DE102017130317A1

DE102017130317A1 - Isolierter DC-DC-Wandler

Info

Publication number: DE102017130317A1
Application number: DE102017130317.0A
Authority: DE
Inventors: Tianting ZHAO; Baoxing Chen; Yue Zhuo
Original assignee: Analog Devices Global ULC
Current assignee: Analog Devices International ULC
Priority date: 2016-12-19
Filing date: 2017-12-18
Publication date: 2018-06-21
Also published as: US20180175735A1; JP2018102119A; US10003267B1; CN108206636B; JP6640177B2; CN108206636A

Abstract

Isolierte DC-DC-Wandler und Verfahren zum Betreiben von denselben sind hier beschrieben. DC-DC-Wandler beinhalten einen Treiber, der eine Primärwicklung eines Transformators zum Übertragen von Leistung durch eine Isolationsbarriere an eine Sekundärwicklung des Transformators treibt. Bei manchen Ausführungsformen ist ein Paar symmetrischer serieller Kondensatoren zwischen dem Treiber und der Primärwicklung eines Resonanz-DC-DC-Wandlers mit einem On-Chip-Transformator bereitgestellt, um Variationen einer Gleichtaktspannung auf der Primärwicklung während des Betriebs zu verlangsamen. Dies kann wiederum Strahlungsemissionen unterdrücken, die in Zusammenhang mit Zeitvariationsraten der Gleichtaktspannung stehen, und kann auch eine EMI(elektromagnetische Störung)-Leistungsfähigkeit des DC-DC-Wandlers verbessern.

Description

Gebiet der Offenbarung
Die vorliegende Anmeldung betrifft einen isolierten DC-DC-Wandler (DC: Direct Current - Gleichstrom).
Hintergrund
Eine galvanische Isolation zwischen Schaltkreiskomponenten und eine Übertragung von Daten und Leistung durch eine Isolationsbarriere wird oft für Sicherheits- und/oder Datenintegritätsüberlegungen bereitgestellt. Manche isolierte DC-DC-Wandler beinhalten einen Treiber, der eine Primärwicklung eines Transformators zum Übertragen von Leistung durch eine Isolationsbarriere an eine Sekundärwicklung des Transformators treibt. Ein Gleichrichter wandelt die empfangene Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators in eine DC-Ausgangsspannung um.
Kurzdarstellung der Offenbarung
Isolierte DC-DC-Wandler und Verfahren zum Betreiben von denselben sind hier beschrieben. DC-DC-Wandler beinhalten einen Treiber, der eine Primärwicklung eines Transformators zum Übertragen von Leistung durch eine Isolationsbarriere an eine Sekundärwicklung des Transformators treibt. Bei manchen Ausführungsformen ist ein Paar symmetrischer serieller Kondensatoren zwischen dem Treiber und der Primärwicklung eines Resonanz-DC-DC-Wandlers mit einem On-Chip-Transformator bereitgestellt, um Variationen einer Gleichtaktspannung auf der Primärwicklung während des Betriebs zu verlangsamen. Dies kann wiederum Strahlungsemissionen unterdrücken, die in Zusammenhang mit Zeitvariationsraten der Gleichtaktspannung stehen, und kann auch eine EMI-Leistungsfähigkeit (EMI: Electromagnetic Interference - elektromagnetische Störung) des DC-DC-Wandlers verbessern.
Bei manchen Ausführungsformen ist ein DC-DC-Wandler bereitgestellt. Der DC-DC-Wandler umfasst Folgendes: eine Primärwicklung mit einem ersten und zweiten Anschluss; eine Sekundärwicklung, die durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert ist; einen Vollbrückentreiber; einen ersten Kondensator, der zwischen den Vollbrückentreiber und den ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist; und einen zweiten Kondensator, der zwischen den Vollbrückentreiber und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
Bei manchen Ausführungsformen ist ein Verfahren zum Betreiben eines DC-DC-Wandlers bereitgestellt. Der DC-DC-Wandler umfasst eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und einen Vollbrückentreiber. Die Sekundärwicklung ist durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert. Das Verfahren umfasst Treiben eines Signals von dem Vollbrückentreiber durch einen seriellen Strompfad durch einen ersten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, die Primärwicklung und einen zweiten Kondensator, der mit einem zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
Bei manchen Ausführungsformen ist ein Resonanz-DC-DC-Wandler bereitgestellt. Der DC-DC-Wandler umfasst einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, der auf einem Halbleitersubstrat integriert ist. Die Sekundärwicklung ist durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert. Der DC-DC-Wandler umfasst ferner einen Vollbrückentreiber, der mittels eines seriellen Kondensators kapazitiv mit der Primärwicklung gekoppelt ist. Der Resonanz-DC-DC-Wandler umfasst ferner eine Rückkopplungsschleife, die zwischen einen Ausgang des DC-DC-Wandlers und einen Eingang des Vollbrückentreibers gekoppelt ist.
Figurenliste
Verschiedene Aspekte und Ausführungsformen der Anmeldung werden unter Bezugnahme auf die folgenden Figuren beschrieben. Es versteht sich, dass die Figuren nicht unbedingt maßstabsgerecht gezeichnet sind. Gegenstände, die in mehreren Figuren auftreten, sind in allen Figuren, in denen sie auftreten, durch dieselbe Bezugsziffer angegeben.

1 ist Blockdiagramm auf hoher Ebene eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers gemäß Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
2A ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers, der eine Implementierung des DC-DC-Wandlers aus 1 repräsentiert, gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
2B ist ein schematisches Schaltbild eines alternativen beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers, der eine Implementierung des DC-DC-Wandlers aus 1 repräsentiert, gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
3 ist ein schematisches Schaltbild eines weiteren alternativen beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung, der im Vergleich zu dem DC-DC-Wandler aus 2B eine zusätzliche LC-Schaltungsanordnung beinhaltet;
4 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
5 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
6 ist ein schematisches Schaltbild einer beispielhaften Treibersteuersignaleinheit zur Verwendung mit DC-DC-Wandlern der hier beschriebenen Typen gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
7 ist ein schematisches Zeitverlaufsdiagramm verschiedener Signale, die während des Betriebs eines DC-DC-Wandlers der hier beschriebenen Typen produziert werden können, gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
8 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften Gattertreiberschaltkreises zur Verwendung mit einem DC-DC-Wandler der hier beschriebenen Typen gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
9 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 900 gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung; und
10 ist ein schematisches Diagramm, das eine beispielhafte Anwendung einer Einrichtung im Rahmen einer tragbaren elektronischen Vorrichtung zeigt, gemäß manchen Ausführungsformen.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Aspekte der vorliegenden Anmeldung stellen Isolatorschaltkreise bereit, die ein Gleichstrom(DC)-Signal von einer ersten Seite des isolierten Schaltkreises durch eine Isolationsbarriere zu einer zweiten Seite des isolierten Schaltkreises übertragen. Diese Isolatorschaltkreise repräsentieren DC-DC-Wandler, die ein erstes DC-Signal, wie etwa ein Leistungssignal, auf der ersten Seite in ein zweites DC-Signal auf der zweiten Seite umwandeln. Eine galvanische Isolation zwischen der ersten und zweiten Seite des Isolationsschaltkreises, die hier auch als die Primär- bzw. Sekundärseite bezeichnet werden, liefert einen sicheren Schaltkreisbetrieb und/oder Datenintegrität. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Anmeldung beinhaltet der Isolatorschaltkreis einen Transformator, der die Isolationsbarriere überbrückt, wobei der Transformator eine Wicklung auf der Primärseite und eine andere Wicklung auf der Sekundärseite aufweist. Die Primärseite beinhaltet einen Schaltkreis zum Treiben eines Signals zu der Wicklung des Transformators auf der Primärseite und beinhaltet einen oder mehrere Kondensatoren, die elektrischen zwischen dem Treiberschaltkreis und der Transformatorwicklung auf der Primärseite gekoppelt sind. Das Platzieren des/der Kondensators/Kondensatoren zwischen dem Treiberschaltkreis und der Transformatorwicklung auf der Primärseite reduziert einen unerwünschten Stromfluss durch die Isolationsbarriere bei wenigstens manchen Ausführungsformen.
Ein Resonanz-DC-DC-Wandler ist einer, der einen Resonanztreiberschaltkreis auf der Primärseite des Wandlers beinhaltet. Bei einem Resonanz-DC-DC-Wandler wird eine DC-Eingangsspannung an einen Treiberschaltkreis auf der Primärseite geliefert, um eine Primärwicklung eines Transformators mit AC-Signalen (AC: Alternating Current - Wechselstrom) bei einer bestimmten Frequenz gemäß einem oder mehreren Steuersignalen, die an den Treiberschaltkreis geliefert werden, zu treiben. Die Sekundärwicklung des Transformators auf der Sekundärseite des Wandlers ist elektromagnetisch mit der Primärwicklung gekoppelt und empfängt dementsprechend die AC-Signale, die von der Primärwicklung übertragen werden. Ein Gleichrichterschaltkreis auf der Sekundärseite wandelt die empfangenen AC-Signale in eine DC-Ausgangsspannung um.
Die Erfinder haben verstanden, dass eine parasitäre Kapazität zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung in einem DC-DC-Wandler zu einem zeitlich variierenden Leckstrom führen kann, wenn sich die relative Spannungsdifferenz zwischen den zwei Wicklungen ändert, wenn zum Beispiel die Primärwicklung durch den Treiber mit einer hohen Frequenz getrieben wird. Der Leckstrom durch die Isolationsbarriere ist unerwünscht. Wenn der Leckstrom über Leiter innerhalb des oder angrenzend an den DC-DC-Wandler fließt, zum Beispiel über unterschiedliche elektrische Masseebenen in einem Leiterplattengehäuse der Schaltkreiskomponenten, kann eine hochfrequente Strahlung erzeugt und emittiert werden, die eine Störung anderer elektronischer Komponenten verursachen kann. Eine solche Strahlung kann insbesondere unerwünscht sein, wenn der DC-DC-Wandler in Automobil- oder Medizinanwendungen verwendet wird.
Aspekte der vorliegenden Anmeldung stellen eine verbesserte Elektromagnetische-Störung-Leistungsfähigkeit in einem isolierten DC-DC-Wandler bereit. Der isolierte DC-DC-Wandler beinhaltet einen Transformator mit einer Primärwicklung, die mit einem Treiberschaltkreis gekoppelt ist. Symmetrische serielle Kopplungskondensatoren verbinden den Treiberschaltkreis mit der Primärwicklung des Transformators. Eine solche Konfiguration reduziert eine Strahlung von Leckstrom durch die Isolationsbarriere in wenigstens manchen Ausführungsformen.
1 ist ein Blockdiagramm auf hoher Ebene eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 100 gemäß Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der DC-DC-Wandler 100 umfasst eine Primärseite 1 mit einem Treiber 10 und Kopplungskondensatoren 20. Der DC-DC-Wandler 100 umfasst ferner einen Transformator 40 mit einer Primärseite 30 und einer Primärwicklung 31. Der DC-DC-Wandler umfasst ferner eine Sekundärseite 2, die eine Transformatorsekundärseite 50 mit einer Sekundärwicklung 51 und einen Gleichrichter 70 aufweist.
Bei dem DC-DC-Wandler 100 werden eine DC-Spannung V_DD und ein oder mehrere Steuersignale 12 an den Treiber 10 geliefert, um die Primärwicklung 31 auf der Primärseite 30 des Transformators 40 über den Kopplungskondensatorblock 20 zu treiben. Die Primärwicklung 31 ist durch eine Isolationsbarriere 42, die aus einem Dielektrikum gebildet sein kann, elektromagnetisch mit der Sekundärwicklung 51 gekoppelt. Die Sekundärwicklung 51 ist mit einem Gleichrichter 70 gekoppelt, um Signale, die in der Sekundärwicklung 51 empfangen werden, in eine DC-Ausgangsspannung V_OUTPUT umzuwandeln.
Bei manchen Ausführungsformen moduliert der Treiber 10 die DC-Spannung V_DD als Reaktion auf Steuersignale 12, um die Primärwicklung 31 mit Wechselströmen bei einer gewissen Frequenz zu treiben. Der Treiber 10 kann eine beliebige geeignete Form annehmen und ist bei manchen Ausführungsformen ein Resonanzschaltkreis. Beispiele sind in 2A, 2B und 3-5 gezeigt.
Die Erfinder haben erkannt, dass eine Eingang-zu-Ausgang-Dipolemission in einem DC-DC-Wandler auftreten kann, falls ein Gleichtaktstrom die Isolationsbarriere des Wandlers durchquert. Zu Erklärungszwecken ist der Gleichtaktstrom I_CM in 1 gezeigt, obwohl die veranschaulichte Schaltkreiskonstruktion, wie weiter unten beschrieben wird, das Auftreten solcher Ströme begrenzen oder vollständig verhindern kann. Der Betrag des Gleichtaktstroms I_CM kann berechnet werden als: $I_{C M} = C_{I S O} \cdot d (V_{P R I} - V_{S E C}) / d t$
Hier ist C_ISO der parasitäre Kondensator zwischen der Primärwicklung 31 und der Sekundärwicklung 51 und sind V_PRI und V_SEC die gemeinsame Spannung auf der Transformatorprimärseite 30 bzw. der Transformatorsekundärseite 50. Bei manchen Ausführungsformen kann V_PRI durch ein Mittel der Spannungen an den zwei Anschlüssen P₁, P₂ der Primärwicklung 31 repräsentiert werden und kann V_SEC durch ein Mittel der Spannungen an den zwei Anschlüssen S₁, S₂ der Sekundärwicklung 51 repräsentiert werden. Der Gleichtaktstrom kann eine Eingang-zu-Ausgang-Dipolstrahlung erzeugen, indem zum Beispiel ein Strom über eine Lücke zwischen elektrischen Masseebenen in der Vorrichtung getrieben wird.
Die Erfinder haben verstanden, dass durch Reduzieren der Variationsrate von V_PRI während des Betriebs des DC-DC-Wandlers eine Dipolemission aufgrund des Gleichtaktstroms I_CM reduziert werden kann, wodurch dementsprechend die Elektromagnetische-Störung-Leistungsfähigkeit der Vorrichtung verbessert wird. Bei manchen Ausführungsformen können die Kopplungskondensatoren 20 einen oder mehrere serielle Kondensatoren zwischen den Primärwicklungen 31 und dem Treiber 10 umfassen. Die seriellen Kondensatoren können, und in wenigstens manchen Ausführungsformen werden, die Variationsrate der Spannungen an den zwei Anschlüssen P₁, P₂ der Primärwicklung verzögern, wenn der Treiber 10 dazu konfiguriert ist, eine Reihe von Spannungspulsen bei einer gewissen Frequenz als Reaktion auf das Steuersignal 12 zu liefern. Bei manchen Ausführungsformen können Weichschalttechniken, wie etwa spannungsloses Schalten, in dem Treiber 10 verwendet werden, um die Variation der Spannungen an den zwei Anschlüssen P₁, P₂ der Primärwicklung zu reduzieren.
Die Primärwicklung 31 und die Sekundärwicklung 51 können beliebige geeignete Leiterspulen sein, die elektromagnetisch miteinander gekoppelt sind, um Leistung durch die Isolationsbarriere 42 zu übertragen. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform können die Primärwicklung 31 und die Sekundärwicklung 51 des isolierten DC-DC-Wandlers 100 in 1 auf einem selben (nicht gezeigten) Halbleitersubstrat integriert sein, um Kapselungsplatz zu sparen und eine Kopplungseffizienz zu verbessern. Bei manchen Ausführungsformen können die Primärwicklung 31 und die Sekundärwicklung 51 Teil eines On-Chip-Transformators 42 sein, der auf demselben Halbleitersubstrat gefertigt ist. Bei einem Beispiel können die Primärwicklung 31 und die Sekundärwicklung 51 Spiralmetallleiter umfassen, die auf einer oder mehreren Flächen desselben Halbleitersubstrats angeordnet sind, ohne irgendein magnetisch aktives Material in einem Kern beider Wicklungen (nachfolgend auch als „Luftkerntransformator“ bezeichnet). Bei einem anderen Beispiel kann ein Material mit hoher magnetischer Permeabilität in dem Kern von sowohl der Primär- als auch der Sekundärwicklung eines On-Chip-Transformators (nachfolgend als „Magnetkerntransformator“ bezeichnet) bereitgestellt sein, um die Eigeninduktivitäts- und Gegeninduktivitätswerte der Wicklungen im Vergleich zu einem Luftkerntransformator mit Windungen der gleichen Abmessung zu erhöhen oder um eine kleinere Transformatorgrundfläche im Vergleich zu einem Luftkerntransformator mit den gleichen Induktivitätswerten zu ermöglichen. Bei einem Beispiel umfasst der Magnetkerntransformator CoZrTa, obgleich es sich versteht, dass ein beliebiges anderes geeignetes magnetisches Material in dem Kern verwendet werden kann.
2A ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 200A, der eine nichtbeschränkende Implementierung des DC-DC-Wandlers aus 1 repräsentiert. Der DC-DC-Wandler 200A umfasst einen Vollbrückentreiber 210, der vier Schalter Q1, Q2, Q3 und Q4 umfasst, einen Kopplungskondensatorblock 220A, der einen seriellen Kondensator C_S1 umfasst, eine Primärwicklung 231 mit einem ersten Anschluss P1 und einem zweiten Anschluss P2, ein induktives Element 233, eine Sekundärwicklung 251, die von der Primärwicklung 231 über eine Isolationsbarriere 242 isoliert ist, und einen Gleichrichter 270.
Gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung koppelt der serielle Kondensator C_S1 einen Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers 210 kapazitiv mit dem ersten Anschluss P1. Bei manchen Ausführungsformen verbindet der serielle Kondensator C_S1 den Vollbrückentreiber 210 mit dem ersten Anschluss P1 der Primärwicklung 231 und bildet einen seriellen Strompfad von dem Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers via dem seriellen Kondensator C_S1 über die Primärwicklung 231 und durch den Spannungsknoten N2 des Vollbrückentreibers.
Bei manchen Ausführungsformen werden die Schalter in dem Vollbrückentreiber 210 während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 200A durch (nicht gezeigte) externe Steuersignale zum sequenziellen Öffnen und Schließen gesteuert, so dass ein AC-Strom einer gewissen Frequenz von dem Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers über den seriell gekoppelten Kondensator C_S1 zu dem ersten Anschluss P1 der Primärwicklung 231 fließt. Der AC-Strom, der durch die Primärwicklung 231 fließt, erzeugt ein entsprechendes Spannungssignal zwischen den zwei Anschlüssen S1 und S2 der Sekundärwicklung 251. Das Spannungssignal wird in dem Gleichrichter 270 gleichgerichtet, um eine DC-Ausgangsspannung V_OUTPUT bereitzustellen.
Bei manchen Ausführungsformen wird ein Resonanz-LC-Schwingkreis gebildet, der den seriellen Kondensator C_S1 und das induktive Element 233 umfasst, und ist der DC-DC-Wandler 200A ein Resonanzwandler. Das induktive Element 233 kann ein beliebiges geeignetes induktives Element für eine Bildung eines Resonanz-LC-Schwingkreises sein und bei manchen Ausführungsformen kann das induktive Element 233 die Leckinduktivität der Primärwicklung 231 sein. Obwohl dies in 2A nicht gezeigt ist, kann der Resonanz-LC-Schwingkreis bei manchen Ausführungsformen eine zusätzliche Kapazität und/oder Induktivität umfassen.
2B ist ein schematisches Schaltbild eines alternativen beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 200B, der eine alternative Implementierung des DC-DC-Wandlers aus 1 repräsentiert. Der DC-DC-Wandler 200B teilt einige der Komponenten des DC-DC-Wandlers 200A aus 2A, weicht aber darin ab, dass der Kopplungskondensatorblock 220B sowohl den seriellen Kondensator C_S1 als auch einen zweiten seriellen Kondensator C_S2 beinhaltet. Diese Kondensatoren können bei manchen Ausführungsformen von dem gleichen Wert (symmetrisch) sein. Die Primärwicklung 231 und das induktive Element 233 sind seriell zwischen den Kopplungskondensatoren C_S1 und C_S2 angeordnet.
Bei dem beispielhaften DC-DC-Wandler 200B koppelt der serielle Kondensator C_S1 den Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers 210 kapazitiv mit dem ersten Anschluss P1, während der serielle Kondensator C_S1 den Spannungsknoten N2 des Vollbrückentreibers 210 kapazitiv mit dem zweiten Anschluss P2 der Primärwicklung 231 koppelt. Bei manchen Ausführungsformen wird ein serieller Strompfad von dem Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers 210 via den seriellen Kondensator C_S1 über die Anschlüsse P1 und P2 der Primärwicklung 231 durch den seriellen Kondensator C_S2 zu dem Spannungsknoten N2 des Vollbrückentreibers gebildet.
Bei manchen Ausführungsformen werden die Schalter in dem Vollbrückentreiber 210 während des Betriebs des DC-DC-Wandlers 200B durch (nicht gezeigte) externe Steuersignale zum sequenziellen Öffnen und Schließen gesteuert, so dass ein AC-Strom einer gewissen Frequenz von dem Spannungsknoten N1 des Vollbrückentreibers über den seriell gekoppelten Kondensator C_S1 zu dem ersten Anschluss P1 der Primärwicklung 231 fließt. Nachdem er durch die Primärwicklung 231 geflossen ist, verlässt der AC-Strom den zweiten Anschluss P2 und fließt durch den seriellen Kondensator C_S2 zu dem Spannungsknoten N2 des Vollbrückentreibers. Der AC-Strom, der durch die Primärwicklung 231 fließt, erzeugt ein entsprechendes Spannungssignal zwischen den zwei Anschlüssen S1 und S2 der Sekundärwicklung 251. Das Spannungssignal wird in dem Gleichrichter 270 gleichgerichtet, um eine DC-Ausgangsspannung V_OUTPUT bereitzustellen.
Die seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 können, und in wenigstens manchen Ausführungsformen werden, die Spannungen an den zwei Anschlüssen P1 und P2 der Primärwicklung während Übergängen einer Stromamplitude und einer Richtung entlang des Strompfades von dem Spannungsknoten N1 durch die Primärwicklung 231 zu dem Spannungsknoten N2 im Wesentlichen symmetrisch machen. Dementsprechend können Gleichtaktspannungsvariationen in der Primärwicklung reduziert werden, was wiederum eine Dipolstrahlung reduziert und eine EMI(elektromagnetische Störung)-Leistungsfähigkeit verbessert.
3 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 300 gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der DC-DC-Wandler 300 beinhaltet einige der Komponenten des DC-DC-Wandlers 200B aus 2B, weicht aber darin ab, dass er zusätzlich ein induktives Element 332 parallel zu der Primärwicklung 331, ein induktives Element 333 und parallele Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 beinhaltet.
Wie gezeigt, ist der parallele Kondensator C_CL1 mit dem Schalter Q2 des Vollbrückentreibers 210 parallel gekoppelt, so dass C_CL1 zwischen dem Spannungsknoten N1 und Masse verbunden ist. Der Kondensator C_CL2 ist mit dem Schalter Q4 parallel gekoppelt, so dass C_CL2 zwischen dem Spannungsknoten N2 und Masse verbunden ist. Bei manchen Ausführungsformen kann der DC-DC-Wandler 300 einen Resonanz-LC-Schwingkreis aufweisen, der die induktiven Elemente 332, 333 und die seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 umfasst. Obwohl dies in 3 nicht gezeigt ist, kann der Resonanz-LC-Schwingkreis bei manchen Ausführungsformen eine zusätzliche Kapazität und/oder Induktivität umfassen. Das induktive Element 333 kann ein beliebiges geeignetes induktives Element für eine Bildung eines Resonanz-LC-Schwingkreises sein und bei manchen Ausführungsformen kann das induktive Element 333 die Leckinduktivität der Primärwicklung 331 sein. Das induktive Element 332 kann ein beliebiges geeignetes induktives Element für eine Bildung eines Resonanz-LC-Schwingkreises sein und bei manchen Ausführungsformen kann das induktive Element 332 die Hauptinduktivität der Primärwicklung 331 sein.
Bei manchen Ausführungsformen ist der Vollbrückentreiber 210 eine H-Brücke zwischen V_DD und Masse und ist der DC-DC-Wandler 300 ein Resonanzwandler. Die Schalter Q1, Q2, Q3 und Q4 werden durch (nicht gezeigte) Steuersignale zum sequenziellen Öffnen und Schließen getrieben, um einen Wechselstrom durch die Primärwicklung 331 zu treiben. Die Frequenz des Wechselstroms basiert wenigstens teilweise auf einer Resonanzfrequenz des Resonanz-LC-Schwingkreises.
Gemäß manchen Aspekten sind, wenn der DC-DC-Wandler 300 betrieben wird, die Schalter Q1 und Q4 des H-Brücke-Treibers 210 während einer ersten Phase einer Betriebssequenz offen, während Q2 und Q3 geschlossen verbleiben. Ein Strom fließt von V_DD durch den Spannungsknoten N1, die serielle Kapazität C_S1 und durch die Anschlüsse P1 und P2 der Primärwicklung, bevor er über die serielle Kapazität C_S2 zu dem Spannungsknoten N2 und zu Masse zurückkehrt. Während einer zweiten Phase der Sequenz sind alle Schalter Q1-Q4 in dem H-Brücke-Treiber 210 ausgeschaltet. Diese zweite Phase wird auch als die Keine-Überlappung-Periode bezeichnet, während welcher keine Schalter eingeschaltet sind. Der Reststrom in dem induktiven Element 332 fließt durch die parallelen Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 zu Masse. Die parallelen Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 ermöglichen weiches Schalten der Schalter Q1 und Q4, wenn sie am Ende der ersten Periode ausgeschaltet werden, sowie der Schalter Q2 und Q3, wenn sie am Beginn einer dritten Periode eingeschaltet werden, so dass ein beliebiger gegebener Schalter beinahe eine Spannung von null aufweist, wenn er zwischen Strom-Ein und -Aus-Zuständen übergeht. Ein solches spannungsloses Schalten ist effektiv, um sowohl eine Wandlereffizienz zu verbessern als auch Spannungsvariationen innerhalb des Treibers und an den Anschlüssen der Primärwicklung 331 zu verlangsamen. Am Ende der dritten Phase ist der Treiber wieder wie in der zweiten Phase konfiguriert, mit allen Schaltern ausgeschaltet. Die Phasensequenz kann sich dann von der ersten Phase zu der zweiten Phase, der dritten Phase und zurück zu der zweiten Phase wiederholen. Diese Sequenz kann dann viele Male iteriert werden.
Es versteht sich, dass, während spannungsloses Schalten in Bezug auf den DC-DC-Wandler 300 in 3 beschrieben ist, andere Weichschaltschemata, wie etwa stromloses Schalten, zusätzlich oder alternativ dazu eingesetzt werden können. Obwohl C_CL1 und C_CL2 in 3 als beide mit Masse verbunden gezeigt sind, können optional und alternativ dazu C_CL1 und/oder C_CL2 jeweils parallel mit einem der Schalter Q1 und Q3 gekoppelt werden und zwischen den Spannungsknoten N1/N2 und V_DD verbunden werden. Bei manchen Ausführungsformen sind vier parallele Kondensatoren bereitgestellt, wobei jeder parallel mit einem jeweiligen der vier Schalter Q1, Q2, Q3 und Q4 des H-Brücke-Treibers 210 verbunden ist.
Die Erfinder haben verstanden, dass Faktoren, wie etwa eine Herstellungstoleranz und/oder Umgebungseffekte, zu Variationen zwischen den Schaltern in dem Vollbrücken- oder H-Brücke-Treiberschaltkreis 210 führen können. Unterschiede der parasitären Kapazität von jedem der vier Schalter Q1-Q4 können zu einer asymmetrischen Spannung und/oder einem asymmetrischen Strom in der Primärtransformatorwicklung während unterschiedlichen Betriebsphasen führen, was zu einer Zunahme einer Gleichtaktspannung an den zwei Anschlüssen der Primärwicklung beitragen kann und zu einer erhöhten elektromagnetischen Störung aufgrund eines erhöhten Gleichtaktstroms durch die Isolationsbarriere 242 führen kann. Gemäß manchen Aspekten kann der Wert der parallelen Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 so gewählt werden, dass er erheblich größer als die parasitäre Kapazität von jedem der vier Schalter Q1-Q4 ist. Wenn eine Diskrepanz der parasitären Kapazität zwischen Schaltern im Vergleich zu den ausgewählten parallelen C_CL1- und C_CL2-Werten viel kleiner wird, kann elektromagnetische Störung aufgrund der parasitären Diskrepanz unterdrückt werden. Der Wert des parallelen Kondensators kann zweimal jener der parasitären Kapazität oder fünfmal größer, zehnmal größer, zwanzigmal größer, wenigstens zehnmal größer oder zwischen zweimal- und fünfmal größer oder ein beliebiger Wert oder ein Bereich von Werten innerhalb eines solchen Bereichs sein. Bei einem nichtbeschränkenden Beispiel weist die parasitäre Kapazität einen Wert von 80 pF auf.
Bei manchen Ausführungsformen können parallele Kondensatoren, wie etwa C_CL1 und C_CL2, als interne Kondensatoren bereitgestellt sein, die auf demselben Substrat wie der Treiberschaltkreis 210 angeordnet sind. Jedoch können beliebige Fertigungs- und Kapselungsverfahren verwendet werden.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist das in 3 gezeigte Paar serieller Kondensatoren C_S1 und C_S2 von im Wesentlichen gleicher Größe oder gleichem Kapazitätswert. Wie weiter unten besprochen, kann eine solche Symmetrie zwischen den Kapazitätswerten der zwei seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 dabei helfen, Gleichtaktspannungsvariationen bei der Primärwicklung 331 zu unterdrücken. Am Ende der ersten Phase der obigen Sequenz werden die Schalter Q1-Q4 alle am Beginn einer ersten Keine-Überlappung-Periode ausgeschaltet und werden die Spannungswerte V_P1 und V_P2 an den Anschlüssen P1 bzw. P2 jeweils über die Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 auf Masse bezogen. Ein Reststrom stammt von dem Spannungsknoten N1, welcher über C_S1, die Primärwicklung 331 und das resonante induktive Element 332 durch den Kondensator C_S2 fließt und über C_CL2 auf Masse abgeleitet wird. Während dieses Ausschaltzeitpunkts, dem Übergang von der ersten Phase zu der zweiten Phase, ist eine beliebige Änderung in V_P1 und V_P2 proportional zu der Änderung des Reststroms in der Primärwicklung 331 und dem induktiven Element 332 multipliziert mit den Kapazitäten des seriellen Kondensators C_S1 bzw. C_S2. Gleichermaßen werden bei dem Übergang zwischen dem Ende der dritten Phase der obigen Sequenz zu einer anderen Keine-Überlappung-Periode alle vier Schalter Q1-Q4 ausgeschaltet und stammt ein Strom von dem Spannungsknoten N2, welcher über C_S2, die Primärwicklung 331 und das induktive Element 332 durch C_S1 fließt und über den Kondensator C_CL1 auf Masse abgeleitet wird. Während dieses zweiten Ausschaltzeitpunkts werden die Spannungswerte V_P1 und V_P2 an den Anschlüssen P1 bzw. P2 über die Kondensatoren C_CL1 und C_CL2 auf Masse bezogen, während eine beliebige Änderung von V_P1 und V_P2 proportional zu der Änderung des Reststroms in der Primärwicklung 331 und dem induktiven Element 332 multipliziert mit den Kapazitäten der seriellen Kondensatoren C_S1 bzw. C_S2 ist. Falls C_S1 = C_S2 gilt und falls der Reststrom in der Primärwicklung 331 und dem induktiven Element in zwei oben besprochenen Keine-Überlappung-Perioden von der gleichen Amplitude, aber mit entgegengesetzten Richtungen ist, dann werden die Änderungen in V_P1 und V_P2 in einer Keine-Überlappung-Periode durch Änderungen in der darauffolgenden Keine-Überlappung-Periode aufgehoben. Infolgedessen können mittlere Variationen der Gleichtaktspannung bei der Primärwicklung eines solchen voll symmetrischen DC-DC-Resonanzwandlers unterdrückt werden, was zu einer verbesserten EMI(elektromagnetische Störung)-Leistungsfähigkeit führt. Obgleich eine Unterdrückung von Variationen einer Gleichtaktspannung bei der Primärwicklung bei dem obigen Beispiel mit Bezug auf Ausschaltzeitpunkte, wenn die Schalter ausgeschaltet werden, besprochen wurde, versteht es sich, dass das Paar der seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 mit im Wesentlichen gleichem Kapazitätswert auch dabei helfen kann, Variationen der Gleichtaktspannung während Einschaltzeitpunkten, wenn ein oder mehrere Schalter in dem Treiber von einer Keine-Überlappung-Periode eingeschaltet werden, zu unterdrücken.
Bei manchen Ausführungsformen sind die seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 als externe Kondensatoren für den Treiberschaltkreis 210 und für die Primärwicklung 331 bereitgestellt, was bedeutet, dass sie sich auf getrennten Substraten oder sogar außerhalb einer Kapselung, in der der Treiberschaltkreis 210 und die Wicklung 331 gekapselt sind, befinden können. Jedoch sind andere Konfigurationen möglich. Bei einem nichtbeschränkenden Beispiel weist jeder der seriellen Kondensatoren C_S1 und C_S2 einen Wert von 1 nF auf, obwohl andere Werte möglich sind.
4 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 400 gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der DC-DC-Wandler 400 beinhaltet einige der Komponenten des DC-DC-Wandlers 300 aus 3, weicht aber darin ab, dass er zusätzlich einen Vorladungsschaltkreis 414 beinhaltet, der zwei Schalter Q_1aux, Q_2aux umfasst.
Gemäß manchen Ausführungsformen kann der Vorladungsschaltkreis 414 mit dem Vollbrückentreiber 210 gekoppelt sein, so dass der Schalter Q_1aux zwischen V_DD und dem Spannungsknoten N1 verbunden ist, während der Schalter Q_2aux zwischen dem Spannungsknoten N2 und Masse verbunden ist. Der Vorladungsschaltkreis 414 kann aktiviert werden, wenn der DC-DC-Wandler 400 zuerst eingeschaltet wird und wenn der LC-Resonatorschwingkreis, der C_S1, C_S2, die induktiven Elemente 333, 332 umfasst, noch nicht mit Energie versorgt wurde. Bei Aktivierung erschafft der Vorladungsschaltkreis 414 einen Strominjektionspfad von V_DD zu Masse, durch Q_1aux, den Spannungsknoten N1, den Kondensator C_S2, die Primärwicklung 331, den Kondensator C_S1, den Spannungsknoten N2 und den Schalter Q_2aux. Bei einer Ausführungsform kann ein Steuersignal 412 verwendet werden, um den Vorladungsschaltkreis 414 zu aktivieren und beide Schalter Q_1aux, Q_2aux einzuschalten, um Strom in den LC-Resonatorschwingkreis zu injizieren und einen „Kickstart“ des Resonators durchzuführen, um die Zeitmenge zu verkürzen, bis der Resonanter eine Oszillation erreicht. Der Vorladungsschaltkreis kann eingesetzt werden, um einen Gleichtaktstrom zu reduzieren, während der Vollbrückentreiber 210 zuerst eingeschaltet wird. Andere Formen eines Vorladungsschaltkreises können alternativ implementiert werden, um die gleiche Funktionalität zu erreichen.
5 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 500 gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der DC-DC-Wandler 500 beinhaltet einige der Komponenten des DC-DC-Wandlers 400 aus 4, aber weicht darin ab, dass er zusätzlich eine Sekundärwicklung 551 mit zwei Anschlüssen S1, S2, einen Gleichrichter 570, der eine Diodenbrücke mit vier Dioden D1-D4 umfasst, einen parallelen Kondensator C_CL3, einen Kompensationsfehlerverstärker 572, einen Pulsbreitenmodulation(PWM: Pulse Width Modulation)-Komparator 574 , einen Codierer 523, einen Decodierer 524, einen Rückkopplungstransformator 541, einen Oszillator 522, einen Q-Flip-Flop 518 und eine Treibersteuersignaleinheit 516 beinhaltet. Der DC-DC-Wandler 500 umfasst ferner mehrere Widerstände 576, 577, 578 und einen Kondensator 579.
Bei manchen Ausführungsformen richtet eine Diodenvollbrücke D1-D4 auf der Sekundärseite des DC-DC-Wandlers 500 eine Spannung gleich, die an Anschlüssen S1, S2 der Sekundärwicklung 551 empfangen wird, und wandelt die empfangene Spannung in eine DC-Ausgangsspannung V_OUT um. Bei einem Beispiel können die Dioden D1-D4 Schottky-Dioden sein.
Bei manchen Ausführungsformen ist ein paralleler Kondensator C_CL3 parallel zu den zwei Anschlüssen S1, S2 der Sekundärwicklung bereitgestellt. Der parallele Kondensator C_CL3 kann dabei helfen, die Spannungsvariationen an den Anschlüssen S1, S2 zu verlangsamen und eine EMI-Leistungsfähigkeit verbessern, indem ein Gleichtaktstrom durch die Isolationsbarriere unterdrückt wird.
Bei manchen Ausführungsformen ist eine Rückkopplungsschleife gebildet, die den Fehlerverstärker 572, den PWM-Komparator 574 umfasst, die dazu konfiguriert sind, das Rückkopplung(FB: Feedback)-Signal zu modulieren, das V_OUT repräsentiert. Bei einem Beispiel wird das Rückkopplungssignal in einem Verstärker 572 eingekoppelt und wird mit einem Referenzsignal V_REF verglichen, bevor es bei einem PWM-Komparator 574 mit einem 200-kHz-Sägezahnsignal verglichen wird. Das PWM-Ausgangssignal des PWM-Komparators 574 wird über den Transformator 541 zu der Primärseite als ein Rückkopplungssignal übertragen. Der Codierer 523 und der Decodierer 524 können eine beliebige Anzahl an Codierungs- und Decodierungsfunktionen durchführen, bevor sie das übertragene Rückkopplungssignal zum Modulieren eines Hochfrequenzoszillatorsignals, das durch den Oszillator 522 erzeugt wird, bei dem Q-Flip-Flop 518 senden. Das modulierte Signal wird an die Treibersteuersignaleinheit 516 zum Erzeugen eines Steuersignals 512 gesendet, um die Schalter in dem Vorladungsschaltkreis 414 sowie dem Vollbrückentreiber 210 zu steuern. Bei manchen Ausführungsformen kann die Oszillatorfrequenz 10 MHz, 15 MHz, 20 MHz, 24 MHz, 30 MHz, 40 MHz, zwischen 5 und 5 MHz, zwischen 15 und 30 MHz oder einen beliebigen Wert oder Bereich von Werten innerhalb solcher Bereiche sein.
Der DC-DC-Wandler 500 kann Strahlung unterdrücken und eine verbesserte Elektromagnetische-Störung-Leistungsfähigkeit bereitstellen. Bei manchen Ausführungsformen kann die EMI-Leistungsfähigkeit, wie in dem CISPR22-Klasse-B-Standard definiert, den Standard um eine Spanne von wenigstens 5 dB, 10 dB, 15 dB, zwischen 5 und 15 dB oder einen beliebigen Wert oder Bereich von Werten innerhalb dieses Bereichs überschreiten. Bei manchen Ausführungsformen kann die EMI-Leistungsfähigkeit, wie in dem EN55022-Klasse-B-Standard definiert, den Standard um eine Spanne von wenigstens 5 dB, 10 dB, 15 dB, 20 dB, zwischen 5 und 15 dB oder einen beliebigen Wert oder Bereich von Werten innerhalb dieses Bereichs überschreiten. Bei manchen Ausführungsformen kann eine Leistungsumwandlungseffizienz des DC-DC-Wandlers, der gemäß Aspekten der vorliegenden Offenbarung implementiert ist, einen Wert von wenigstens 30 %, 40 % oder zwischen 30 und 40 % oder zwischen 40 und 50 % aufweisen.
6 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften Steuerschaltkreises 600 zur Verwendung mit DC-DC-Wandlern der hier beschriebenen Typen gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der Steuerschaltkreis 600 umfasst ein Implementierungsbeispiel der Treibersteuersignaleinheit 516 und des Oszillators 522, die in 5 gezeigt sind. Bei dem beispielhaften Schaltbild in 6 umfasst der Steuerschaltkreis 600 Puffer 601, 602, einen Oszillator 604, einen Komparator 606, Q-Flip-Flops 608, 610, einen Verzögerungsschaltkreis 612 und eine Aktivierung-Deaktivierung-Logik 614. Die Treibersteuersignaleinheit 516 umfasst ferner Ausgangs-UND-Gatter 622, 624 und 626.
Gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung ist der Steuerschaltkreis 600 dazu konfiguriert, mehrere Spannungswellenformen an dem Ausgang der Gatter 622, 624 und 626 zu erzeugen, um das Öffnen und Schließen der Schalter in dem Vorladungsschaltkreis 414 und dem Vollbrückentreiber 210 in dem in 5 gezeigten DC-DC-Wandler 500 zu steuern, um sowohl die verschiedenen Phasen des Treibers zu implementieren als auch eine Strominjektion von dem Vorladungsschaltkreis bereitzustellen, wie oben in Bezug auf 3-5 besprochen wurde. Bei dem Steuerschaltkreis 600 sind der Oszillator 604 und der Komparator 606 dazu konfiguriert, ein Hochfrequenzgattertreibersignal 618 zu erzeugen. Das Gattertreibersignal 618 kann eine Frequenz von 10 MHz, 15 MHz, 20 MHz, 24 MHz, 30 MHz, 34 MHz, 40 MHz, zwischen 5 und 15 MHz, zwischen 15 und 40 MHz oder einem beliebigen Wert oder Bereich von Werten innerhalb solcher Bereiche aufweisen. Das Gattertreibersignal 618 kann durch den Verzögerungsschaltkreis 612 zum Erzeugen einer Keine-Überlappung-Zeit, die Aktivierung-Deaktivierung-Logik 614 und die Q-Flip-Flops 608, 610 moduliert werden, um ein Steuersignal DRV_SIG2 an dem Ausgang des Gatters 622, ein Steuersignal DRV_SIG1 an dem Ausgang des Gatters 624 und ein Steuersignal DRV _SIG1_AUX an dem Ausgang des Gatters 626 bereitzustellen. Der Oszillator und der Komparator können während des Betriebes des DC-DC-Wandlers kontinuierlich arbeiten, um Hochfrequenzoszillationssignale zu liefern. Alternativ dazu und optional können der Oszillator und der Komparator ausgeschaltet werden, um Leistung zu sparen und eine Effizienz zu erhöhen, wenn der Resonanz-LC-Schwingkreis ausgeschaltet ist und nicht überträgt.
Bei manchen Ausführungsformen sind DRV_SIG1 und DRV_SIG2 Steuersignale an dem Ausgang der in 5 gezeigten Treibersteuersignaleinheit 512 und sind dazu konfiguriert, das Öffnen und Schließen von Gattern der Schalterpaare Q2/Q3 bzw. Q1/Q4 in dem Vollbrückentreiber in einem beliebigen der DC-DC-Wandler, wie in 2A, 2B und 3-5 gezeigt, zu treiben. Bei manchen Ausführungsformen können DRV_SIG1 und DRV_SIG2 Pulssequenzen umfassen, die das Öffnen und Schließen des Schalterpaars Q1/Q4 während einer ersten Betriebsphase des Resonanz-DC-DC-Wandlers, wie in Bezug auf 3 oben besprochen, ermöglichen. DRV_SIG1 und DRV_SIG2 können auch Pulssequenzen umfassen, die das Öffnen und Schließen des Schalterpaars Q2/Q3 während einer dritten Betriebsphase des Resonanz-DC-DC-Wandlers, wie in Bezug auf 3 besprochen, ermöglichen. Die Ausgabe des Verzögerungsschaltkreises 612 kann auf einem Steuersignal REF_RTBBM zum Erzeugen und Modulieren der BBM-Zeit (BBM: Break-Before-Make - Öffnen-vor-Schließen (nichtbrückend)) zwischen dem Öffnen des Schalterpaars in der ersten Phase und der dritten Phase basieren. Die Break-Before-Make-Zeit kann daher auch als die Keine-Überlappung-Zeit bezeichnet werden, die der zweiten Phase entspricht, wie oben in Bezug auf 3 besprochen wurde. Eine beliebige geeignete Keine-Überlappung-Zeitperiode kann gewählt werden, um die Schalter in dem Vollbrückentreiber zu steuern, so dass der Vollbrückentreiber 210 in einer der 2A, 2B und 3-5 weiches Schalten durchführt, um die Umwandlungseffizienz zu erhöhen und Gleichtaktstromemissionen zu reduzieren. Bei dem nichtbeschränkenden Beispiel beträgt die Keine-Überlappung-Zeitperiode 6,4 Nanosekunden (ns). Bei einem anderen Beispiel beträgt die Keine-Überlappung-Zeitperiode 4,8 ns. Alternative Werte der Keine-Überlappung-Zeit sind möglich, wie etwa eine beliebige Zeit zwischen 3 und 10 ns oder ein beliebiger anderer Zeitwert.
Das Steuersignal DRV_SIG1_AUX kann dazu konfiguriert sein, einen Vorladungsschaltkreis zu treiben, wie etwa den Vorladungsschaltkreis 414, wie in 4 und 5 gezeigt. Bei manchen Ausführungsformen kann DRV_SIG1_AUX dazu konfiguriert sein, Transistoren in dem Vorladungsschaltkreis zu aktivieren, um Strom zum Kickstart des Resonanz-LC-Kreises, der die Primärwicklung umfasst, zu injizieren.
7 ist ein schematisches Zeitverlaufsdiagramm verschiedener Signale, die durch die Komponenten eines DC-DC-Wandlers der hier beschriebenen Typen produziert werden können, gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Insbesondere stellt das Zeitverlaufsdiagramm 700 die zeitliche Beziehung zwischen den Signalwellenformen als eine Funktion der Zeit an den Ausgängen unterschiedlicher Komponenten des DC-DC-Wandlers 500 und des Steuerschaltkreises 600 dar. Das Zeitverlaufsdiagramm 700 umfasst beispielhafte Signalwellenformen, wobei PWM eine Spannung PWM in 6 repräsentiert, CT_RT eine Spannung an einem Widerstand RT in 6 repräsentiert, CT RTBBM eine Spannung an einem Widerstand RT BBM in 6 repräsentiert, ENA-INT eine Ausgabe der Aktivierung-Deaktivierung-Logik 614 in 6 repräsentiert, DRV_PUL und DRV PUL_DIV eine Ausgabe der Flip-Flops 608 bzw. 610 repräsentieren, sowie die Ausgangstreibersignale DRV_SIG AUX, DRV_SIG1 und DRV_SIG2.
Das Zeitverlaufsdiagramm 700 zeigt, dass ein Übergang zu dem EIN-Zustand des pulsbreitenmodulierten Signals PWM mit Oszillationssignalen bei CT_RT, die zur Zeit t₁ beginnen, synchronisiert werden kann. Bei manchen Ausführungsformen kann PWM ein PWM-Rückkopplungssignal von dem PWM-Komparator 574 sein, das durch das Signal FB an dem Ausgang des DC-DC-Wandlers 500, wie in 5 gezeigt, moduliert wird. Bei manchen Ausführungsformen können Treibersteuersignale, wie etwa DRV_SIG_AUX, DRV_SIG1 und DRV_SIG2 nicht bereitgestellt werden, bis eine bestimmte Verzögerungszeit (zwischen t₁ und t₂) verstrichen ist, um zu ermöglichen, dass ein Komparator und Oszillator, wie etwa der Komparator 606 und Oszillator 604 in 6, einschwingen und stabilisieren. Bei manchen Ausführungsformen basiert die Verzögerung der Pulsausgabe auf der Ausgabe ENA_INT der Aktivierung-Deaktivierung-Logik 614, wie in 6 gezeigt. Bei einem nichtbeschränkenden Beispiel kann ermöglicht werden, dass der Komparator 604 für vier (4) Zyklen von CT_RT vor dem Beginn des Gattertreibersteuersignals zur Zeit t₂ einschwingt.
Bei manchen Ausführungsformen können Treiberpulse DRV_PUL, die von dem Flip-Flop 608 ausgegeben werden, mit der Keine-Überlappung-Zeit oder Break-Before-Make-Zeitperiode (zwischen t₃ und t₄) basierend auf CT_RTBBM moduliert werden. DRV_SIG2 ist dazu konfiguriert, das Paar der Schalter Q1 und Q4 in dem Vollbrückentreiber 210 am Beginn einer Treiberperiode zwischen t₅ und t₉ periodisch einzuschalten. DRV_SIG1 ist dazu konfiguriert, das Paar der Schalter Q2 und Q3 in dem Vollbrückentreiber 210 am Beginn einer Treiberperiode zwischen t₇ und t₁₀ periodisch einzuschalten. Die Periode, während der das Paar der Schalter Q1 und Q4 eingeschaltet gehalten wird (zwischen t₅ und t₆), kann die erste Phase der Betriebssequenz, wie oben in Bezug auf 3 besprochen, sein, während die Periode, während der das Paar der Schalter Q2 und Q3 eingeschaltet gehalten wird (zwischen t₇ und t₈), die dritte Phase der Betriebssequenz sein kann. Jedoch können auch andere Anordnungen für die erste und dritte Phase, zum Beispiel Einschalten des Paares der Schalter Q2 und Q3 während der ersten Phase, verwendet werden. Die Keine-Überlappung-Zeit zwischen t₆ und t₇ sowie zwischen t₈ und t₉ kann die zweite Phase der Betriebssequenz repräsentieren und wird durch die Keine-Überlappung-Zeit oder die Break-Before-Make-Zeitperiode zwischen t₃ und t₄ gesteuert.
DRV_SIG_AUX ist dazu konfiguriert, die Schalter in dem Vorladungsschaltkreis 414 zu aktivieren. Dies erfolgt während einer Periode t₁₁ und t₁₂ nahe dem Beginn der Ausgabe des Gattertreibersteuersignals zur Zeit t₂ und vor dem Einschalten der Schalter in dem Vollbrückentreiber gemäß DRV_SIG1 und DRV_SIG2, um einen Strom in den Resonanzkreis, der die Primärtransformatorwicklung umfasst, zu injizieren.
Zur Zeit t₁₄ repräsentiert eine fallende Flanke von einem der Treibersignale DRV_SIG2 das Deaktivierungssignal einer Treibersteuersignalsequenz. Die Zeit t₁₄ kann verschieden von der fallenden Flanke t₁₃ des Signals PWM sein, um das Deaktivierungssignal mit der Ausgabe der Treibersteuersignalsequenz zu synchronisieren. Obwohl weniger als drei Treiberperioden für die Treibersteuersignale DRV_SIG1 und DRV_SIG2 gezeigt sind, kann eine beliebige geeignete Anzahl an Wiederholungen zwischen t₂ und t₁₄ zur Übertragung von Leistung durch die Isolationsbarriere in einem DC-DC-Wandler gemäß manchen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung bereitgestellt werden.
8 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften Gattertreiberschaltkreises 800 zur Verwendung mit einem DC-DC-Wandler der hier beschriebenen Typen gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung;
Gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung kann der beispielhafte Gattertreiberschaltkreis 800 ein symmetrischer Gattertreiber sein, der zwei invertierende Verstärker 804, 806, eine erste Transistorstufe 808, die 8 Transistoren T9-T16 umfasst, und eine zweite Transistorstufe 810, die ein Paar von NMOS-Transistoren T1, T2, ein Paar von PMOS-Transistoren T3, T4 und 4 Transistoren T5-T8 umfasst, umfasst.
Bei manchen Ausführungsformen sind die Ausgangsknoten OUTA/OUTB des symmetrischen Gattertreibers 800 dazu konfiguriert, das vertikale Paar der Schalter Q1 und Q4 als Reaktion auf ein Signal DRV_SIG2 gemäß 6 und 7 zur im Wesentlichen gleichen Zeit ein- und auszuschalten. Die Ausgangsknoten OUTA/OUTB des symmetrischen Gattertreibers 800 können auch dazu konfiguriert sein, das vertikale Paar der Schalter Q2 und Q3 als Reaktion auf ein Signal DRV_SIG1 gemäß 6 und 7 zur im Wesentlichen gleichen Zeit ein- und auszuschalten. Bei manchen Ausführungsformen können zwei symmetrische Gattertreiber bereitgestellt sein, die jeweils dazu konfiguriert sind, das vertikale Paar der Schalter Q1 und Q4 bzw. das Paar der Schalter Q1 und Q3 ein- und auszuschalten. Die symmetrische Gattertreiberkonfiguration hilft dabei, Verzögerungen zwischen dem Ein/Aus-Schalten beider Schalter in dem Paar zu reduzieren, so dass die Spannungswellenformen bei den zwei Transformatoranschlüssen symmetrisch sind, um eine Gleichtaktspannung zu unterdrücken, die eine Dipolemission hervorruft.
9 ist ein schematisches Schaltbild eines beispielhaften isolierten DC-DC-Wandlers 900 gemäß manchen Aspekten der vorliegenden Offenbarung. Der DC-DC-Wandler 900 beinhaltet einige der Komponenten der DC-DC-Wandler 100 aus 1 und 500 aus 5, beinhaltet aber zusätzlich ein Paar von Bias-Widerständen R_Bias1, R_Bias2 und zwei Spannungsknoten V_OA, V_OB.
Bei dem in 9 gezeigten Beispiel sind die Bias-Widerstände R_Bias1 und R_Bias2 jeweils zwischen einen Anschluss der Sekundärwicklung S1/S2 und eine Spannung V_OA/V_OB gekoppelt. Bei manchen Ausführungsformen repräsentieren beide Spannungen V_OA, V_OB die Ausgangsspannung V_OUT des DC-DC-Wandlers, um die Spannungen an den zwei Anschlüssen S1, S2 auf Werte nahe bei V_OA und/oder V_OB zu stabilisieren. Bei einer Ausführungsform weisen die R_Bias-Widerstände den gleichen Wert auf und sind die V_OA-, V_OB-Spannungswerte so eingestellt, dass sie näherungsweise die Hälfte des Wertes von V_OUT sind. Durch das Nebenschließen der Anschlüsse S1 und S2 der Sekundärwicklung über die Bias-Widerstände mit der Hälfte der Ausgangsspannung können rasche Variationen der Ausgangsspannung zwischen den zwei Anschlüssen S1 und S2 der Sekundärwicklung während eines Übergangs von einem AUS-Zustand des Vollbrückentreibers zu einem EIN-Zustand des Vollbrückentreibers reduziert werden und kann EMI aufgrund eines Gleichtaktstroms durch die Isolationsbarriere zwischen der Primär- und Sekundärwicklung verbessert werden.
Die hier beschriebenen isolierten DC-DC-Wandler können in Anwendungen verwendet werden. Zum Beispiel können Automobil-, Verbraucherelektronik-, Industrie- und Gesundheitswesenanwendungen alle einen Nutzen aus der hier beschriebenen Technologie ziehen.
10 ist ein schematisches Diagramm, das eine beispielhafte Anwendung einer Einrichtung in der Situation einer tragbaren elektronischen Vorrichtung zeigt, gemäß manchen Ausführungsformen. Ein isolierter DC-DC-Wandler 1000 kann in einer tragbaren elektronischen Vorrichtung 1001 verwendet werden, um Leistung durch eine Isolationsbarriere mit niedriger EMI zu übertragen. Dementsprechend werden Sensoren, Antennen und elektrische Signalübertragungsleitungen innerhalb der tragbaren elektronischen Vorrichtung 1001 in unmittelbarer Nähe zu dem DC-DC-Wandler 1000 durch EMI nicht beeinträchtigt, die von dem DC-DC-Wandler 1000 emittiert wird. Die tragbare elektronische Vorrichtung 1001 kann ein Smartphone, ein persönlicher digitaler Assistent (PDA), ein Tablet oder eine andere tragbare Vorrichtung sein. Andere solche Vorrichtungen können DC-DC-Wandler des hier beschriebenen Typs ebenfalls nutzen.
Während 10 ein Beispiel für eine tragbare elektronische Vorrichtung veranschaulicht, die Aspekte der vorliegenden Anmeldung eingliedert, sind andere Verwendungen möglich. Zum Beispiel können eine oder mehrere isolierte DC-DC-Wandler-Vorrichtungen in einem Kraftfahrzeug oder einem medizinischen Instrument eingesetzt werden. Verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Anmeldung können implementiert werden, um eine DC-DC-Leistungswandlung mit hoher Effizienz und niedriger EMI bereitzustellen.
Die Ausdrücke „näherungsweise“ und „etwa“ können bei manchen Ausführungsformen mit der Bedeutung innerhalb von ±20 % eines Zielwertes, bei manchen Ausführungsformen innerhalb von ±10 % eines Zielwertes, bei manchen Ausführungsformen innerhalb von ±5 % eines Zielwertes oder bei manchen Ausführungsformen innerhalb von ±2% eines Zielwertes verwendet werden. Die Ausdrücke „näherungsweise“ und „etwa“ können den Zielwert beinhalten.

Claims

DC-DC-Wandler, der Folgendes umfasst: eine Primärwicklung mit einem ersten und zweiten Anschluss; eine Sekundärwicklung, die durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert ist; einen Vollbrückentreiber; einen ersten Kondensator, der zwischen den Vollbrückentreiber und den ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist; und einen zweiten Kondensator, der zwischen den Vollbrückentreiber und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
DC-DC-Wandler nach Anspruch 1, wobei die Primärwicklung und die Sekundärwicklung auf einem selben Substrat integriert sind.
DC-DC-Wandler nach Ansprüchen 1 oder 2, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator im Wesentlichen den gleichen Kapazitätswert aufweisen.
DC-DC-Wandler nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der Vollbrückentreiber ein H-Brücke-Schaltkreis mit mehreren Schaltern ist und wobei der erste Kondensator zwischen einen gemeinsamen Knoten eines ersten Schalters und eines zweiten Schalters der mehreren Schalter und den ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, und der zweite Kondensator zwischen einen gemeinsamen Knoten eines dritten Schalters und eines vierten Schalters der mehreren Schalter und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
DC-DC-Wandler nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der Vollbrückentreiber einen Schalter umfasst und wobei der DC-DC-Wandler ferner einen parallelen Kondensator in Parallelschaltung zu dem Schalter umfasst.
DC-DC-Wandler nach einem vorhergehenden Anspruch, der ferner einen Strominjektionsschaltkreis umfasst, der mit dem Vollbrückentreiber gekoppelt ist und dazu konfiguriert ist, während eines Übergangs von einem AUS-Zustand des Vollbrückentreibers zu einem EIN-Zustand des Vollbrückentreibers aktiv zu werden.
DC-DC-Wandler nach einem vorhergehenden Anspruch, der ferner einen Bias-Widerstand umfasst, der zwischen einen Anschluss der Sekundärwicklung und eine Spannung proportional zu einer Ausgangsspannung des DC-DC-Wandlers gekoppelt ist.
DC-DC-Wandler nach einem vorhergehenden Anspruch, der ferner einen Vollbrückengleichrichter, der mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist, und einen parallelen Kondensator, der zwischen einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss der Sekundärwicklung gekoppelt ist, umfasst.
Verfahren zum Betreiben eines DC-DC-Wandlers, der eine Primärwicklung, eine Sekundärwicklung und einen Vollbrückentreiber umfasst, wobei die Sekundärwicklung durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert ist, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Treiben eines Signals von dem Vollbrückentreiber durch einen seriellen Strompfad durch einen ersten Kondensator, der mit einem ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, die Primärwicklung und einen zweiten Kondensator, der mit einem zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei die Primärwicklung und die Sekundärwicklung auf einem selben Substrat integriert sind.
Verfahren nach Ansprüchen 9 oder 10, wobei der erste Kondensator und der zweite Kondensator im Wesentlichen den gleichen Kapazitätswert aufweisen.
Verfahren nach Ansprüchen 9, 10 oder 11, wobei der Vollbrückentreiber ein H-Brücke-Schaltkreis mit mehreren Schaltern ist und wobei der erste Spannungsknoten des Vollbrückentreibers ein gemeinsamer Knoten eines ersten Schalters und eines zweiten Schalters der mehreren Schalter ist, und der zweite Spannungsknoten des Vollbrückentreibers ein gemeinsamer Knoten eines dritten Schalters und eines vierten Schalters der mehreren Schalter ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei der Vollbrückentreiber einen Schalter umfasst und wobei der DC-DC-Wandler ferner einen parallelen Kondensator in Parallelschaltung zu dem Schalter umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 13, das ferner Folgendes umfasst: Anschalten eines Strominjektionsschaltkreises, der mit dem Vollbrückentreiber gekoppelt ist, während eines Übergangs von einem AUS-Zustand des Vollbrückentreibers zu einem EIN-Zustand des Vollbrückentreibers, um eine Strommenge zu verändern, die durch die Primärwicklung hindurchgeht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 14, das ferner Folgendes umfasst: Koppeln eines Anschlusses der Sekundärwicklung mittels eines Bias-Widerstands mit einer Spannung proportional zu einer Ausgangsspannung des DC-DC-Wandlers.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 15, der ferner einen Vollbrückengleichrichter, der mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist, und einen parallelen Kondensator, der zwischen einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss der Sekundärwicklung gekoppelt ist, umfasst.
Resonanz-DC-DC-Wandler, der Folgendes umfasst: einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, der auf einem Halbleitersubstrat integriert ist, wobei die Sekundärwicklung durch eine Isolationsbarriere von der Primärwicklung separiert ist; einen Vollbrückentreiber, der mittels eines seriellen Kondensators kapazitiv mit der Primärwicklung gekoppelt ist; und eine Rückkopplungsschleife, die zwischen einen Ausgang des DC-DC-Wandlers und einen Eingang des Vollbrückentreibers gekoppelt ist.
Resonanz-DC-DC-Wandler nach Anspruch 17, wobei der serielle Kondensator ein erster serieller Kondensator ist und der Vollbrückentreiber kapazitiv mittels eines zweiten seriellen Kondensators mit der Primärwicklung gekoppelt ist, wobei der zweite serielle Kondensator im Wesentlichen den gleichen Kapazitätswert wie der erste serielle Kondensator aufweist.
Resonanz-DC-DC-Wandler nach Anspruch 18, wobei der Vollbrückentreiber ein H-Brücke-Schaltkreis mit mehreren Schaltern ist und wobei der erste serielle Kondensator zwischen einen gemeinsamen Knoten eines ersten Schalters und eines zweiten Schalters der mehreren Schalter und den ersten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, und der zweite serielle Kondensator zwischen einen gemeinsamen Knoten eines dritten Schalters und eines vierten Schalters der mehreren Schalter und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist.
Resonanz-DC-DC-Wandler nach Anspruch 19, wobei die Rückkopplungsschleife einen Pulsbreitenmoduliertes-Signal-Generator umfasst, der dazu konfiguriert ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu erzeugen, das ein Ausgangssignal des DC-DC-Wandlers repräsentiert.