellen inte
grierten Schaltung durchgeführt werden, und das Ein
gangsfilter kann als auf 120 kHz zentrierter Einzel-
Zwischenfrequenz-Transformator ausgebildet sein, der
eine 3 dB-Bandweite von annähernd 10 kHz aufweist. Das
Fenster kann zum Beispiel mit 600 Mikrosekunden und 64
im Fenster übertragenen Zyklen gewählt sein, um einen
Bitwert von '1' zu bezeichnen, während Null Zyklen
einen Bitwert von '0' bezeichnen.
Das Zählverfahren innerhalb der Schaltung ist in der
Lage, kontinuierliches Rauschen unterhalb 80 KHz und
auch diskontinierliches Rauschen bei 120 KHZ zu unter
drücken, vorausgesetzt, daß im letzteren Fall die akku
mulierte Anzahl von Zyklen innerhalb des Empfangsfen
sters von 600 Mikrosekunden geringer als 48 ist. Der
erste Typ von Rauschen kann durch Fernsehgeräte,
Schaltnetzteile oder Kommutatoren von Motoren, erzeugt
werden, während der zweite Typ von Rauschstörungen
durch einen Triac-Schaltvorgang in einem Lampendimmer
erzeugt werden kann oder das Ergebnis des Ein- oder
Ausschaltens eines Stromabnehmers sein kann.
Dieser zweite Typ von Rauschen ist üblicherweise eine
Serie von Impulsen, welche bewirken, daß ein an der
Versorgungsleitung angeschlossenes Filter mit seiner
Resonanzfrequenz, in diesem Fall 120 kHz, schwingt. Das
Signal ist jedoch diskontinuierlich und tritt als wie
derholter Burst von Schwingungen auf. Die Länge eines
jeden Bursts hängt vom Dämpfungskoeffizienten des Fil
ters ab, jedoch kann davon ausgegangen werden, daß sie
kürzer als die Periode zwischen den Impulsen ist. Ob
wohl die Kombination der in einer speziellen inte
grierten Schaltung enthaltenen Trägerzählung mit dem
einfachem Eingangsfilter aus Kosten- und Leistungsgrün
den für die Fernsteuerung durch Netzleitungsträger
günstig ist, ist sie nur so lange sinnvoll, wie die
Versorgung mit speziellen Chips zu vernünftigen Preisen
gesichert ist. Aus wirtschaftlichen Gründen ist ein
alternativer Weg zur Erzielung der oben beschriebenen
Rauschunterdrückungs-Charakteristiken wünschenswert,
der handelsübliche Komponenten, wie zum Beispiel Mikro
prozessoren, verwendet.
Obwohl heute bereits eine Anzahl kostengünstiger Ein-
Chip-Mikroprozessoren erhältlich sind, die zum Deko
dieren von Nachrichten in dem erforderlichen Format
programmierbar sind, und eine Empfänger-Modul-Funktion
bieten, enthält keiner dieser Mikroprozessoren einen
Eingangszähler, der in Echtzeit die Anzahl der Zyklen
der in einem schmalen Fenster nahe dem Null-Durchgang
der Versorgungsleitung auftretenden Träger zählen kann.
Diese Funktion durch Anwenden externer üblicher Digi
tal-Zähl-ICs zu realisieren, wäre nicht kostengünstig.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Slave-Empfänger für
die Erkennung von Fernsteuerbefehlen zu schaffen, der
Mittel zum Zählen der Zykluszahl des Trägers ohne Ver
wendung digitaler Zählvorrichtungen in integrierten
Schaltungen aufweist.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt bei einer ersten
Variante der Erfindung mit den Merkmalen des Patentan
spruchs 1 und bei einer zweiten Variante mit den Merk
malen des Patentanspruchs 11.
Ein Digital-Zähler nach GB-PS 1592971 kann entfallen,
wenn man kapazitive Vorrichtungen verwendet, um Ladung
entsprechend der Anzahl und der Frequenz der Trägerzyk
len zu akkumulieren. Genauer gesagt: das sich ergebende
Binärsignal ist zur Verarbeitung in einem Mikroprozes
sor geeignet, zum Beispiel durch Messen der Zeit, in
der sich das Binärsignal innerhalb eines Fensters in
seinem zweiten Zustand befindet, um daraus die Digital
werte zu bestimmen, und dabei gleichzeitig Rauschstö
rungen auszufiltern. Somit kann ein solcher Empfänger
aus einem Mikroprozessor und einfachen diskreten Ana
logschaltungselementen bestehen.
Kapazitive Vorrichtungen zur Ermittlung einer erforder
lichen Anzahl von Zyklen eines Signals in einem Fern
steuerungssystem sind aus GB-PS 1592971 bekannt. In
diesem Fall ist die Ausgangsstufe eine auflistbare
Schaltung, die in ihren zweiten Zustand geschaltet
wird, wenn durch eine die kapazitiven Vorrichtungen
speisende abgestimmte Schaltung eine erste Frequenz
ermittelt wird. Die Ausgangsstufe kann nur durch ein
Signal einer, zweiten Frequenz in den zweiten Zustand
zurückgeschaltet werden, das von einer zweiten abge
stimmten Schaltung ermittelt wird, welche eine zweite
kapazitive Vorrichtung speist. Zum Beispiel wird ein
Relais von der bistabilen Schaltung geschaltet.
Reicht das Rauschen aus, um als die erste Frequenz
ermittelt werden zu können, schaltet die bistabile
Schaltung und verbleibt in ihrem zweiten Zustand,
selbst wenn, wie es für Rauschen charakteristisch ist,
das Rauschsignal aufhört oder im wesentlichen diskon
tinuierlich wird.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
weist eine Eingangsschaltung auf, die umfaßt: einen
Eingang zum Empfang des Signals; einen Stromflußweg
mit zwei in gleicher Durchlaßrichtung in Reihe ge
schalteten Dioden und einer ersten Kapazität, die den
Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden
koppelt, einer zweiten Kapazität, die an Dioden ange
schlossen ist; und eine Ausgangsstufe mit einer Schalt
einrichtung deren Steuereingang an die zweiten Kapazi
tät angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalt
einrichtung von der Ladung der zweiten Kapazität ab
hängt.
Eine solche Schaltung kann ohne Zuhilfenahme von digi
tal zählenden ICs ausgebildet sein und benötigt ledig
lich einige wenige, billige elektronische Komponenten
und einen Transistor. Eine bevorzugte Ausführungsform
ist so ausgebildet, daß sie ein 120 KHz-Signal vom
Eingangsfilter aufnimmt und ein Gleichstromausgangs
signal liefert, wenn das Signal von ausreichend hoher
Frequenz ist und kontinuierlich über eine ausreichende
Zeitspanne vorliegt. Dieses Signal ist dann zur Ein
gabe in einen Mikroprozessor zur weiteren Dokodierung
geeignet. Der Mikroprozessor muß lediglich prüfen, ob
dieses Ausgangssignal für eine ausreichende Zeitspanne
in dem Empfangsfenster vorhanden ist, um den empfange
nen Bitwert zu bestimmen, und muß nicht die Trägerzyk
len zählen. Somit kann eine Anzahl billiger Ein-Chip-
Mikroprozessoren für das Erzielen der in GB-PS 1592971
beschriebenen Empfängerfunktion programmiert werden.
Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung
näher erläutert.
Es zeigen
Fig. 1 ein Diagramm einer Slave-Empfängerschaltung;
Fig. 2a bis 2c Wellenformen an den Punkten A, B und C
der Schaltung nach Fig. 1;
Fig. 3a bis 3d Wellenformen in einem kleineren Maß
stab an den Punkten A bis D der Schaltung nach Fig. 1;
und
Fig. 4 bis 6 Wellenformen an den Punkten A, C und D
der Fig. 1 für drei unterschiedliche Zustände der Ver
sorgungsleitung.
Fig. 7 zeigt ein Flußdiagramm der Funktion eines Mikro
prozessors der Fig. 1.
Fig. 1 zeigt eine Slave-Empfängerschaltung, die vier
Teile umfaßt: ein Eingangsfilter 1, einen begrenzenden
Vorverstärker 2, einen Demodulator und Rauschfilter 3
und ein Mikroprozessorsystem 4, die zur Durchführung
der in GB-PS 1592971 dargelegten Funktionen ausgebil
det sind, deren Inhalt aus diesem Grund hiermit in
die vorliegende Erfindungsbeschreibung einbezogen
wird. Der Fachmann wird ohne Schwierigkeiten aus GB-PS
1592971 die darin beschriebenen, vom Slave-Empfänger
ausgeführten logischen Funktionen, Schritte und Se
quenzen entnehmen können. Mit diesen Informationen ist
er leicht dazu in der Lage, den Mikroprozessor zur
Durchführung dieser logischen Funktionen, Schritte und
Sequenzen zu programmieren, mit Ausnahme der Zyklen
zählung und der Null-Durchgangs-Ermittlung, die im
folgenden beschrieben werden. Der Demodulator 3 ist
die Komponente von besonderem Interesse, obwohl die
anderen Komponenten zum besseren Verständnis der Ar
beitsweise des Demodulators ebenfalls beschrieben wer
den. Das Eingangsfilter 1 entspricht dem nach GB-PS
1592971 verwendeten Filter für die Empfängermoduln,
die einen speziellen IC mit einem Eingangszähler ver
wenden. Das Eingangsfilter 1 umfaßt einen Widerstand
R1 und einen Kondensator C1, einen Transformator TR1
mit einem 10 : 1 Verhältnis, abgestimmten Schaltungs
komponenten R2 und C2 und Schutzdioden D1 und D2. mit
den angegebenen Werten kann das Filter ein 120 KHz-
Signal der Versorgungsleitung mit einer Spannung von
35 mV von Spitze zu Spitze in eine Spannung von 200 mV
Spitze zu Spitze umwandeln, die zur direkten Eingabe
in einen speziellen IC geeignet ist. Empfängermoduln
mit diesem Eingangsfilter und einem speziellen IC ar
beiten am Besten, wenn ihre Empfindlichkeit für Sig
nale in der Versorgungsleitung zwischen 20 und 50
Millivolt liegt. Sind Empfänger so eingestellt, daß
sie Signale unter 20 mV empfangen, können zu viele
Hintergrundrauschsignale durchdringen und den Empfang
blockieren. Können Empfänger keine Signale unter 50 mV
empfangen, kann der Empfang durch zu geringe Signal
stärke verschlechtert werden. Die folgende Darstellung
geht von der Zielsetzung aus, daß das Minimumsignal,
welches das System empfangen soll ebenfalls 35 mV an
der Versorgungsleitung oder 200 mV von Spitze zu Spitze
am Ausgang des Eingangsfilters 1 betragen soll.
Die Dioden D1, D2 dienen dazu, die Amplituden der
Rauschspitzen am Ausgang des Filters zu begrenzen. In
der Versorgungsleitung kann Rauschen in wechselnden
Pegeln von mehreren 10 Volt bis zu mehreren 100 Volt
im Falle von Schaltstößen auftreten.
Die Dioden begrenzen die Amplitude am Filterausgang
auf eine Spannung von ungefähr 1,2 V Spitze zu Spitze.
R2 wird dann zur Erhöhung des Dämpfungskoeffizienten
so gewählt, daß die Schwingungen des Filters im Ge
folge einer Rauschspitze nicht mehr als 15 Zyklen um
fassen, bevor ihre Amplitude unter 200 mV (Spitze zu
Spitze) sinkt. Üblicherweise liegen die Schwingungen,
welche von einem Triac-Schalter eines Lampendimmers
verursacht werden, näher bei 10 Zyklen.
Das Ausgangssignal des Filters wird in einen Vorver
stärker 2 eingegeben, der aus einem Transistor TR1,
den Widerständen R3 bis R6 und dem Kondensator C3
besteht. Der Vorverstärker weist einen Verstärkungs
faktor 20 auf und verstärkt das 200 mV Signal des
Eingangsfilters zu einem 4 V Signal am Kollektor des
TR1. Die angegebenen Werte gelten für einen Betrieb
mit einer 5V-Stromquelle, so daß ein Spitzensignal von
4 V das maximale Signal ist, das der Vorverstärker er
zeugen kann. Das bedeutet, daß das Signal an der
Versorgungsleitung, oder ein Rauschen, das stärker
als 35 mV ist, kein stärkeres Signal aus dem Vorver
stärker ausgeben kann als ein Signal von 35 mV.
Der Demodulator 3 besteht aus den Kondensatoren C4 und
C5, den Dioden D3, D4, den Widerständen R6, R7, und
dem Transistor TR2 und erfüllt die folgenden Funktio
nen:
- a) Ausgeben eines hohen Pegels nur, wenn ein Träger über einen vorbestimmten Zeitraum vorhanden war.
- b) Zum Aufrechterhalten des Ausgangssignals muß der Träger weiterhin vorhanden sein - jegliche Unter brechung für mehr als wenige Zyklen verursacht ein Absinken des Ausganssignals. Wird der Träger nach ei ner Unterbrechung wiederhergestellt, muß er wieder über einen gewissen Zeitraum vorhanden sein, bevor das Ausgangssignal wieder ansteigt. Der für den neuer lichen Anstieg des Ausgangssignals benötigte Zeitraum ist, bis zu einem Maximalwert, im wesentlichen propor tional zur Länge der Unterbrechung.
- c) Signale, die wesentlich unterhalb der Trägerfre quenz liegen, können keinen Anstieg des Ausgangssig nals verursachen - selbst wenn sie einen Spitzenwert von 4 V am Kollektor des TR1 aufweisen.
- d) Der Ausgangspegel des Demodulators ist direkt pro portional zum Eingangsspitzenpegel, vorausgesetzt, daß die vorgenannten Kriterien erfüllt sind.
Um zu verstehen, wie diese Funktionen erzielt werden,
können die Komponenten D3, D4 und C4 als ein Span
nungsverdoppler angesehen werden, der zur Ausgabe von
Ladung auf C5, anstatt zur Verdopplung der Spannung an
C verwendet wird. Zum besseren Verständnis der Arbeits
weise dienen die in den Fig. 2a bis 2c, und, in klei
nerem Maßstab, in den Fig. 3a bis 3d gezeigten Wellen
formen an den Punkten A, B und C. Fig. 3d zeigt das
Signal an Punkt D. Erfolgt kein Signaleingang, liegt
an Punkt A ungefähr 2,5 V an, Punkt B liegt eine Dio
den-Abfallspannung unterhalb Vcc (d. h. bei ungefähr
4,5 V) und Punkt C liegt zwei Dioden-Abfallspannungen
unterhalb Vcc, das heißt bei ungefähr 4 V. Der Basis-
Emitter-Übergang des TR2 ist in Sperrichtung vorge
spannt, so daß TR2 gesperrt ist und das Ausgangslevel
D auf Null liegt. Der Kollektor des TR1 ist in Ruhe
nahe Vcc/2 vorgespannt, ist jedoch ein Signal vorhan
den, veranlassen negative Ausschläge D3, C4 zu laden
und B auf 4,5 V zu halten.
Weist der Kollektor des TR1 einen positiven Ausschlag
auf, wird die in C4 akkumulierte Ladung über D4 auf
C5 übertragen, was einen Anstieg des Spannungsniveaus
in C verursacht. Angenommen, der Spannungsanstieg in
C5 ist gering, kehrt B beinahe auf sein vorheriges
Niveau zurück und die Menge der übertragenen Ladung
ist ungefähr C4.Vp, wobei Vp der Spannungshub von
Spitze zu Spitze am Kollektor des TR1 ist. Fällt die
Spannung am Kollektor des TR1 zu Beginn des nächsten
Signalzyklus wieder unter 2,5 V, wiederholt sich der
gleiche Prozess, und, wenn man annimmt, daß die Span
nungsveränderung in C5 im Vergleich mit Vp gering ist,
ist die auf C5 pro Zyklus übertragene Ladung beinahe
konstant und würde einen Anstieg der Spannung bei C um
in jedem Zyklus
verursachen.
Sobald jedoch die Spannung Vc bei C über ihren
Ruhepunkt ansteigt, beginnen die Dioden D3 und D4
zu sperren, so daß sie keinen Strom durch R6 liefern
können. R6 beginnt nun C5 zu entladen und entnimmt
deshalb während eines Zyklus eine Ladungsmenge von
wobei f die Frequenz des Signals bezeichnet.
Infolgedessen erhöht sich die Nettoladung an C5 um
pro Zyklus,
so daß sich die Spannung an C5 um
pro Zyklus
erhöht.
Es kann nachgewiesen werden, daß die Spannung an C
sich im Vergleich zu der Spitzenspannung Vp des Sig
nals nicht stark verändert. In Ruhe beträgt der Wert
von Vc ungefähr 4 Volt (2 Diodenabfallspannungen unter
Vcc). War das Signal über einen ausreichenden Zeitraum
vorhanden, steigt Vc schließlich auf Vcc, plus der
Basis-Emitter-Schwelle des TR2, an welchem Punkt der
in Basisschaltung geschaltete Transistor TR2 leitend
wird und jeder Überstrom in den Emitter von TR2 ein
fließt. Somit kann Vc nie unter 4 V und über 5,6 V ab
weichen, was einer Veränderung von 1,6 V entspricht.
Da hauptsächlich die Antwort auf Signale von 35 mV oder
mehr (3,5 bis 4 V Spannung von Spitze zu Spitze bei A)
in der Netzleitung interessiert, kann man annehmen,
daß jede Veränderung in Vc im Vergleich zu Vp gering
ist. In jedem Fall besteht der Effekt eines Anstiegs
von Vc mit der Zeit, nachdem ein Signal aufgetreten
ist, darin, daß die pro Zyklus übertragene Ladung ge
ringfügig abnehmen würde und jeglichen Zeitraum des
Anstiegs von Vc geringfügig länger werden ließe, als
diese Berechnungen zeigen. Es kann ebenfalls angenom
men werden, daß die Stromentnahme durch R6 konstant
und gleich
ist, während ein Signal vorhanden ist.
Ausgehend von den in Fig. 1 angegebenen Werten, kann
man annehmen, daß Vc (Durchschnitt) etwa 5 v beträgt
und einen Strom von 5 Mikroampere durch R6 schickt. So
läßt sich die Gleichung 1 wie folgt vereinfachen:
Da C5 mit 1,6 V geladen werden muß, bevor der Basis-
Emitter-Übergang des TR2 in Durchlaßrichtung vorge
spannt werden und Strom an den Ausgang D zur Erzeugung
einer Ausgangsspannung geleitet werden kann, beträgt
die Anzahl der dazu erforderlichen Signalzyklen
und daher beträgt die hierzu erforderliche Zeit
Einfach ausgedrückt besagt Gleichung 2:
Die zum Laden von C 5 mit 1,6 V benötigte Zeit =
Die zum Laden von C 5 mit 1,6 V benötigte Zeit =
Gleichung 2 verdeutlicht, daß für jeden Wert des durch
R6 gehenden Entladestroms die Verzögerungszeit des
Demodulators, für die ein Träger vorhanden sein muß,
um ein Ausgangssignal zu erzeugen, durch das Verhält
nis von C5 zu C4 gesteuert wird. In der gezeigten
Schaltung beträgt diese Zeit 220 Mikrosekunden für ein
120 KHz Signal, das am Kollektor des TR1 ein 4 V Signal
erzeugt.
Sobald Vc Vcc + 0,6 V erreicht hat, ist der TR2 voll
ständig leitend und, jeder zusätzliche Ladestrom geht
als Kollektorstrom durch TR2, um eine Spannung an R7
aufrechtzuerhalten. Sobald Vd Vcc erreicht hat, falls
das durch den Demodulator gehende Signal von ausrei
chend hoher Frequenz ist, um mehr Ladestrom zu erzeu
gen als durch R6 und R7 geleitet werden kann, ist der
TR2 gesättigt, und der zusätzliche Strom wird als er
höhter Basisstrom weitergeleitet. Anders ausgedrückt:
TR2 begrenzt Vc auf 0,6 bis 0,7 V über Vcc. Sobald das
Signal aufhört, entlädt R6 C5, bis schließlich Vc un
gefähr 1 V unter Vcc liegt und die Dioden D3 und D4
wieder zu leiten beginnen. Die Rate, mit der R6 C5
entlädt, ist beinahe linear, da die Spannungsänderung
bei Vc im Vergleich mit Vc gering ist. Sobald das
Signal aufhört, wird die Rate mit der Vc angegegben
wird durch
ausgedrückt.
Entsprechend den in Fig. 1 angegebenen Werten, nimmt
Vc um 0,3 Volt pro 100 Mikrosekunden ab. Da Vc üblicher
weise lediglich von seinem Höchstwert Vcc + 0,7 auf
Vcc + 0,55 abfallen muß, bevor TR2 sperrt, hat eine
Signalunterbrechung von ungefähr 50 Mikrosekunden ein
Abfallen der Ausgangsspannung bei D auf Null zur
Folge. Danach, bei fortgesetzter Signalunterbrechung,
fällt Vc um weitere 0,3 V pro 100 Mikrosekunden. Aus
Gleichung 2 wird deutlich, daß, sobald das Signal zu
rückkehrt, die Zeitspanne, die zum Laden von C5 auf
Vcc + 0,6 V benötigt wird, direkt proportional zum Be
trag ist, um die Vc während der Unterbrechung gefallen
ist. Kurze Signalunterbrechungen von mehr als 50
Mikrosekunden verursachen daher einen Abfall des Aus
gangssignals des Demodulators auf Null und danach ist
die zur Wiederherstellung des Ausgangssignals erfor
derliche Zeitspanne, sobald das Signal zurückkehrt,
direkt proportional zur Länge der Unterbrechung.
Gleichung 2 verdeutlicht, daß je niedriger die Fre
quenz des Signals ist, desto länger die zur Erzeugung
eines Ausgangssignals bei D erforderliche Zeit ist,
bis schließlich bei ausreichend geringen Frequenzen
kein Ausgangssignal mehr erzeugt wird. Dies wird noch
besser verständlich, wenn man C4 als eine Ladestrom
quelle für C5 betrachtet. In erster Annäherung ist die
durch C4 geleitete Strommenge
i = C4.f.Vp
wobei Vp das Signal A (Spitze zu Spitze) am Kollektor
von TR1 ist. Um ein Ausgangssignal bei D aufrechtzuer
halten, muß dieser Strom ausreichend groß sein, um Vc
bei Vcc + 0,6 V und das Ausgangssignal bei D nahe Vcc
zu halten. Angenommen, der von Punkt D zu treibende
Mikroprozessoranschluß hat eine logische Schwelle von
Vcc/2, so beträgt die von C4 zu erzeugende minimale
Strommenge
Deshalb gilt für die in Fig. 1 angegebenen Werte
C4 • f • Vp = 2,5 A + 5,6 A
Somit muß die Frequenz eines Signals von 4 V am Kol
lektor von TR1 mindestens
betragen. Anderenfalls kann das Ausgangssignal an D
nicht aufrechterhalten werden.
In der Praxis hat sich gezeigt, daß die minimale Ab
schaltfrequenz näher an 70 KHz liegt, was möglicher
weise auf Spannungsverluste in D3, D4 zurückzuführen
ist. Durch Veränderung von R6, R7 kann die untere
Abschaltfrequenz entsprechend der jeweiligen Anwendung
modifiziert werden.
Um zu zeigen, daß das Ausgangssignal an D proportionel
zu der Spitze-Spitze-Amplitude des Signals an A bei
eingeschaltetem TR2 ist, läßt sich aus Gleichung 3
entnehmen, daß
ist, was, bezogen auf die angegebenen Werte (bei
120 KHz) entspricht:
VdZ = 3,96 × Vp - 5,6
Für ein 35 mV Signal, das ein Vp von 4 V erzeugt,
entspricht Vd 10 V. Dies zeigt, daß C4 mehr Strom
erzeugt, als benötigt wird um Vd auf 5 V und Vc
auf 5,6 V zu halten. Der zusätzliche Strom wird von der
Basis des TR2 während der Sättigung absorbiert.
Für ein 20 mv Signal jedoch, das 2,28 Volt Vp erzeugt,
wird
Vc = 3,4 V
und liegt nahe dem Bereich, in dem der Mikroprozessor
es nicht als einen logischen Zustand '1' liest. In
diesem Bereich dominiert der konstante Ausdruck in der
obigen Gleichung für Vd, und weitere geringfügige
Abfälle des Signals verursachen ein schnelles Absinken
von Vd auf Null.
Die Arbeitsweise des Slave-Empfängers als Ganzes wird
im folgenden mit Bezug auf die Fig. 4, 5 und 6, die
sich auf drei unterschiedliche Situationen beziehen
und von denen jede die Wellenformen an A, C und D
darstellt, zusammengefaßt.
Das Eingangsfilter 1 enthält einen Dioden-Begrenzer
zum Absorbieren der Energie von Rauschspitzen und zum
Begrenzen der Amplituden starker Signale im
Netz. Es ist darüberhinaus gedämpft, so daß die Anzahl
der Zyklen der Schwingungen, die durch eine starke
Rauschspitze verursacht werden, 10 bis 15 Zyklen,
gemessen an der Schwellenamplitude, nicht übersteigt.
Der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 2 ist derart
eingestellt, daß er ein Signal an der vom System zu
erkennenden Minimumamplitude auf einen Punkt nahe dem
Sättigungspunkt des Verstärkers verstärkt. Dadurch
wird gewährleistet, daß stärkere Signale und
Rauschstörungen
mit größeren Amplituden amplitudenmäßig kein größeres
Gewicht erhalten - ähnlich dem bei der Frequenzdemodu
lationstechnik verwendeten Verfahren.
Der Demodulator 3 gibt keinen hohen Pegel aus, bis das
Signal kontinuierlich für eine vorbestimmte Anzahl von
Zyklen vorhanden ist. Bei einem 120 kHz Signal ent
spricht dies ungefähr 26 Zyklen (oder 220 µs), während
dies bei 70 kHz 40 Zyklen (ungef. 570 µs) entspricht.
Dies stellt einen wirksamen Diskriminator gegen Rau
schen dar, das normalerweise nicht kontinuierlich ist,
und ist dem Effekt des Trägerzählverfahrens des oben
erwähnten Patents ähnlich, in dem ein Signal 48 Impul
se in einem Fenster erzeugen muß, um einen logischen
Zustand '1' zu erzeugen. Das Fenster wird in der vor
liegenden Erfindung durch den dekodierenden Mikropro
zessor bestimmt und kann dem Fenster des genannten
Patents gleich sein, zum Beispiel 600 msek. Auch das
Verhältnis zwischen C5 und C4 bestimmt, wie viele Im
pulse zur Erzeugung eines Ausgangssignals benötigt
werden. In diesen Beispiel wurde die Zahl 26 als aus
reichend gewählt, jedoch kann die Zahl beliebig ge
wählt werden.
Der Demodulator 3 läßt keine Signale mit einer Fre
quenz unter einem bestimmten Wert (und unterhalb der
betreffenden Trägerfrequenz) passieren. Diese Grenz
frequenz wird durch C4 und die Werte von R6 und R7
bestimmt. In dem angegebenen Beispiel liegt die Grenz
frequenz bei ungefähr 70 kHz, doch sie kann nötigen
falls ohne Schwierigkeiten erhöht werden. Es wird der
gleiche Effekt wie beim digitalen Zählverfahren er
zielt, das 48 Impulse in einem Fenster von 600 Mikro
sekunden benötigt, um einen Bitwert '1' zu registrie
ren, was einem Rauschsignal von 80 kHz entspricht (das
das Eingangsfilter noch passieren könnte). Bei dem
vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Effekt, wie
zuvor beschrieben, durch eine Umwandlung der Frequenz
des Signals in Spannung, und durch das Einstellen ei
ner Schwelle, unterhalb der keine Spannung ausgegeben
wird, erreicht. Dieses Verfahren ist unabhängig von
der Fensterbreite, im Gegensatz zum digitalen Zähl
verfahren, und es ermöglicht eine von der Grenzfre
quenz unabhängige Breite des für den Mikroprozessor
gewählten Fensters.
Das Ausgangssignal des Demodulators 3 fällt nach einer
Signalunterbrechung von 50 Mikrosekunden auf Null.
Nach der Rückkehr des Signals muß dieses kontinuier
lich über einen Zeitraum vorhanden sein, bevor der
Demodulator wieder ein Ausgangssignal abgibt. Diese
Zeit für einen neuen Start ist direkt proportional zu
der Länge der Unterbrechung, bis zu einer maximalen
Verzögerung des neuen Starts von 200 bis 250 Mikro
sekunden. Das bedeutet, daß ein diskontinuierliches
Signal, wie es für Rauschstörungen typisch ist, noch
weiter ausgefiltert wird. Das Beispiel in Fig. 5
zeigt, in einem Fenster von 600 Mikrosekunden, ein
Rauschsignal, das in einem 200 µs Burst von 120 kHz
mit einer Spannung von 4 V (Spitze zu Spitze) am Kol
lektor von TR1 resultiert, der von einer Lücke von
100 µs gefolgt wird, dem sich ein weiterer Burst von
200 µs anschließt. Dieses Signal reicht aus, um nach
dem digitalen Zählverfahren als Bitwert '1' regi
striert zu werden. Unter Verwendung des Demodulators 3
würde dies ein Hoch-Ausgangssignal von ungefähr 190
Mikrosekunden ergeben (der erste Burst ergibt kein
Ausgangssignal, die folgende Unterbrechung von 100
Mikrosekunden verursacht eine zusätzliche Verzögerung
um 50 Mikrosekunden in dem zweiten Burst von 200
Mikrosekunden). Im letzten Fall wurde ein Signal, das
insgesamt 400 Mikrosekunden andauerte, auf ein Signal
mit einer Dauer von 190 Mikrosekunden in dem Fenster
von 600 Mikrosekunden reduziert.
Mit dieser Rauschreduzierung auf weniger als 50 Pro
zent ist es einfach, den Mikroprozessor zum Unter
scheiden zwischen diesem Rauschmuster und einem wirk
lichen Signal zu programmieren, das über einen Zeit
raum von 400 Mikrosekunden (Fig. 4) vorhanden ist.
Ähnlich würde eine Wellenform mit Bursts von 100
Mikrosekunden (12 Zyklen von Schwingungen mit 120
kHz), die alle 170 Mikrosekunden auftreten (Fig. 6),
wie es bei kurz beabstandeten Zündimpulsen einer Triac-
Schaltung zu erwarten ist, in einem Fenster von 600
Mikrosekunden ein Signal von kaum 50 Mikrosekunden
erzeugen und in einem Fenster von 1 Millisekunde le
diglich ein Signal von 290 Mikrosekunden. Dies be
deutet wiederum eine Rauschreduzierung auf weniger als
50 Prozent in einem Signal, das von dem digitalen Zähl
system ermittelt worden wäre.
Wie zum Beispiel in Fig. 7 gezeigt, ist die Program
mierung des Mikroprozessors zur Unterscheidung zwi
schen dem wirklichen Signal und dem Rauschsignal bei
einer Rauschreduzierung in diesem Umfang einfach. In
diesem Beispiel entspricht ein Zählvorgang des Daten
zählers einem Zählvorgang des Fensterzählers. Diese
Zeit ist die Ausführungszeit der Zähl- und Abtast
schleife. Die Abtastrate kann zum Beispiel 120 µsek (6
Abtastungen in einem Fenster von 600 Mikrosekunden)
betragen und ein Wert '1' kann ausgegeben werden, wenn
der Datenzähler '3' oder eine größere Zahl anzeigt,
anderenfalls ein Wert '0' ausgegeben wird.
Sobald das Signal (ein wirkliches oder ein Rausch
signal) auf einen kritischen Wert absinkt, 35 mV bei
120 kHz, beginnt das Ausgangssignal des Demodulators
linear dazu zu fallen, bis unterhalb von 20 mV (bei 120
kHz) kein Signal aus dem Demodulator ausgegeben wird.
Dieser kritische Wert steigt bei niedrigeren Frequen
zen, bis unterhalb der Grenzfrequenz kein Ausgangs
signal mehr möglich ist. Auf diese Weise werden Sig
nale mit geringer Amplitude, die unter dem jeweiligen
Level liegen, unterdrückt.
Die mit 4 bezeichnete Schaltung ist in der Lage zu
erkennen, wann die Netzspannung durch Null geht oder
nahe Null wird, und zwischen Rauschstörungen und einem
digitalen Signal zu unterscheiden. Sie besteht aus
drei Dioden D5- 7 und den Widerständen R8 und R9, die
an einen Mikroprozessor gekoppelt sind. Somit kann ein
Fenster nahe oder an dem Null-Durchgang gewählt werden
und der Mikroprozessor kann zwischen einer Rausch
störung und einem wirklichen Signal unterscheiden. Der
Wert des Mega-Ohm-Widerstandes kann verändert werden,
um die Spannung am Eingangsanschluß auf die Hälfte
zwischen dem logischen Zustand '1' und dem logischen
Zustand '0' zu bringen, wenn die Netzspannung 0 V
beträgt.
Claims (12)
1. Slave-Empfänger zum Ermitteln von Fernsteuerbefeh
len in Form von auf einen zyklischen Träger auf
modulierten digitalen Signalen, wobei der Em
pfänger eine auf den Träger antwortende Vorrich
tung aufweist zum Bestimmen der Digitalwerte in
Abhängigkeit von der Anzahl der Zyklen von Trägern
in den durch den Empfänger definierten Zeit
fenstern,
dadurch gekennzeichnet, daß
die antwortende Vorrichtung eine Eingangsschaltung
(1, 2, 3) mit einer Ausgangsstufe (TR2), die
zwischen zwei Zuständen schaltbar ist zur Er
zeugung eines Binärsignals, und eine kapazitive
Vorrichtung (C5) mit Lade- und Entladeschaltungs
vorrichtungen (D5, D4, C5) aufweist, die derart auf
den Träger antworten, daß:
- a) die Ausgangsstufe (TR2) einen ersten Zustand aufweist, wenn der Träger abwesend ist;
- b) wenn der Träger oberhalb einer vorgegebenen Frequenz und für eine erste vorgegebene Zeit an wesend war, sich in der kapazitiven Vorrichtung (C5) ausreichend Ladung akkumuliert, um die Aus gangsstufe (TR2) in ihren zweiten Zustand zu bringen;
- c) eine nachfolgende Unterbrechung im Träger von einer Dauer länger als eine zweite vorgegebene Zeit (wesentlich kürzer als die erste Zeit), eine Veränderung der Ladung an der kapazitiven Vorrich tung (C5) verursacht, um die Ausgangsstufe (TR2) in ihren ersten Zustand zu bringen;
- d) wenn der Träger anschließend wiederhergestellt ist, das Ausgangssignal für eine Zeit im ersten Zustand bleibt, die in direkter Beziehung zu der Länge der Unterbrechung steht, bevor wieder aus reichend Ladung akkumuliert wird, um den Zustand in den zweiten Zustand zu verändern; und
- e) ein zyklisches Signal mit einer Frequenz, die wesentlich unterhalb der vorgegebenen Frequenz liegt, nicht ausreichend Ladung akkumulieren las sen kann, um die genannte Ausgangsstufe (TR2) zu veranlassen ihren zweiten Zustand einzunehmen, wobei der Empfänger des weiteren eine Vorrichtung (4) zum Verarbeiten des Binärsignals innerhalb der genannten Zeitfenster aufweist, um daraus die Bi närwerte zu bestimmen.
2. Slave-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Ausgangsstufe derart ausgebildet
ist, daß ihr Ausgangspegel bis zu einer vorgebenen
Grenze in direktem Bezug zur Spitzenwerthöhe des
Trägers steht.
3. Slave-Empfänger nach Anspruch 1 oder 2 zum Ankop
peln an ein Versorgungsnetz, um von diesem digi
tale Signale zu empfangen, die von einem auf die
Versorgungsleitung aufmodulierten Träger übermit
telt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die
Fenster mit den Null-Durchgängen der Versorgungs
leitung synchronisiert sind.
4. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder
3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur
Verarbeitung zwischen Rauschen und Digitalwerten
auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite
Zustand in den Fenstern besteht, unterscheidet.
5. Slave-Empfänger nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Lade- und
Entladeschaltungseinrichtung umfaßt:
- 1. - eine erste Ladeeinrichtung (C4, D4) zum Verbinden des Trägers mit der kapazitiven Einrichtung (C5), um zu bewirken, daß Zyklen des Trägers die kapazi tive Einrichtung (C5) über einen vorbestimmten Ladungspesgel hinaus laden, wenn die Trägerzyklen über der vorgegebenen Frequenz und für wenigstens die erste vorgegebene Zeit vorhanden waren; und
- 2. - eine zweite Ladeeinrichtung (R6) zum Anlegen von Ladung an die kapazitive Einrichtung (C5) in ent gegengesetzter Richtung, so daß, wenn der vorbe stimmte Ladungspegel überstiegen wurde und eine nachfolgende Lücke in den Trägerzyklen der zweiten vorgegebenen Zeit besteht, die Ladung unter den vorbestimmten Pegel fällt und, wenn anschließend Trägerzyklen wiederhergestellt sind, der vorbe stimmte Ladungspegel nach einer direkt mit der Länge der Lücke in Verbindung stehenden Zeit er reicht wird.
6. Slave-Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Eingangsschaltung umfaßt:
- 1. einen Eingang (TR1) zum Empfang des Signals;
- 2. einen Stromflußweg mit zwei in gleicher Durch laßrichtung in Reihe geschalteten Dioden (D3, D4) und einer ersten Kapazität (C4), die den Eingang mit der Verbindung zwischen den beiden Dioden kop pelt, einer zweiten Kapazität (C5), die an die Dioden (D3, D4) angeschlossen ist; und
- 3. eine Ausgangsstufe mit einer Schaltvorrichtung, deren Steuereingang an die zweite Kapazität (C5) angeschlossen ist, so daß der Zustand der Schalt einrichtung (TR2) von der Ladung der zweiten Kapa zität (C5) abhängt.
7. Slave-Empfänger nach Anspruch 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Reihenschaltung einen Wider
stand.
8. Slave-Empfänger nach Anspruch 6 oder 7, gekenn
zeichnet durch einen Vorverstärker (2), der den
Eingang an die erste Kapazität (C4) koppelt.
9. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 6, 7 oder
8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrich
tung, die Reihenschaltung und der Vorverstärker
(2) zwischen Stromversorgungspunkten der Schaltung
geschaltet sind.
10. Slave-Empfänger nach einem der Ansprüche 6, 7, 8
oder 9, gekennzeichnet durch eine Eingangsstufe
mit einem Eingangsfilter (1) zum Ankoppeln an das
Netz, um von diesem ein auf das Netz aufmodulier
tes Trägersignal zu empfangen, und einen Begrenzer
(2) zum Begrenzen des Spitzenwertes des an die
Eingangsstufe (TR1) abgegebenen Trägersignals.
11. Slave-Empfänger zum Ankoppeln an eine Versor
gungsleitung, um von dieser Fernsteuerbefehle ent
haltende digitale Signale zu empfangen, welche
durch einen auf die Versorgungsleitung aufmodu
lierten Träger übermittelt werden, wobei die Digi
talwerte empfangener Signale von der Anzahl der
Trägerzyklen innerhalb von mit den Null-Durchgän
gen der Versorgungsleitung synchronisierten
Fenstern abhängt, wobei der Empfänger einen Demo
dulator, dessen Eingang an eine Versorgungsleitung
koppelbar ist, um aus dieser ein Trägersignal mit
einer vorgebenenen Frequenz zu extrahieren, und
Begrenzungsvorrichtungen zum Begrenzen der Ampli
tude des entnommenen Signals aufweist,
gekennzeichnet durch
- 1. - eine kapazitive Vorrichtung, die in Abhängigkeit vom Vorhandensein und Nichtvorhandensein von Zyk len des entnommenen Signals aufladbar und entlad bar ist, und
- 2. - einem Ausgang, der in Abhängigkeit von dem La dungsniveau in der kapazitiven Anordnung einen von zwei Zuständen annimmt, wobei der Demodulator so ausgebildet ist, daß der Ausgang bei Nichtvorhan densein eines extrahierten Signals den ersten Zu stand annimmt und den zweiten Zustand bei Vorhan densein eines im wesentlichen kontinuierlichen extrahierten Signals (bei der genannten vorge gebenen Frequenz) zumindest für eine vorgegebene Zeitspanne annimmt und aufrecht erhält, und wieder den ersten Zustand annimmt, sobald Lücken in den Zyklen des extrahierten Signals über einen län geren als einen vorgegebenen Zeitraum existieren oder die Frequenz des extrahierten Signals unter einer zweiten Frequenz liegt, die niedriger als die vorgegebene Frequenz ist, um dadurch das Trägersignal zu demodulieren und es gleichzeitig von Rauschstörungen der Versorgungsleitung zu unterscheiden.
12. Slave-Empfänger nach Anspruch 11, gekennzeichnet
durch Recheneinrichtungen, welche die Zustände
ermitteln und welche derart programmiert sind, daß
sie zwischen Rauschen und den von dem Träger im
Fenster übermittelten beabsichtigten Digitalwerten
auf der Basis des Zeitraums, in dem der zweite
Zustand in den Fenstern besteht, unterscheiden.
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