DE102017115235B4 - Halbbrückengekoppelte Resonanz-Gate-Treiber - Google Patents

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Abstract

Verfahren zum Steuern eines Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100), wobei das Verfahren Folgendes umfasst:
Versorgen eines ersten induktiven Elements (192, 236) in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie;
Übertragen der ersten Energie von dem ersten induktiven Element (192, 236) an ein zweites induktives Element (194), wobei das zweite induktive Element zwischen einen zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) und einem zweiten internen Knoten (195) gekoppelt ist, und wobei das zweite induktive Element (194) magnetisch mit dem ersten induktiven Element (192, 236) gekoppelt ist;
Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen ersten Energie;
Versorgen des ersten induktiven Elements (192, 236) in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, nachdem das erste Einschaltsignal an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde;
Übertragen der zweiten Energie von dem ersten induktiven Element (192, 236) an das zweite induktive Element (194); und
Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein elektronische Schaltkreise und insbesondere halbbrückengekoppelte Gate-Treiber.
  • Hintergrund
  • Schaltnetzteile und Motortreiber verwenden oft Halbbrücken- oder Vollbrückenschalttopologien, um Energie von einer Eingangsversorgung an einen geregelten Ausgangsknoten zu übertragen. Eine Halbbrückentopologie beinhaltet zum Beispiel zwei Schalter, verbunden in einer Totem-Pole-Konfiguration, während eine Vollbrücke zwei parallelgeschaltete Halbbrückenschaltkreise beinhaltet. Ein Gate-Treiberschaltkreis wird verwendet, um jeden der Schalter in der Halbbrückenkonfiguration zu treiben.
  • Bei verschiedenen Schaltnetzteilanwendungen können ein Low-Side-Gate-Treiber- und ein High-Side-Gate-Treiberschaltkreis verwendet werden, um jeweils einen Low-Side-Schalter und einen High-Side-Schalter in der Halbbrücke zu steuern. Der Low-Side-Schalter ist oft auf eine Massespannung bezogen und der Low-Side-Gate-Treiberschaltkreis ist dazu gestaltet, ein Gate-Steuersignal zu erzeugen, das auch auf die Massespannung bezogen ist. Der High-Side-Treiber dagegen kann nicht auf Masse bezogen sein und kann Bootstrap-Netzteil-Techniken verwenden, um eine Leistung an den High-Side-Schalter zu liefern. Eine solche Bootstrap-Technik schließt Verwenden eines Bootstrap-Kondensators ein, um eine lokale potentialfreie Leistungsversorgung für den High-Side-Schaltertreiber effektiv zu erschaffen, die auf einen Knoten des High-Side-Schalters bezogen ist. Während jedes Schaltzyklus liefert der Bootstrap-Kondensator Energie an den High-Side-Schaltertreiber und wird dann über eine Diode wiederaufgeladen, die mit dem Low-Side-Schalter verbunden ist. Bei typischen Systemen werden zusätzliche Pegelumsetzerschaltkreise verwendet, um den High-Side-Schaltertreiber mit den massebezogenen Logiksignalen zu aktivieren.
  • Aus Yao, K. und Lee, F. C.: A novel resonant gate driver for high frequency synchronous buck converters. In: IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 17, 2002, no. 2, S. 180-186 ist eine Schaltung bekannt, welche Schaltertreiber für einen High-Side-Treiber und einen Low-Side-Treiber aufweist. Der High-Side-Treiber und der Low-Side-Treiber weisen jeweils eine Induktivität auf, welche induktiv miteinander gekoppelt sind. Zudem ist ein Bootstrap-Kondensator bereitgestellt.
  • Weitere Schaltertreiber sind aus der US 2015 / 0 138 858 A1 und aus Pan, S. und Jain, P. K.: A new resonant gate driver with two half bridge structures for both top switch and bottom switch. In: 2007 IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2007, S. 742-747 bekannt
  • Es ist eine Aufgabe, verbesserte Möglichkeiten zur Steuerung insbesondere derartiger Halbbrücken bereitzustellen.
  • Kurzdarstellung
  • Es werden ein Verfahren nach Anspruch 1, eine Schaltung nach Anspruch 10 sowie ein Schaltertreibersystem nach Anspruch 21 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
  • Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren zum Steuern eines Schaltertreibers Folgendes: Versorgen eines ersten induktiven Elements in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; Übertragen der ersten Energie von dem ersten induktiven Element an ein zweites induktives Element, wobei das zweite induktive Element zwischen einem zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, und wobei das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt ist; Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen ersten Energie; Versorgen des ersten induktiven Elements in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, nachdem das erste Einschaltsignal an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde; Übertragen der zweiten Energie von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element; und
    Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie.
  • Figurenliste
  • Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen genommen, in denen gilt:
    • 1 veranschaulicht ein ausführungsgemäßes Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 2a-2h veranschaulichen Stromfluss- und Schalterzustände in einem ausführungsgemäßen Resonanz-Low-Side- und Resonanz-High-Side-Gate-Treiber gemäß einem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 3a-3d veranschaulichen Wellenformdiagramme, die dem Resonanz-Gate-Treibersystem aus 2a-2h entsprechen;
    • 4a-4f veranschaulichen Stromfluss- und Schalterzustände in einem ausführungsgemäßen Anlaufverfahren eines ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems;
    • 5a-5c veranschaulichen Wellenformdiagramme, die dem ausführungsgemäßen Anlaufverfahren aus 4a-4f entsprechen;
    • 6a veranschaulicht ein erstes alternatives ausführungsgemäßes Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 6b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das dem ausführungsgemäßem Resonanz-Gate-Treiber aus 6a entspricht;
    • 7a veranschaulicht ein zweites alternatives ausführungsgemäßes Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 7b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das dem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber aus 7a entspricht;
    • 8a veranschaulicht ein drittes alternatives ausführungsgemäßes Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 8b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das dem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber aus 8a entspricht;
    • 9a veranschaulicht ein viertes alternatives ausführungsgemäßes Resonanz-Gate-Treibersystem;
    • 9b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das dem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber aus 9a entspricht;
    • 10 veranschaulicht ein ausführungsgemäßes Resonanz-Treibersystem, das durch zwei integrierte Schaltkreise (IC: Integrated Circuit) implementiert ist;
    • 11 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Resonanz-High-Side-Gate-Treibers;
    • 12 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Resonanz-Low-Side-Gate-Treibers;
    • 13a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Anlaufverfahrens, das verwendet wird, um einen Low-Side-Gate-Treiber eines Resonanz-Gate-Treibersystems zu betreiben;
    • 13b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Anlaufverfahrens, das verwendet wird, um einen High-Side-Gate-Treiber eines Resonanz-Gate-Treibersystems zu betreiben;
    • 14a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Resonanz-High-Side-Gate-Treibers des ersten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibers aus 6a;
    • 14b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Low-Side-Gate-Treibers des ersten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems aus 6a;
    • 15a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Low-Side-Gate-Treibers des dritten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems aus 8a;
    • 15b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines High-Side-Gate-Treibers des dritten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems aus 8a;
    • 16a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines High-Side-Gate-Treibers des dritten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems aus 9a;
    • 16b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Betreiben eines Low-Side-Gate-Treibers des dritten alternativen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems aus 9a;
    • 17 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens;
    • 18 veranschaulicht ein Schaltbild eines ausführungsgemäßen Resonanz-Treibersystems, das verwendet wird, um einen Durchflussleistungswandler mit zwei Schaltern zu treiben;
    • 19 veranschaulicht einen GaN-Bidirektionalschalter;
    • 20 veranschaulicht ein Schaltbild eines ausführungsgemäßen Bidirektionalschalteransteuerungsschaltkreises;
    • 21 veranschaulicht ein Wellenformdiagramm eines ausführungsgemäßen Schalteransteuerungsschaltkreises;
    • 22a-22g veranschaulichen Wellenformdiagramme eines ausführungsgemäßen Schalteransteuerungsschaltkreises;
    • 23a und 23b veranschaulichen kommentierte Schaltbilder eines ausführungsgemäßen Schalteransteuerungsschaltkreises und 23c veranschaulicht ein Wellenformdiagramm eines ausführungsgemäßen Schalteransteuerungsschaltkreises;
    • 24a und 24b veranschaulichen Flussdiagramme, die den Betrieb einer ausführungsgemäßen Steuerung beschreiben;
    • 25a veranschaulicht ein Wellenformdiagramm einer Anlaufsequenz für einen ausführungsgemäßen Schalteransteuerungsschaltkreis und 25b und 25c veranschaulichen Flussdiagramme der Anlaufsequenz des ausführungsgemäßen Schaltertreiberschaltkreises;
    • 26a veranschaulicht ein Schaltbild eines weiteren ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises und 26b und 26c veranschaulichen Wellenformdiagramme des weiteren ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises;
    • 27a und 27b veranschaulichen Flussdiagramme, die den Betrieb von ausführungsgemäßen Steuerungen für den weiteren ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiberschaltkreis beschreiben;
    • 28a veranschaulicht ein Schaltbild eines anderen ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises und 28b und 28c veranschaulichen Wellenformdiagramme des Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises;
    • 29 veranschaulicht ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer ausführungsgemäßen Steuerung des Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises beschreibt;
    • 30a veranschaulicht ein Schaltbild eines ausführungsgemäßen Schaltertreiberschaltkreises, der Nullspannungsschalten benutzt; 30b veranschaulicht ein Zeitverlaufsdiagramm des Schaltertreiberschaltkreises; und 30c veranschaulicht ein Flussdiagramm, dass den Betrieb einer Nullspannungschaltverfolgungssteuerung des ausführungsgemäßen Schaltertreiberschaltkreises beschreibt; und
    • 31 veranschaulicht ein Schaltbild eines ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiberschaltkreises, bei dem jeder Transistor in dem Bidirektionalschalter unabhängig getrieben wird.
  • Entsprechende Ziffern und Symbole in unterschiedlichen Figuren verweisen allgemein auf entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist. Die Figuren sind gezeichnet, um die maßgeblichen Aspekte der offenbarten Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Um gewisse Ausführungsformen klarer zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe, der Variationen der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder Prozessschrittes veranschaulicht, auf eine Figurennummer folgen.
  • Ausführliche Beschreibung veranschaulichender Ausführungsformen
  • Im Folgenden werden das Fertigen und Verwenden der offenbarten Ausführungsformen ausführlich besprochen. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte vorsieht, die in einer weiten Bandbreite spezieller Zusammenhänge umgesetzt werden können. Die besprochenen speziellen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezieller Arten, die Erfindung zu fertigen und zu verwenden, und beschränken den Schutzumfang der Erfindung nicht.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung werden mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem speziellen Zusammenhang beschrieben, nämlich einem System und Verfahren zum Betreiben eines Resonanz-Gate-Treiberschaltkreises, der eine Halbbrückenkonfiguration treibt. Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können auch auf verschiedene Systeme angewandt werden, die Schalttransistoren verwenden, wie etwa Schaltnetzteile (SMPS: Switched-Mode Power Supplies) und verschiedene H-Brücken-Treiber. Ausführungsformen können auch Treiben einer Halbbrücken- und Vollbrückentopologie betreffen, die Vorrichtungen, wie etwa unter anderem MOSFETs, IGBTs, einen Galliumnitrid(GaN)-MOSFET, beinhalten.
  • Bei einer Ausführungsform sind ein Resonanz-Low-Side-Gate-Treiberschaltkreis und ein Resonanz-High-Side-Gate-Treiberschaltkreis dazu gestaltet, einen Halbbrückenschaltungsschaltkreis zu treiben, der in einem Schaltnetzteil verwendet werden kann. In einem ersten Schritt versorgt der Low-Side-Treiber ein induktives Low-Side-Element in einer Richtung mit Energie und überträgt Energie von dem induktiven Low-Side-Element an ein magnetisch gekoppeltes induktives High-Side-Element. Die übertragene Energie wird verwendet, um einen Bootstrap-Kondensator zu laden, der als ein Energiereservoir für den High-Side-Gate-Treiber wirkt. Sobald der Bootstrap-Kondensator geladen ist, kann die übertragene Energie verwendet werden, um eine High-Side-Schaltvorrichtung durch Laden eines Gate-Knotens einer High-Side-Schaltvorrichtung in der Halbbrücke einzuschalten.
  • Während die High-Side-Schaltvorrichtung deaktiviert ist, wird das induktive Low-Side-Element wieder mit Energie in entgegengesetzter Richtung versorgt und wird verwendet, um einen Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung zu laden. Bei anderen Ausführungsformen wird der High-Side-Treiber über die magnetische Kopplung zwischen dem induktiven High-Side-Element und dem induktiven Low-Side-Element mit Energie versorgt. In einem solchen Fall wird eine Bootstrap-Diode, die typischerweise zwischen einem Low-Side-Treiber und dem High-Side-Treiber gekoppelt ist, nicht verwendet.
  • 1 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines ausführungsgemäßen Resonanz-Halbbrücken-Gate-Treiberschaltkreises 100, der einen High-Side-Gate-Treiber 110, einen Low-Side-Gate-Treiber 120 und einen Halbbrückenschaltungsschaltkreis 150 beinhaltet. Ein induktives Low-Side-Element 192 ist mit dem Low-Side-Gate-Treiber verbunden und es ist magnetisch mit einem induktiven High-Side-Element 194 verbunden, das mit dem High-Side-Gate-Treiber 110 verbunden ist. Der Low-Side-Treiber 120 verwendet eine Leistungsversorgung 144, um einen Gate-Knoten einer Low-Side-Schaltvorrichtung 180 in dem Halbbrückenschaltungsschaltkreis 150 zu steuern. Das induktive Low-Side-Element 192 ist zwischen einem Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 und einem internen Knoten des Low-Side-Gate-Treibers 120 verbunden.
  • Wie gezeigt, ist der Low-Side-Gate-Treiberschaltkreis 120 durch Schalter 122, 124, 126 und 128 in einer Voll-H-Brücken-Konfiguration mit dem induktiven Low-Side-Element 192, das zwischen den Ausgängen jeder Hälfte der Voll-H-Brücke gekoppelt ist, implementiert. Während des Betriebs wird ein induktives Low-Side-Element 192 in einer Richtung magnetisiert, indem es unter Verwendung der Schalter 124 und 128 zwischen der Leistungsversorgung 144 und einem Referenzknoten des Low-Side-Gate-Treibers verbunden wird. Das induktive Low-Side-Element 192 wird auch in einer entgegengesetzten Richtung magnetisiert, indem die Schalter 122 und 126 ausgewählt werden. Der Schalter 124 wird auch verwendet, um den Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 auf die Eingangsversorgung 144 herabzusetzen.
  • Bei der vorliegenden Ausführungsform sind die Schalter 122, 124, 126 und 128 unter Verwendung von NMOS-Transistoren implementiert. Alternativ dazu können die Schalter 122, 124, 126 und 128 unter Verwendung von anderen Transistortypen oder anderen Schaltstrukturen, zum Beispiel von PMOS-Transistoren und Bipolartransistoren, implementiert sein. Bei einer anderen Ausführungsform kann eine Diode 138 zwischen dem Drain des Schalters 122 und der Leistungsversorgung 144 verbunden sein. Gleichermaßen kann eine andere Diode 136 zwischen einer Source des Schalters 122 und einem Drain des Schalters 128 verbunden sein. Alternativ dazu kann die Diode 138 zwischen der Source des Schalters 122 und einem induktiven Element IL gekoppelt sein und kann die Diode 136 zwischen der Source des Schalters 128 und Masse gekoppelt sein.
  • Der High-Side-Gate-Treiber 110 beinhaltet eine Halb-H-Brücken-Konfiguration, die einen Pull-Up-Schalter 114 und einen Pull-Down-Schalter 118 verwendet, um ein Ende eines Anschlusses eines induktiven Elements auf eine Eingangsleistungsversorgung oder auf einen Referenzknoten zu versetzen. Dies wird durch Verbinden eines Endes des induktiven High-Side-Elements 194 mit dem gemeinsamen Punkt der Halb-H-Brücke vorgenommen, der auch mit dem Gate-Steuerknoten verbunden ist. Das andere Ende des induktiven Elements ist mit einem internen Knoten des High-Side-Treibers 110 verbunden. Eine Erfassungsdiode 132 ist zwischen einem High-Side-Referenzknoten und dem internen Knoten verbunden. Die Spannung an dem internen Knoten wird verwendet, um die Schalter 114 und 118 während des Betriebs des High-Side-Gate-Treibers zu steuern. Eine zweite Diode 112 ist zwischen dem internen Knoten des High-Side-Treibers und einem oberen Anschluss eines Bootstrap-Kondensators 134 gekoppelt. Ein unterer Anschluss des Bootstrap-Kondensators ist mit dem High-Side-Referenzknoten verbunden. Durch Verbinden des Bootstrap-Kondensators über den High-Side-Gate-Treiber wird eine Leistung durch die Ladung, die über den Bootstrap-Kondensator gespeichert wird, an den High-Side-Gate-Treiber geliefert. Eine erste Zener-Diode 142 ist mit dem Bootstrap-Kondensator 134 parallelgeschaltet, um das Laden des Bootstrap-Kondensators in Bezug auf den High-Side-Referenzknoten auf eine Zener-Spannung zu beschränken.
  • Die Diode 112 und die Zener-Diode 116 stellen einen Strompfad für den Strom des induktiven Elements zu dem Bootstrap-Kondensator 134 bereit, wenn der interne Knoten 195 des High-Side-Gate-Treibers einen sehr hohen Hub aufweist. Diese Dioden klemmen den internen Knoten 195 effektiv auf eine Spannung oberhalb des Bootstrap-Kondensators 134, die näherungsweise die Summe der Zener-Spannung der Diode 116 und der Durchlassspannung der Diode 112 ist.
  • Während des Betriebs wird das induktive Low-Side-Element 192 in unter Verwendung eines Stroms von einer Eingangsleistungsversorgung 144 in einer ersten Richtung mit Energie versorgt. Die Schalter 124 und 128 werden für eine vorbestimmte Zeit eingeschaltet, um eine spezielle Menge an Energie über das induktive Low-Side-Element 192 zu speichern. Der Schalter 124 wird nach der vorbestimmten Zeit ausgeschaltet und eine Gate-Ladung, die für das Einschalten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 verantwortlich ist, wird dann an das induktive Low-Side-Element 192 übertragen. Die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 schaltet sich aufgrund dieser Übertragung von Energie aus. Die in dem induktiven Low-Side-Element 192 gespeicherte Energie wird an das induktive High-Side-Element 194 übertragen, wenn der Schalter 128 ausgeschaltet wird.
  • Die übertragene Energie an dem induktiven High-Side-Element 194 wird verwendet, um den Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung zu laden, wenn der Schalter 118 basierend auf der Spannung des internen Knotens des High-Side-Gate-Treibers ausgeschaltet wird. Als Nächstes wird das induktive Low-Side-Element 192 in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, magnetisiert, indem die Schalter 122 und 126 für eine vorbestimmte Zeit eingeschaltet werden. Eine zweite Energie wird in dem induktiven Low-Side-Element 192 gespeichert, nachdem der Schalter 122 ausgeschaltet wurde. Die zweite Energie wird an das induktive High-Side-Element 194 übertragen und verwendet, um den Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 zu entladen, wenn der Schalter 114 ausgeschaltet wird.
  • Der High-Side-Gate-Treiber 110 beinhaltet einen Steuerschaltkreis 140, der einen Komparator 146 und einen Logikschaltkreis 148, der Steuersignale MHH, MHB und MHL basierend auf einer Ausgabe des Komparators 146 erzeugt, beinhaltet. Bei manchen Ausführungsformen können zwei oder mehr Komparatoren verwendet werden, um die Steuersignale MHH, MHB und MHL zu erzeugen. Der Komparator 146 vergleicht eine Spannung an dem internen Knoten des High-Side-Gate-Treibers 110 mit zwei Zielreferenzspannungen, von denen eine eine positive Spannung ist, zum Beispiel +0,5 V, und die andere eine negative Spannung ist, zum Beispiel -10 V. Der Schalter 118 wird ausgeschaltet, wenn der interne Knoten eine Referenzspannung von +0,5 V durchquert, und der Schalter 114 wird eingeschaltet, wenn der interne Knoten eine Referenzspannung von -10 V durchquert. Diese zwei Referenzspannungen sind ein Beispiel und viele verschiedene Werte können basierend auf verschiedenen Gestaltungen gewählt werden. Der Steuerschaltkreis 140 kann von dem Bootstrap-Kondensator 134 mit Leistung versorgt werden, um die Verwendung einer Bootstrap-Diode zu beseitigen. Des Weiteren werden auch Pegelumsetzerschaltkreise zum Steuern der Schalter 114 und 118 beseitigt, da die Steuerung des High-Side-Schaltkreises 110 vollständig von der Spannung über der Diode 132 abhängig ist.
  • 2a-2h veranschaulichen Stromfluss- und Schaltzustände des ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibers 100 während einer Periode des Steuerns von Schaltervorrichtungen in einer Halbbrücke 150. 3a-3d veranschaulichen entsprechende Wellenformdiagramme, die dem in 2a-2h gezeigten Resonanz-Gate-Treiber entsprechen. Die Wellenformdiagramme der 3a-3d beinhalten Schaltsteuersignale MHH, MHL, MLH, MLL, MLD und MLS, wobei ein High-Pegel einem Einzustand des Schalters entspricht und ein Low-Pegel einem Auszustand entspricht; eine Spannung VDH über der Diode 132; eine Spannung VBSC über dem Bootstrap-Kondensator 134; einen Strom IL durch das induktive Low-Side-Element 192 und einen Strom IH durch das induktive High-Side-Element 194.
  • Die Signalspuren in dem Wellenformdiagramm aus 3a veranschaulichen einen vollständigen Zyklus des Schaltens einer Halbbrücke, der mit einer eingeschalteten Low-Side-Schaltvorrichtung zu einer Zeit t10 beginnt. Der vollständige Zyklus des Schaltens der Halbbrücke beinhaltet Ausschalten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180, Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170, Ausschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 und dann Einschalten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180.
  • Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform wird beschrieben, indem der Schaltkreisbetrieb in einige kontinuierliche Zeitperioden von der Zeit t0 bis t10 unterteilt wird. 2a veranschaulicht eine Konfiguration des Resonanz-Gate-Treibers 100 während einer ersten Zeitperiode zwischen der Zeit t1 und t2 . Die Wellenformen in 3b ist eine erweiterte Ansicht der Zeit t1 bis t4 . Wie in 2a gezeigt, beginnt die Ausführungsform des Gate-Treiberschaltkreises 100 mit einer eingeschalteten Low-Side-Schaltvorrichtung 180 und einer ausgeschalteten High-Side-Schaltvorrichtung 170. Die Schalter 118, 124 und 160 befinden sich in einem EIN-Zustand und die Schalter 122, 126 und 128 befinden sich in einem AUS-Zustand, wie in 2a gezeigt ist.
  • Zur Zeit t1 wird das induktive Low-Side-Element 192 innerhalb der Stromschleife 222 durch einen Stromfluss von der Eingangsleistungsversorgung 144 mit Energie versorgt. In dem induktiven Element 192 gespeicherte Energie wird an das induktive High-Side-Element 194 übertragen und wird dazu verwendet, den Bootstrap-Kondensator 134 wiederaufzuladen. Bei solchen Ausführungsformen kann die Energie ohne Verwendung einer Bootstrap-Diode von dem induktiven Low-Side-Element 192 zu dem Bootstrap-Kondensator 134 übertragen werden. Zwischen der Zeit t1 und t2 verbleibt die High-Side-Schaltvorrichtung 170 ausgeschaltet, indem der Schalter 118 den Gate-Steuerknoten mit einem Source-Knoten kurzschließt, der auch der gemeinsame Knoten zwischen der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 und der High-Side-Schaltvorrichtung 170 ist. Die Gate-zu-Source-Spannung der High-Side-Schaltvorrichtung 170 wird in den verschiedenen Wellenformdiagrammen in der Beschreibung durchgehend als Spannung VHS bezeichnet. Wie gezeigt, verbleibt die Spannung VHS durch die Periode t1 und t2 hindurch um null. Am Ende dieser Periode oder zur Zeit t2 wird der Schalter 124 ausgeschaltet, um eine Übertragung einer Gate-Ladung von der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 an das induktive Low-Side-Element 192 zu ermöglichen.
  • 2b veranschaulicht den Zustand des Schaltkreises während der Zeitperiode von der Zeit t2 bis zur Zeit t3 , in der die Schalter 114, 122 und 126 ausgeschaltet sind und die Schalter 118, 128 und 160 eingeschaltet sind. Während dieser Zeitperiode ist das induktive Low-Side-Element 192 ferner mit Energie versorgt, da sich das Gate der Schaltvorrichtung 180 durch das induktive Element 192 und den Schalter 128 innerhalb der Stromschleife 220 entlädt. Wie in 3b gezeigt, wird die Gate-Source-Spannung VLS der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 durch diese Periode zwischen der Zeit t2 und t3 hindurch immer negativer, während der Strom IL durch das induktive Low-Side-Element 192 weiter in der negativen Richtung zunimmt und abflacht.
  • Das Wellenformdiagramm aus 3b veranschaulicht eine erweiterte Zeitskala zwischen t1 und t4 . Wie gezeigt, nimmt der Strom IH des induktiven High-Side-Elements nach der Zeit t3 schrittweise zu und beginnt auch die Spannung VHS, zuzunehmen. Während der Zeitperiode von t3 und t4 nimmt der Strom IL des induktiven Low-Side-Elements ab und nähert sich die Spannung VLS null an. Die Schaltersignale MLD, MLH, MLL, MLS, MHH und MHL schalten zwischen High und Low basierend auf dem Zustand der entsprechenden Schalter um. Ein Schaltersignal High entspricht einem Schalterzustand EIN und ein Schaltersignal Low entspricht einem Schalterzustand AUS, wie in 2a-2h gezeigt ist. Der Schalter 160 verbleibt durch die 2a-2h hindurch eingeschaltet, um eine Verbindung zwischen dem Referenzknoten des High-Side-Gate-Treibers 110 und dem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 sicherzustellen.
  • Die Spannung VDH, die die Durchlassspannung der Diode 132 ist, wird durch den Komparator 146 überwacht. Wenn die Spannung VDH zur Zeit t3 eine Schwelle von +0,5 V durchquert, schaltet der Komparator 146 um und schaltet den Schalter 118 aus, der dafür verantwortlich ist, die Gate-Source-Spannung der High-Side-Schaltvorrichtung 170 auf null oder ausreichend niedrig zu halten, um sie ausgeschaltet zu halten. Es versteht sich, dass eine Schwelle bei dieser Ausführungsform so gewählt ist, dass sie +0,5 V beträgt; jedoch kann sie bei anderen Anwendungen eine unterschiedliche Spannung basierend auf den Gestaltungsanforderungen sein. Nach der Zeit t3 beginnt der Strom IL abzunehmen, wenn der Schalter MHL darauf basierend ausgeschaltet wird, dass eine Spannung VDH eine Schwelle von +0,5 V durchquert. Ein Komparator kann verwendet werden, um die Spannung VDH mit einer Referenzspannung von +0,5 V zu vergleichen und das Schaltersignal MHL wird durch die Ausgabe des Komparators gesteuert.
  • 2c veranschaulicht eine dritte Zeitperiode zwischen der Zeit t3 und t4 , wenn die High-Side-Schaltvorrichtung 170 beginnt, sich durch einen Strom in einer Stromschleife 224 einzuschalten. Eine Verzögerung kann hinsichtlich des Low-Side-Gate-Treibers zwischen dem Ausschalten des Schalters 124 und dem Einschalten des Schalters 126 zur Zeit t4 verwendet werden. Die Stromschleife 224, die durch das induktive High-Side-Element 194 hindurchläuft, lädt den Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170. Während dieser Zeitperiode entlädt die Stromschleife 220 ferner den Gate-Steuerknoten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180. Am Ende dieser Periode oder zur Zeit t4 wird der Schalter 128 ausgeschaltet und wird der Schalter 126 eingeschaltet.
  • 2d veranschaulicht eine vierte Zeitperiode zwischen der Zeit t4 und t5 , wenn die High-Side-Schaltvorrichtung 170 beginnt, sich durch die Stromschleife 224 einzuschalten. Zur Zeit t4 wird der Schalter 126 eingeschaltet und wird der Schalter 128 ausgeschaltet. Durch das Ausschalten des Schalters 128 wird der Strompfad für die Stromschleife 220 gesperrt. Der Strompfad über die Körperdiode des Schalters 122 wird durch die Diode 138 gesperrt. Die Energie in dem induktiven Low-Side-Element 192 wird zu dieser Zeit an das induktive High-Side-Element 194 übertragen und der Strom IH in dem induktiven High-Side-Element findet einen Leitungspfad von dem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 über den Schalter 160, die Diode 132 und zu dem Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170, wie durch die Stromschleife 224 gezeigt ist.
  • 3c veranschaulicht ein Wellenformdiagramm mit erweiterten Zeitschritten zwischen Zeit t4 bis t6 und bildet verschiedene Spuren von Spannungen und Strömen ab, wie in 3a gezeigt ist. Eine zweite Stromschleife 226 ist über die Diode 132, die Körperdiode des Schalters 114 und den Bootstrap-Kondensator 134 gebildet und liefert eine kleine Menge an Strom durch das induktive High-Side-Element 194 und lädt den Bootstrap-Kondensator 134 und hebt die Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC an, wie durch die Signalspur VBSC gezeigt ist. Die Spannung VDH über der Diode 132 verbleibt aufgrund von Resonanz bis zur Zeit t5 in Durchlassrichtung vorgespannt und zur Zeit t6 auf -10 V in Sperrrichtung vorgespannt. Es versteht sich, dass die Vorspannung in Sperrrichtung von -10 V nur ein Beispiel für viele mögliche Vorspannungswerte in Sperrrichtung ist. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Vorspannungen in Sperrrichtung verwendet werden. Der Schalter 114 wird eingeschaltet, wenn VDH eine Referenzschwelle zur Zeit t6 unterschreitet, was im nächsten Absatz ausführlich beschrieben ist. Der Strom IH in dem induktiven High-Side-Element steigt nach der Zeit t4 sofort auf einen Spitzenwert von näherungsweise -2 A an und klingt aufgrund einer Entmagnetisierung des induktiven High-Side-Elements 194 bis zur Zeit t5 auf null ab.
  • 2e veranschaulicht den Zustand des Schaltkreises 100 während einer fünften Zeitperiode zwischen der Zeit t5 und t6 . Während dieser Periode hat der Strom IH in dem induktiven High-Side-Element seine Polarität von seiner vorherigen Richtung umgekehrt und ist in der umgekehrten Richtung über die Stromschleifen 226 und 228 geringfügig leitfähig. Die Spannung VDH über der Diode 132 wird von einer positiven Polarität zu einer negativen Polarität umgekehrt. Infolgedessen schaltet der Komparator 146 um, wenn die Spannung VDH eine vorbestimmte Schwelle durchquert, und schaltet den Schalter 114 ein. Bei der vorliegenden Ausführungsform schaltet der Komparator 146 um, wenn VDH eine Schwelle von -10 V durchquert.
  • Eine sechste Zeitperiode zwischen der Zeit t6 bis t7 gibt eine stationäre Situation an, wenn die High-Side-Gate-Schaltvorrichtung 170 eingeschaltet verbleibt und die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 ausgeschaltet verbleibt. Die Ströme IH und IL in dem induktiven High- bzw. Low-Side-Element sind auf null abgefallen. Der Schalter 114 und der Schalter 126 verbleiben bis zur Zeit t7 eingeschaltet, wie in 3d gezeigt ist.
  • 2f veranschaulicht den Zustand des Schaltkreises 100 während einer siebten Periode zwischen der Zeit t7 und t8 . Diese Zeitperiode ist eine zweite Energieversorgungsperiode, bei der das induktive Low-Side-Element 192 mit einer zweiten Energie in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, versorgt wird, indem der Schalter 122 eingeschaltet wird und eine Stromschleife 244 erzeugt wird, die durch die Eingangsversorgung 144 über den Schalter 122 und den Schalter 126 versorgt wird. Das Gate 180 wird auch über die Stromschleife 246 auf leicht oberhalb von null Volt geladen; jedoch wird innerhalb des Gates des Low-Side-Schalters gespeicherte Energie durch den Schalter 126 entladen, solange wie der Schalter 126 eingeschaltet verbleibt.
  • Die zweite während dieser Periode zwischen Zeit t7 und t8 in dem induktiven Low-Side-Element 192 gespeicherte Energie wird zu einer späteren Periode an das induktive High-Side-Element 194 übertragen, um ein Signal zum Ausschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 zu senden. Das Wellenformdiagramm aus 3d zeigt eine erweiterte Zeitachse und zeigt verschiedene Spannungs- und Stromsignale für die Zeitperiode zwischen der Zeit t7 und t10 .
  • 2g veranschaulicht eine achte Zeitperiode zwischen der Zeit t8 und t9 . Diese Periode beginnt zur Zeit t8 mit dem Schalter 122 ausgeschaltet und ein Strom durch das induktive High-Side-Element fließt in einer Richtung, die durch die Stromschleife 250 gezeigt ist. Der Strom in der Stromschleife 250 lädt verschiedene Ausgangskapazitäten, die den Steuerschaltern in dem Low-Side-Gate-Treiber 120 zugeordnet sind. Der High-Side-Gate-Steuerknoten verbleibt auf High, so lange wie der Schalter 114 eingeschaltet verbleibt. Ein interner Knoten des High-Side-Gate-Treibers wird durch den Strom in der Stromschleife 248 geladen und eine Spannung VDH der Diode 132 fährt infolge dieses Ladestroms damit fort, negativ zu werden, und zur Zeit t9 durchquert die Spannung VDH eine zweite Spannung von -10 V. Basierend auf dem Vergleich von VDH und der Referenzspannung von -10 V wird der Schalter 114 ausgeschaltet und wird der Schalter 118 eingeschaltet. Wie zuvor angegeben, ist die zweite Schwelle auf -10 V eingestellt; jedoch können andere Schwellenspannungen basierend auf den Anwendungs- und Gestaltungsanforderungen gewählt werden.
  • 2h veranschaulicht eine achte Zeitperiode zwischen der Zeit t9 und t10 , bei der ein Strom, der durch das induktive High-Side-Element 194 fließt, eine Stromschleife 252 bildet. Der Strom, der der Stromschleife 252 zugeordnet ist, entlädt den High-Side-Gate-Steuerknoten und schaltet die High-Side-Schaltvorrichtung 170 aus. Die High-Side-Schaltvorrichtung 170 wird ausgeschaltet, indem der Source-Knoten über die Schalter 118 und 160 mit dem Gate-Knoten 170 kurzgeschlossen wird. Die achte Zeitperiode endet durch Aktivieren des Schalters 124, um die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 einzuschalten.
  • Wie in 3d gezeigt, verbleibt die Spannung VHS bis zur Zeit t9 bei etwa 6 V. Aufgrund des Versorgens des induktiven Low-Side-Elements 192 mit Energie in der entgegengesetzten Richtung beginnt der Strom IL zur Zeit t7 anzusteigen. Zur Zeit t8 wird der Schalter 122 ausgeschaltet und fällt die Spannung VDH über der Diode 132 zu -10 V hin ab. Nachdem die VDH zur Zeit t9 -10 V durchquert und der Zustand von 114 und 118 umschaltet, nimmt VDH zu null hin zu und erreicht eine positive Spannung, wenn die in den gekoppelten induktiven Elementen 194 und 192 gespeicherte Energie beginnt, sich über die Stromschleife 253 zu entladen. Die High-Side-Schaltvorrichtung 170 beginnt zur Zeit t9 , sich abzuschalten, wenn der Zustand von 114 und 118 umschalten. Nach der Zeit t10 wird das Signal MLH auf High gesetzt, um die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 einzuschalten, und der gesamte Zyklus wird wiederholt. Die Periode zwischen t8 und t10 kann als eine Verzögerung eingestellt werden. Bei verschiedenen Ausführungsformen hängt die Länge dieser Verzögerung von den einzelnen Schaltern und der Gestaltung ab.
  • Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung kann der Bootstrap-Kondensator vor dem Treiben der Halbbrücke auf einen gewünschten Pegel geladen werden. Das Laden des Bootstrap-Kondensators erfolgt, indem eine von dem induktiven Low-Side-Element während einer Anlaufperiode an das induktive High-Side-Element übertragene Energie verwendet wird. Eine ausführungsgemäße Anlaufsequenz verwendet ein induktives Low-Side-Element und ein induktives High-Side-Element, die magnetisch gekoppelt sind, um Energie an den Bootstrap-Kondensator in dem High-Side-Treiber zu übertragen. Eine Bootstrap-Diode, die typischerweise verwendet wird, um den Bootstrap-Kondensator über die Low-Side-Gate-Treiber-Leistungsversorgung zu laden, kann durch Verwenden des ausführungsgemäßen Anlaufverfahrens beseitigt werden.
  • 4a-4f beschreiben den Schritt-für-Schritt-Betrieb des ausführungsgemäßen Anlaufverfahrens zum Laden des Bootstrap-Kondensators 134 des Resonanz-Gate-Treibers 100. Die Wellenformdiagramme aus 5a-5c veranschaulichen verschiedene Spannungen und Ströme, die das funktionale Verhalten des ausführungsgemäßen Anlaufbetriebs beschreiben. 5b ist eine erweiterte Zeit der Anlaufsequenz, die drei Energieversorgungssequenzen des induktiven Low-Side-Elements beinhaltet, wenn die Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC sehr niedrig ist. 5c veranschaulicht ein Wellenformdiagramm während der Anlaufsequenz, wenn VBSC etwa bei einer Zielspannung, zum Beispiel +6 V, liegt. Wie in 4a gezeigt, wird das induktive Low-Side-Element 192 in einer Richtung mit Energie versorgt, die durch eine Stromschleife 410 gezeigt ist. Das induktive Low-Side-Element 192 wird über die Diode 138, den Schalter 122 und den Schalter 126 von der Leistungsversorgung 144 geladen. Während des Anlaufens verbleibt die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 über den Schalter 126 ausgeschaltet. Der Schalter 126 verbleibt durch die Anlaufsequenz hindurch eingeschaltet. Gleichermaßen verbleibt auch die High-Side-Schaltvorrichtung 170 durch die Anlaufsequenz hindurch ausgeschaltet, indem der Schalter 160 ausgeschaltet ist, und verbleibt ein Referenz- oder Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 von dem High-Side-Treiber isoliert. Eine zweite Stromschleife 412 zeigt einen Pfad für übertragene Energie, der verwendet wird, um den Bootstrap-Kondensator 134 zu laden. Die Stromschleife 412 geht über das induktive High-Side-Element 194 durch die Diode 132 und eine Körperdiode des Schalters 114 hindurch, um den Bootstrap-Kondensator 134 zu laden. Dementsprechend arbeitet der Gate-Treiberschaltkreis unter Verwendung der Körperdiode des Schalters 114 für die Stromschleife 412 wie ein Durchlassresonanzschaltkreis.
  • Das Versorgen des induktiven Low-Side-Elements 192 mit Energie wird für eine vorbestimmte Zeitperiode durchgeführt, wenn sowohl der Schalter 122 als auch der Schalter 126 eingeschaltet sind. Nachdem die vorbestimmte Zeit verstrichen ist, wird der Schalter 122 ausgeschaltet und wird ermöglicht, dass der Strom IL in dem induktiven Low-Side-Element abnimmt, bevor es bereit ist, wieder mit Energie versorgt zu werden. Bei einer Ausführungsform kann der Anlaufprozess mit dem wiederholten Laden des induktiven Elements für eine festgelegte Zeitperiode, zum Beispiel 200 µs, andauern. Bei einer anderen Ausführungsform kann der Anlaufprozess so lange andauern, bis der Bootstrap-Kondensator eine Zielschwellenspannung, zum Beispiel 6 Volt, erreicht. Die festgelegte Periode der Anlaufzeit kann basierend auf zum Beispiel einem Wert des Bootstrap-Kondensators, einem Wert der induktiven Elemente und dem Wert der Low-Side-Eingangsversorgung und dergleichen von einer beliebigen Zeitperiode sein. Gleichermaßen kann die Zielschwellenspannung basierend auf Gestaltungs- und Anwendungsanforderungen gewählt werden.
  • Wie in 5a gezeigt, verbleiben die Spannungen VHS und VLS bis zur Zeit ts, wenn die Anlaufsequenz endet, null. Der Strom IL wird auf einen Wert von 1 A hochgefahren und klingt mit einer Frequenz ab, die durch die Periode des Schaltersignals MLS festgelegt wird. Der Strom IL erreicht am Anfang, wenn die Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC etwa null beträgt, einen Spitzenwert von 6,5 A. Sobald die Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC einen Wert von etwa 4,2 Volt erreicht, nimmt der Strom IL auf einen Spitzenwert von 1,5 A ab. Ein Zener-Leckstrom Izener2, der der Strom durch die Zener-Diode 116 ist, ist in 5a auch gezeigt. Izener2 ist der Klemmstrom, wenn die interne Knotenspannung des High-Side-Gate-Treibers eine Spannung von etwa der Summe der Zener-Spannung der Diode 116 und der Durchlassspannung der Diode 112 erreicht. Am Ende des Anlaufens hört Izener2 auf, zu fließen.
  • Während der Anlaufperiode kann eine Knotenspannung an der Kathode der Diode 132 einen Hub zu einem sehr hohen Wert aufweisen. Der hohe Spannungshub kann begrenzt werden, falls die Zener-Diode 116 in Reihe mit der Diode 132 platziert wird. Bei einer Ausführungsform kann ein maximaler Hub des Kathodenknotens der Diode 132 begrenzt werden, indem eine andere Zener-Diode 142 in Parallelschaltung mit dem Bootstrap-Kondensator 134 hinzugefügt wird. Bei einer solchen Ausführungsform kann die maximale Spannung an dem Kathodenknoten ferner auf näherungsweise die Summe der Zener-Dioden-Klemmspannungen der Zener-Dioden 142 und 116 und der Durchlassspannung der Diode 112 oberhalb der Spannung des Referenzknotens des High-Side-Treibers begrenzt werden.
  • 4b zeigt einen Stromfluss durch das induktive High- und Low-Side-Element, wenn der Schalter 122 ausgeschaltet wird und der Bootstrap-Kondensator sehr nahe zu null Volt ist. Während dieser Zeit verbleibt der Schalter 126 eingeschaltet. Eine Ladung, die sich an dem Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 aufbauen kann, wird über die Stromschleife 416 entladen. Eine andere Stromschleife 414 wird gebildet, die dafür verantwortlich ist, den Strom in dem induktiven Element über den Schalter 126 zu verringern. Wie in 5b gezeigt, verbleibt ein Strom Izener2, der durch die Zener-Diode 116 fließt, bei null, da ein interner Knoten des High-Side-Gate-Treibers einen Hub aufweist, der hoch genug ist, um die Zener-Diode 116 zu klemmen. Die Vorspannung in Sperrrichtung der Diode 132 oder die Spannung VDH erreicht einen Wert von -10 V. Der Strom IH durch das induktive High-Side-Element wird verwendet, um den Bootstrap-Kondensator 134 zu laden.
  • 4c-4f veranschaulichen die Anlaufsequenz, wenn die Spannung über dem Bootstrap-Kondensator größer als oder gleich einer Zielspannung ist. Die in 4c beschriebenen Stromschleifen sind jenen in 4a beschriebenen ähnlich. Jedoch ändert sich die Leistungsübertragung an den High-Side-Treiber über das magnetisch gekoppelte induktive High-Side-Element aufgrund der Spannung, die sich an dem Bootstrap-Kondensator aufbaut. Die Energieübertragung zwischen dem induktiven Low-Side-Element an das induktive High-Side-Element wirkt als eine Kombination eines Durchflusswandlers und eines Sperrwandlers.
  • Wie in 4c gezeigt, ist die Stromschleife 420 der Energieversorgungsstrom in dem induktiven Low-Side-Element und repräsentiert die Stromschleife 424 die Energie, die auf eine Durchflussresonanzart an das induktive High-Side-Element übertragen wird. Die Stromschleife 424 findet einen Pfad durch die Körperdiode des Schalters 114, um Energie in dem Bootstrap-Kondensator zu speichern. Wenn jedoch die Spannung über dem induktiven Element auf unterhalb einer Spannung abfällt, die eine Summe der Durchlassspannungen der Diode 132 und der Körperdiode 114 und einer Spannung, die entgegengesetzt zu der Spannung über dem Bootstrap-Kondensator 134 ist, ist, endet der Stromfluss, da die Körperdiode des Schalters 114 nicht mehr in Durchlassrichtung vorgespannt ist. Die Energie wird nicht mehr an das induktive High-Side-Element übertragen; stattdessen wird sie in dem induktiven Low-Side-Element gespeichert. Dies ist in 4d gezeigt, bei der keine Stromschleife in dem induktiven High-Side-Element vorliegt, da die Spannung über dem induktiven High-Side-Element 194 auf unterhalb eines Pegels abfällt, der gleich der Summe der entgegengesetzten Spannung über dem Bootstrap-Kondensator 134 und der Summe der zwei Durchlassvorspannungs-Diodenspannungen ist.
  • 4e veranschaulicht eine Stromschleife 428, wenn der Schalter 122 als Teil der Anlaufsequenz ausgeschaltet wird. Die Spannung VDH über der Diode 132 steigt als eine negative Spannung steil an, wie in dem Wellenformdiagramm aus 5c gezeigt ist. Die Spannung an der Kathode steigt weiter an, bis sie einen Wert erreicht, der etwa gleich einer Summe von zwei Zener-Dioden ist. Die Zener-Diode 116 führt während der Klemmung des internen Knotens des High-Side-Gate-Treibers einen Strom Izener2 und verhindert jeglichen Anstieg der Spannung VDH jenseits der in dem Wellenformdiagramm aus 5c gezeigten Klemmspannung von -18 V. Der Strom IH klingt aufgrund von Izener2 auf null ab. Der Strom klingt auf einen Wert von null ab und durchquert ferner null, um eine Richtung aufgrund von Resonanz umzukehren, und lädt den Bootstrap-Kondensator 134 in dem Prozess.
  • 4f veranschaulicht die Stromschleife 434, wenn die Spannung an dem Kathodenknoten auf High übergeht und der Strom durch die Zener-Diode auf null abklingt. Zu dieser Zeit wird der Bootstrap-Kondensator 134 wieder über die Stromschleife 434 geladen. Das Wellenformdiagramm 5c zeigt unter anderem das Verhalten der Spannung VBSC.
  • Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung kann Energie, die von einem induktiven Low-Side-Element an ein induktives High-Side-Element übertragen wird, verwendet werden, um eine High-Side-Schaltvorrichtung direkt einzuschalten, ohne einen Bootstrap-Kondensator zu verwenden. Bei einer Ausführungsform wird kein Bootstrap-Kondensator von dem induktiven High-Side-Element verwendet.
  • 6a veranschaulicht einen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 600, der einen High-Side-Gate-Treiber 620 beinhaltet. Der High-Side-Gate-Treiber 620 beinhaltet einen Pull-Down-Schalter 118 und eine Erfassungsdiode 132 und das induktive High-Side-Element, das zwischen der Diode und dem Pull-Down-Schalter 118 gekoppelt ist. Der Schalter 118 ist auch mit dem Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 gekoppelt. Eine Zener-Diode 622 ist über das Gate und die Source des High-Side-Schalters geklemmt, um die Gate-Steuerknotenspannung während des Einschaltens mittels des induktiven High-Side-Elements zu klemmen. Der Low-Side-Gate-Treiber ist jenem ähnlich, der bei der vorherigen Ausführungsform beschrieben wurde.
  • 6b veranschaulicht die verschiedenen Wellenformen für einen vollen Zyklus des Ladens einer High-Side-Schaltvorrichtung und einer Low-Side-Schaltvorrichtung. Die Sequenz beginnt mit der Low-Side-Schaltvorrichtung eingeschaltet und der High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet. Zur Zeit t1 wird das Schaltersignal MLD auf High gesetzt, was den Schalter 128 einschaltet, so dass das induktive Low-Side-Element 192 mit Energie versorgt wird. Das induktive Low-Side-Element 192 wird bis zur Zeit t2 , wenn das Schaltersignal MLH auf Low gesetzt wird, mit Energie versorgt, um den Schalter 124 auszuschalten, und das Gate der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 wird entladen. Die Knotenspannung an der Kathode der Diode 132 steigt in der negativen Richtung an, wie durch die Wellenform VDH gezeigt ist. Die Energie wird in dem induktiven Element gespeichert, wenn der Strom IL durch das induktive Low-Side-Element 192 fließt. Nach der Zeit t2 wird der Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung entladen. Die Spannung VDH an dem Kathodenknoten der Diode 132 beginnt, abzuklingen, wenn das Schaltersignal MLH auf Low übergeht, was bewirkt, dass sich der Schalter 124 abschaltet. Wenn die Spannung VDH zur Zeit t3 eine Schwelle von 0,5 V durchquert, wird das Schaltersignal MHL auf Low gesetzt und wird der Schalter 118 ausgeschaltet. Es wird ermöglicht, dass ein Gate-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170, der mit einem Source-Knoten gepaart wurde, geladen wird, und die High-Side-Schaltvorrichtung 170 wird nach der Zeit t3 eingeschaltet. Der High-Side-Gate-Knoten wird auf eine Zener-Klemmspannung geklemmt. Zur Zeit t4 wird das induktive Low-Side-Element 192 in einer zu der ersten Richtung entgegengesetzten Richtung geladen und dies bewirkt, dass die Diode 132 in Durchlassrichtung vorgespannt wird und die Spannung VDH positiv wird. Wenn das Laden des induktiven Low-Side-Elements 192 stattfindet, wird der Strom an dem induktiven High-Side-Element 194 reflektiert und bewirkt, dass die Spannung VDH abnimmt und negativ wird. Wenn das Schaltersignal MLS auf Low übergeht, wird der Schalter 122 ausgeschaltet und nimmt die Spannung VDH über der Diode 132 zu einem negativeren Wert ab. Wenn die Spannung VDH eine Schwelle durchquert, von zum Beispiel -10 V, wird das Schaltersignal MHL zur Zeit t5 auf High gesetzt und wird der Schalter 118 aktiviert. Dies kann durch Verwenden eines Komparators vorgenommen werden, wie zuvor beschrieben wurde. Der Schalter 118 schaltet die High-Side-Schaltvorrichtung 170 aus und der Schalter 124 wird, wenn das Schaltersignal MLH zur Zeit t6 auf High übergeht, eingeschaltet, um die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 auf eingeschaltet zu versetzen.
  • Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird Energie in einem Resonanz-Gate-Treiber mit hoher Effizienz zwischen dem induktiven High-Side-Element und dem induktiven Low-Side-Element rückgewonnen. Bei einer Ausführungsform verwendet ein Low-Side-Gate-Treiber eine Bootstrap-Diode, um den Bootstrap-Kondensator von einer Eingangsversorgung des Low-Side-Gate-Treibers zu laden. Das induktive Low-Side-Element wird in einer ersten Richtung mit der an dem Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung gespeicherten Energie geladen. Die Gate-Ladungsenergie wird über das induktive Low-Side-Element gespeichert. Sobald die Low-Side durch Übertragen der Gate-Ladung an das induktive Low-Side-Element ausgeschaltet wird, wird die Energie dann an das induktive High-Side-Element übertragen und wird dazu verwendet, die High-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten.
  • Eine Gate-Ladung des High-Side-Schalters wird an das induktive High-Side-Element übertragen, bevor die Low-Side eingeschaltet wird. Sobald die High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet ist, wird die in dem induktiven High-Side-Element gespeicherte Energie an das induktive Low-Side-Element übertragen. Die übertragene Energie wird wiederverwendet, um das Low-Side-Gate der Low-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten.
  • 7a veranschaulicht einen Resonanz-Gate-Treiber 700, der eine Bootstrap-Diode 710 zwischen der Low-Side-Leistungsversorgung 144 und dem Bootstrap-Kondensator 134 beinhaltet. Ein Low-Side-Treiber 720 verwendet die Schalter 124 und 128, um das induktive Low-Side-Element in einer ersten Richtung mit Energie zu versorgen. Der Schalter 126 wird dazu gesteuert, den Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung auf einer Referenzspannung zu halten. Wie zuvor beschrieben, ist das induktive Low-Side-Element zwischen einem gemeinsamen Knoten des Schalters 124 und des Schalters 126 und dem Schalter 128 gekoppelt. Die Low-Side-Schaltvorrichtung wird durch Übertragen einer Gate-Ladung an das induktive Low-Side-Element ausgeschaltet und der Schalter 126 wird, wenn die Übertragung vollendet ist, eingeschaltet, um die Low-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet zu halten.
  • Der High-Side-Gate-Treiber beinhaltet den Schalter 114 und einen Pull-Down-Schalter 726 zum Übertragen einer Gate-Ladung der High-Side-Schaltvorrichtung während des Ausschaltens. Das Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung wird durch Übertragen der Energie von der Low-Side-Gate-Ladung an das induktive High-Side-Element und Bewirken eines Stromflusses durch die Körperdioden des Schalters 726 durchgeführt. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung werden die Gate-Steuerungen für die Schalter 726, 114 und 118 unter Verwendung von Pegelumsetzerschaltkreisen pegelumgesetzt, so dass sie angemessenen Spannungspegeln entsprechen.
  • 7b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das verschiedene Signale innerhalb eines ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibers 700 zeigt. Wie gezeigt, sind die Zeitinformationen in einer horizontalen Achse abgebildet und sind die Strominformationen in einer vertikalen Achse abgebildet. Der Strom IL, der durch das induktive Low-Side-Element fließt, nimmt zur Zeit t1 aufgrund einer Übertragung einer Gate-Ladung der Low-Side zu dem induktiven Low-Side-Element zu. IL folgt einer Resonanzwellenform und erreicht zur Zeit t2 einen Hochpunkt, wenn die Low-Side-Gate-Spannung VLS auf unterhalb einer Schwellenspannung der Low-Side-Schaltvorrichtung abfällt. Die Energie von dem induktiven Low-Side-Element wird an das induktive High-Side-Element übertragen und der Strom IH durch das induktive High-Side-Element nimmt von einem Nullwert zu und beginnt, durch die Körperdiode des Schalters 726 zu fließen. Die High-Side-Gate-Spannung VHS beginnt, zuzunehmen. Zur Zeit t3 wird der Schalter 114 durch Aktivieren des Schaltersignals MHH eingeschaltet, um die Spannung VHS auf den gleichen Spannungspegel wie der Bootstrap-Kondensator 134 zu bringen.
  • Die High-Side-Schaltvorrichtung wird zur Zeit t4 ausgeschaltet, wenn der Schalter MHH deaktiviert wird und der Schalter MHD eingeschaltet wird, um die High-Side-Gate-Ladung an das induktive High-Side-Element zu übertragen. Sobald die Ladungsübertragen vollendet ist, wird die High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet, da VHS während der Zeit t4 bis t5 abfällt. Zur Zeit t5 wird die Energie an dem induktiven High-Side-Element auf das induktive Low-Side-Element übertragen und wird die Energie dann an das Low-Side-Gate übertragen, um die Low-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten. Sobald der Strom durch das induktive Low-Side-Element null erreicht, wird das Schaltersignal MLH zur Zeit t6 auf High gesetzt, um die Low-Side-Vorrichtung bis zum nächsten Zyklus, wenn die Low-Side ausgeschaltet werden muss, eingeschaltet zu halten.
  • Bei einer anderen Ausführungsform werden die Schalter in einer Halbbrücke ausgeschaltet, indem sie eine Gate-Steuerknotenspannung aufweisen, die eine Referenz- oder eine Source-Spannung der Schalter unterschreitet. Die negative Abweichung der Gate-Steuerspannung wird durch Anpassen der Zeit, wann eine Gate-Ladung von der Schaltvorrichtung an das induktive Element übertragen wird und umgekehrt, erreicht. Bei einer anderen Ausführungsform wird die Erfassungsdiode 132 durch einen Schalter ersetzt und führt eine Körperdiode des Schalters die Funktion der Diode 132 durch. Der Schalter kann zu einer geeigneten Zeit umgelegt werden und den Stromfluss durch den Schalter und nicht durch die Körperdiode ermöglichen. Die Leistungsdissipation über den Schalter ist geringer als die Leistungsdissipation über die Körperdiode. Dementsprechend kann eine Effizienz des Schaltnetzteils erhöht werden, indem der Strom durch den Schalter anstatt durch die Körperdiode fließt, wenn die High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet ist und die Low-Side-Schaltvorrichtung eingeschaltet ist.
  • 8a zeigt einen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 800, der einen High-Side-Gate-Treiber 820 beinhaltet. Der High-Side-Gate-Treiber 820 verwendet einen Schalter 726 anstelle der bei dem High-Side-Treiber 110 beschriebenen Diode 132. Die Körperdiode 726 führt die Funktion der Diode 132 durch und der Schalter wird eingeschaltet, wenn die Spannung an dem internen Knoten (welcher der Knoten ist, bei dem ein Drain des Schalters 726 verbunden ist) eine Schwellenspannung durchquert. Des Weiteren ist die Diode 822 mit dem Schalter 118 in Reihe geschaltet und sind die Sperrdiode 112 und die Zener-Diode 116 mit dem Anschluss des induktiven Elements und der oberen Platte des Bootstrap-Kondensators gekoppelt. Der Low-Side-Treiber 830 ist dem Low-Side-Treiber 120 ähnlich, mit dem Zusatz einer Diode 832, die mit dem Schalter 126 in Reihe geschaltet ist.
  • Das in 8b gezeigte Wellenformdiagramm beschreibt verschiedene Signale innerhalb eines ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystems 800. Die Wellenform beginnt mit der Low-Side-Schaltvorrichtung eingeschaltet und der High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet. Zur Zeit t1 wird das induktive Low-Side-Element von der Eingangsleistungsversorgung 144 mit Energie versorgt, wenn das Schaltersignal MLD auf High übergeht und bis das Schaltersignal MLH auf Low übergeht, wodurch bewirkt wird, dass sich der Schalter 124 zur Zeit t2 ausschaltet. Während dieser Zeit wird die Gate-Ladung an der Low-Side-Schaltvorrichtung an das induktive Element übertragen. Der Strom IL in dem induktiven Low-Side-Element bildet einen Resonanzstrom und eine Zeitperiode für das Schaltersignal MLD wird angepasst, um zu ermöglichen, dass die Low-Side-Gate-Source-Spannung VLS ihre Polarität ändert. Sobald die Low-Side-Schaltvorrichtung zur Zeit t3 ausgeschaltet wird, wird Energie an das induktive High-Side-Element übertragen und beginnt der Strom IH, zuzunehmen und das High-Side-Gate auf die Spannung des Bootstrap-Kondensators zu versetzen.
  • Das Schaltersignal MHB verbleibt bis zur Zeit t3 auf Low, wenn es an der Zeit ist, die High-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten, und das Schaltersignal MHB dann auf High übergeht und der Schalter 160 den Referenzknoten der High-Side-Schaltvorrichtung mit dem Referenzknoten des High-Side-Gate-Treibers 820 verbindet. Das Schaltersignal MHB ist so lange auf High gesetzt, wie die High-Side-Schaltvorrichtung eingeschaltet verbleibt. Das Schaltersignal MHB wird zur Zeit t5 auf Low gesetzt und bewirkt, dass der High-Side-Gate-Knoten unterhalb des Source-Knotens geht.
  • Gleichermaßen wird das Schaltersignal MHD, das den Schalter 726 steuert, zur Zeit t5 eingeschaltet. Das induktive High-Side-Element überträgt basierend auf einer längeren Zeitperiode von MLD und dem Ausschalten des Schaltersignals MHB mehr Ladung von dem High-Side-Gate. Es ermöglicht, dass der High-Side-Knoten negativ wird, wie nach der Zeit t5 gezeigt ist.
  • Bei einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist ein Resonanz-Gate-Treiber 100 dazu gestaltet, einen Halbbrücken-Galliumnitrid(GaN)-Schalter zu treiben, wie in 9a gezeigt ist. Der ausführungsgemäße Resonanz-Gate-Treiber 900 wird verwendet, um eine Halbbrücke zu treiben, die einen Low-Side-GaN-Schalter 904 und einen High-Side-GaN-Schalter 902 beinhaltet. Ein Low-Side-Resonanz-Gate-Treiber 920 verwendet zwei Halb-H-Brücken, um ein induktives Low-Side-Element in zwei verschiedenen Richtungen, die entgegengesetzt zueinander sind, zu laden. Eine dritte Halb-H-Brücken-Konfiguration, die zwei Vorrichtungen verwendet, wird verwendet, um einen Gate-Knoten des Low-Side-GaN-Schalters 904 zu steuern. Das induktive Low-Side-Element 192 ist zwischen den Ausgängen der zwei Halb-H-Brücken gekoppelt und ist jenem ähnlich, das bei dem Low-Side-Gate-Treiber 120 beschrieben wurde; jedoch ist das induktive Low-Side-Element nicht mit dem Gate-Steuerknoten der Low-Side-Schaltvorrichtung verbunden. Das induktive High-Side-Element ist magnetisch mit dem induktiven Low-Side-Element gekoppelt und eine Energieübertragung wird in einem ähnlichen Verfahren, wie bei der Ausführungsform 100 beschrieben, durchgeführt.
  • Die High-Side-GaN-Schaltvorrichtung 902 wird eingeschaltet, indem Energie verwendet wird, die von dem induktiven Low-Side-Element 192 an das induktive High-Side-Element 194 übertragen wird. Sobald die High-Side-GaN-Schaltvorrichtung 902 eingeschaltet ist, wird das induktive Low-Side-Element 192 periodisch geladen, um mehr Energie an das induktive High-Side-Element zu übertragen. Diese übertragene Energie wird verwendet, um den Bootstrap-Kondensator 134 während der Zeit, wenn die High-Side-GaN-Schaltvorrichtung 902 eingeschaltet gehalten wird, wiederaufzuladen. Ein Gate-Steuerknoten einer GaN-Vorrichtung kann einen konstanten Strom verbrauchen, selbst nachdem der Gate-Steuerknoten auf eine benötigte Leistungsversorgung versetzt wurde. In einem solchen Fall kann der Bootstrap-Kondensator 134 entleert werden und kann eine High-Side-GaN-Vorrichtung 902 für keine längere Zeitperiode eingeschaltet bleiben. Bei einer Ausführungsform lädt das induktive High-Side-Element 194 den Bootstrap-Kondensator 134 unter Verwendung der übertragenen Energie von dem induktiven Low-Side-Element 192.
  • 9a veranschaulicht einen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 900, der eine Halbbrücke beinhaltet, die durch einen High-Side-GaN-Schalter 902 und einen Low-Side-GaN-Schalter 904 implementiert ist. Der ausführungsgemäße Gate-Treiber 900 beinhaltet einen High-Side-Gate-Treiber 910 und einen Low-Side-Gate-Treiber 920, die durch das induktive Low-Side-Element 192 und das induktive High-Side-Element 194 magnetisch gekoppelt sind. Die Schalter 162 und 164 sind in einer Halb-H-Brücken-Konfiguration verbunden, um den Gate-Steuerknoten des Low-Side-GaN-Schalters 904 zu treiben. Der Schalter 162 setzt den Gate-Steuerknoten des Low-Side-Schalters 904 auf eine Eingangsversorgung 144 herauf, um ihn einzuschalten, und der Schalter 164 wird verwendet, um den Gate-Steuerknoten des Schalters 904 auf einen Referenzknoten herabzusetzen, um ihn auszuschalten. Eine Zener-Diode 166 ist über das Gate und den Referenzknoten des Low-Side-GaN-Schalters 904 gekoppelt. Die Schalter 122 und 126 werden eingeschaltet, um das induktive Low-Side-Element 192 in einer ersten Richtung für eine vorbestimmte Zeitdauer mit Energie zu versorgen. Der Schalter 162 wird ausgeschaltet und der Schalter 164 wird eingeschaltet, um den Low-Side-GaN-Schalter 904 auszuschalten. Eine Diodenspannung VDH wird mit einer Referenzspannung von +0,5 V verglichen und der Schalter 118 wird, wenn die Spannung VDH +0,5 V überschreitet, ausgeschaltet und Energie wird an den Gate-Steuerknoten des High-Side-GaN-Schalters 902 übertragen, indem der Schalter 114 nach einer vorbestimmten Zeit eingeschaltet wird. Es versteht sich, dass die Referenzspannung von +0,5 V nur ein Beispiel für viele mögliche Referenzspannungen ist. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Referenzspannungen verwendet werden.
  • Sobald der High-Side-GaN-Schalter eingeschaltet ist und der Gate-Steuerknoten auf eine Spannung gleich dem Bootstrap-Kondensator 134 versetzt ist, wird das induktive Low-Side-Element 192 durch Einschalten des Schalters 122 wieder in der gleichen Richtung geladen. Energie wird zwischen einem induktiven High-Side-Element 194 und einem induktiven Low-Side-Element 192 übertragen, indem der Schalter 122 nach einer vorbestimmten Zeit ausgeschaltet wird. Dieses Mal wird eine übertragene Energie verwendet, um den Bootstrap-Kondensator über den Schalter 114 zu laden. Das Laden des Bootstrap-Kondensators kann mit einer vorbestimmten Frequenz während der Periode, wenn der High-Side-GaN-Schalter eingeschaltet verbleibt, durchgeführt werden. Bei einer anderen Ausführungsform kann die Übertragung von Energie für eine festgelegte Zahl von Malen durchgeführt werden, die auf der Zeit, wann der High-Side-GaN-Schalter eingeschaltet ist, basiert. Wenn es an der Zeit ist, den High-Side-GaN-Schalter 902 auszuschalten, wird das induktive Low-Side-Element in einer zu der vorherigen Laderichtung entgegengesetzten Richtung geladen. Die Schalter 124 und 128 werden für eine vorbestimmte Zeit eingeschaltet, um das induktive Element zu laden. Der Schalter 114 wird ausgeschaltet, wenn die Spannung VDH eine Schwelle von -10 V durchquert. Die übertragene Energie wird dann verwendet, um den Gate-Steuerknoten des High-Side-GaN-Schalters auszuschalten. Es versteht sich, dass die Schwelle von -10 V nur ein Beispiel für viele mögliche Schwellenspannungen ist. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Schwellenspannungen verwendet werden.
  • Der High-Side-Gate-Treiber 910 ist dem in 1 beschriebenen High-Side-Gate-Treiber 110 ähnlich, mit einer zusätzlichen Zener-Diode 168, die zwischen einem Gate- und einem Source-Knoten des High-Side-GaN-Schalters 902 verbunden ist. Die Zener-Diode kann verwendet werden, um eine Gate-Source-Spannung auf eine Zener-Klemmspannung zu klemmen.
  • 9b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm von verschiedenen Knotenspannungen und -strömen, die dem Resonanz-Gate-Treiber in 9a entsprechen. Zur einfachen Beschreibung ist das Wellenformdiagramm in drei Schlüsselgebieten beschriftet, die bezeichnet werden als: Gebiet A, Gebiet B, Gebiet C und Gebiet D. Das Gebiet A ist die Zeitperiode, wenn der Low-Side-GaN-Schalter ausgeschaltet ist und der High-Side-GaN-Schalter eingeschaltet ist. Das Gebiet D ist die Zeitperiode, wenn der High-Side-GaN-Schalter ausgeschaltet ist und der Low-Side-GaN-Schalter eingeschaltet ist. Die Gebiete B und C sind Zeitperioden, in denen die Bootstrap-Kondensatorladung wiederaufgefüllt wird, indem Energie von einem induktiven Low-Side-Element an ein induktives High-Side-Element übertragen wird.
  • In dem Gebiet A beginnt das Wellenformdiagramm mit der Low-Side-Gate-Source-Spannung VLS bei einer Einschaltspannung, zum Beispiel bei etwa 3,5 V, was einen eingeschalteten Low-Side-GaN-Schalter 904 anzeigt. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Einschaltspannungen neben 3,5 V verwendet werden. Die Spannung VHS bezeichnet eine Gate-Source-Spannung des High-Side-GaN-Schalters 902, die sich am Anfang des Gebiets A auf einer Spannung von null befindet. Das Ausschalten des Low-Side-GaN-Schalters 904 wird innerhalb des Gebiets A eingeleitet, indem die Schaltersignale MLS und MLB auf High gesetzt werden. Die Schalter 122 und 126 werden für eine vorbestimmte Zeit eingeschaltet, indem die Schaltersignale MLS und MLB jeweils auf High gesetzt werden. Während dieser Zeit wird das induktive Low-Side-Element 192 magnetisiert und beginnt der Strom IL, zuzunehmen, bis das Laden dadurch beendet wird, dass das Schaltersignal MLS auf Low übergeht. Bevor die Magnetisierung des induktiven Low-Side-Elements vollendet ist, wird der Low-Side-GaN-Schalter 904 ausgeschaltet, indem das Schaltersignal MLH auf Low gesetzt wird und das Schaltersignal MLL auf High gesetzt wird. Ein Durchschießen zwischen dem High-Side-GaN-Schalter 902 und dem Low-Side-GaN-Schalter 904 wird vermieden, indem der Low-Side-GaN-Schalter 904 ausgeschaltet wird, bevor der High-Side-GaN-Schalter eingeschaltet wird. Die Spannung VLS beginnt, schnell abzusinken, um ein Ausschalten des Low-Side-GaN-Schalters 904 anzuzeigen. Sobald der Low-Side-GaN-Schalter 904 ausgeschaltet ist, wird die Energie in dem induktiven Low-Side-Element 192 an das induktive High-Side-Element 194 übertragen und beginnt der Strom IH, schnell anzusteigen. Der Strom IH wird verwendet, um einen Gate-Steuerknoten des High-Side-GaN-Schalters 902 zu laden, sobald das Schaltersignal MHL auf Low übergeht. Die Spannung VHS über dem Gate-Source-Knoten des High-Side-GaN-Schalters 902 geht auf High über und erreicht 3,5 V. Das Schaltersignal MHL geht auf Low über, wenn die Spannung VDH eine Schwelle von +0,5 V durchquert, und ermöglicht, dass das High-Side-Gate geladen wird. Das Schaltersignal MHH wird nach einer Verzögerung eingeschaltet und ermöglicht das Laden der Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC, so dass sie auf die gleiche Weise zunimmt, wie in einer vorherigen Ausführungsform beschrieben ist.
  • Der High-Side-Schalter verbleibt in dem Gebiet B und C eingeschaltet, wo Energie wieder von dem induktiven Low-Side-Element an das induktive High-Side-Element übertragen wird. In dem Gebiet B und C erreicht der Strom IL einen Wert von zum Beispiel 1,5 A und steigt der Strom IH schnell an, wenn Energie an das induktive High-Side-Element übertragen wird. Alternativ dazu können andere Stromwerte neben 1,5 A verwendet werden. Der Strom IH fließt über den Schalter 114, um den Bootstrap-Kondensator 134 zu laden, und die Spannung VBSC nimmt in dem Gebiet B und C zu.
  • Das Gebiet D beginnt mit der Spannung VHS bei etwa 3,5 V und sie beginnt, abzusinken, wenn das induktive Low-Side-Element 192 in der entgegengesetzten Richtung geladen wird. Die Schaltersignale MLT und MLD gehen für eine vorbestimmte Periode auf High über, um das induktive Low-Side-Element 192 zu laden; die Spannung VHS sinkt basierend auf dem Strom in dem induktiven High-Side-Element ab und das Schaltersignal MHH geht auf Low über und MHL geht auf High über, wenn die Spannung VDH eine negative Schwellenspannung von -10 V innerhalb des Gebiets D unterschreitet. Der Low-Side-GaN-Schalter 904 wird eingeschaltet, wenn das Schaltersignal MLH auf High übergeht, und die Spannung VLS steigt auf 3,5 V an. Bei anderen Ausführungsformen kann der Low-Side-GaN-Schalter 904 ausgeschaltet verbleiben, selbst wenn sich der High-Side-GaN-Schalter 902 ausschaltet. Bei anderen Ausführungsformen können die negative Schwellenspannung und/oder die Bootstrap-Kondensatorspannung VBSC basierend auf der Gestaltung und Anwendung mit unterschiedliche Werten gewählt werden.
  • 10 veranschaulicht einen anderen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 1000, bei dem ein Low-Side-Gate-Treiber 1020 in einem integrierten Schaltkreis (IC: Integrated Circuit) implementiert ist und ein High-Side-Gate-Treiber 1030 in einem anderen IC implementiert ist. Der Low-Side-IC 1020 ist über einen Anschlussstift LIND1 mit einem Gate-Steuerknoten einer Low-Side-Schaltvorrichtung der Halbbrücke 150 gekoppelt. Das induktive Low-Side-Element 192 ist zwischen dem Anschlussstift LIND1 und einem Anschlussstift LIND2 verbunden. Der Low-Side-Gate-Treiber-IC 1020 beinhaltet auch eine Schaltersteuerung 130, die verschiedene Schaltersteuersignale für die in dem Low-Side-Treiber verwendeten Schalter erzeugt. Der Low-Side-Treiber-IC 1020 beinhaltet einen Eingangsversorgungsanschlussstift VCC und einen Massereferenzanschlussstift GND und kann auch einen Takteingang CLK beinhalten, um die Schaltersteuerung 130 zu steuern.
  • Der High-Side-Gate-Treiber-IC 1030 beinhaltet einen Anschlussstift HIND1, der mit einem Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 der Halb-H-Brücke 150 verbunden ist. Ein induktives High-Side-Element 194 ist zwischen dem Anschlussstift HINDI und einem anderen Anschlussstift HIND2 verbunden. Ein Referenzanschlussstift REF ist ein anderer Anschlussstift in dem High-Side-Gate-Treiber-IC 1030, der mit einem Ausgangsanschlussstift der Halb-H-Brücke 150 verbunden ist. Der Ausgangsanschlussstift ist auch ein gemeinsamer Knoten zwischen der High-Side-Schaltvorrichtung und der Low-Side-Schaltvorrichtung. Bei einer Ausführungsform können der Low-Side-Gate-Treiber-IC 1020 und der High-Side-Gate-Treiber-IC 1030 gemeinsam in einer Kunststoffkapsel als ein Mehrfachchipmodul(MCM)-IC gekapselt sein. Bei einer anderen Ausführungsform kann ein MCM die Halbbrücke 150 beinhalten.
  • 11-17 beinhalten eine Reihe von Flussdiagrammen, die verschiedene ausführungsgemäße Verfahren zum Betreiben verschiedener ausführungsgemäßer Resonanz-Gate-Treibersysteme beschreiben. Diese Flussdiagramme beschreiben Zustände von verschiedenen Schaltersteuersignalen durch ihre Signalnamen und diese Signale steuern verschiedene Schalter in den ausführungsgemäßen Low-Side-Gate-Treibern und High-Side-Gate-Treibern. Der Klarheit der Erklärung halber sind die Signalnamen und ihre entsprechenden Schalternamen basierend auf dem in 1 beschriebenen ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 100 beschrieben, so dass gilt: Signalname MLL entspricht einem Gate-Steuersignal des Schalters 126; Signalname MLH entspricht einem Gate-Steuersignal des Schalters 124; Signalname MLS entspricht einem Gate-Steuersignal des Schalters 122; Signalname MLD entspricht einem Steuersignal des Schalters 128; Signalname MHL entspricht einem Gate-Steuerknoten des Schalters 118; Signalname MHH entspricht einem Steuersignal des Schalters 114; Signalname MHB entspricht einem Gate-Steuerknoten des Schalters 160 und VDH entspricht einer Spannung über der Diode 132.
  • 11 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1100, das zum Steuern oder Betreiben eines High-Side-Gate-Treibers, der in einem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystem 100 verwendet wird, angewandt oder als Basis dafür verwendet werden kann. Wie gezeigt, beginnt der Betrieb bei einem ersten Schritt 1102, bei dem die High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet ist und das Verfahren vorbereitet, die High-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten. Bei Schritt 1102 wird das Schaltersignal MHH auf Low gesetzt, um den Schalter 114 auszuschalten, und das Schaltersignal MHL auf High gesetzt, um den Schalter 118 einzuschalten. Ein Gate-Steuerknoten wird durch Aktivieren des Schalters 118 mit einem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung gepaart. Des Weiteren wird das Schaltersignal MHB auf High gesetzt, um den Referenzknoten des High-Side-Gate-Treibers 110 mit einem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 zu verbinden. Das Flussdiagramm bewegt sich dann zu Schritt 1104, wobei dem die Diodenspannung VDH mit einer Referenz von +0,5 V verglichen wird. Das Schaltersignal MHL wird durch eine Ausgabe des Vergleichs der Spannung VDH mit der Referenzspannung von +0,5 V gesteuert. Das Flussdiagramm bewegt sich nur zu dem nächsten Schritt 1106, wenn die Spannung VDH die Referenz von +0,5 V durchquert, ansonsten tritt es in eine Schleife zurück zu den Schritten 1102 und 1104 ein, bis VDH die Referenz von +0,5 V erreicht. Als Nächstes wird das Schaltersignal MHL in Schritt 1104 auf Low geschaltet und wird der Schalter 119 ausgeschaltet. Der Gate-Steuerknoten des High-Side-Schalters wird nicht mehr mit dem Source-Knoten gepaart, wenn der Schalter 118 ausgeschaltet ist. Der Gate-Steuerknoten wird durch die von dem induktiven Low-Side-Element an das induktive High-Side-Element übertragene Energie geladen und die High-Side-Schaltvorrichtung beginnt, sich einzuschalten. Das Schaltersignal MHH verbleibt auf Low und das Schaltersignal MHB verbleibt auf High, wie es in Schritt 1102 der Fall war.
  • Ein Übergang von Schritt 1106 kann zwei Möglichkeiten aufweisen. Er kann ein Übergang über einen vorbestimmten Verzögerungsschritt 1108 sein oder kann ein Übergang über einen bedingenden Schritt 1110 sein. Die vorbestimmte Verzögerung kann so gewählt sein, dass der High-Side-Gate-Knoten einen ausreichend hohen Wert, um die High-Side-Schaltvorrichtung einzuschalten, oder den Spannungspegel des Bootstrap-Kondensators erreicht. Falls jedoch Schritt 1110 gewählt wird, dann wird die Spannung VDH ferner mit einer Referenz von -10 V verglichen, und falls VDH einen Wert erreicht, der niedriger als -10 V ist, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1112 über. Das Flussdiagramm fährt mit einer Schleife zwischen Schritt 1110 und Schritt 1106 fort, bis VDH geringer als die Referenz von -10 V ist.
  • In Schritt 1112 wird die High-Side-Schaltvorrichtung 170 eingeschaltet, indem das Schaltersignal MHH auf High gesetzt wird. Der Schalter 114 versetzt den Gate-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 auf die Bootstrap-Kondensatorspannung und ermöglicht ein Wiederaufladen des Bootstrap-Kondensators. Das Flussdiagramm geht zu einem anderen bedingenden Schritt 1114 über und überwacht die Spannung VDH wieder. Falls die Spannung VDH auf unterhalb einer Schwelle von -10 V abfällt, bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1102, ansonsten geht es weiterhin zu Schritt 1112 zurück, um die Spannung VDH wieder zu überwachen.
  • 12 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1200, das auf eine Zustandsmaschine angewandt werden kann oder als Basis zum Betrieben eines Low-Side-Gate-Treibers in einem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treibersystem 100 verwendet werden kann. Das Flussdiagramm des ausführungsgemäßen Verfahrens 1200 beschreibt verschiedene Schritte, die benötigt werden, um einen Low-Side-Gate-Treiber 120 unter Verwendung einer harten Schalttechnik zu betreiben, um die Halbbrücke 150 zu steuern. Wie gezeigt, beginnt das Flussdiagramm bei 1202, wo die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 dadurch eingeschaltet wird, dass das Schaltersignal MLH auf High gesetzt wird. Die Schaltersignale MLL, MLD und MLS verbleiben auf Low und verhindern ein Aufladen des induktiven Low-Side-Elements 192. Als Nächstes wartet das Flussdiagramm bei Schritt 1204 auf ein Signal zum Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170. Falls ein Signal zum Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 empfangen wird, bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1206, ansonsten geht das Flussdiagramm zurück zu Schritt 1202, bis ein Signal zum Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 empfangen wird. Während des Schrittes 1206 wird das induktive Low-Side-Element 192 vorgeladen, wenn das Schaltersignal MLD auf High übergeht.
  • Bei Schritt 1206 werden die Schaltersignale MLL und MLS auf Low gesetzt, um das Vorladen des induktiven Low-Side-Elements in einer ersten Richtung zum Speichern einer ersten Energie zu ermöglichen. Als Nächstes beinhaltet das ausführungsgemäße Verfahren in Schritt 1208 eine vorbestimmte Verzögerung, die die vorbestimmte Ladeperiode des induktiven Low-Side-Elements 192 ist. Sobald die vorbestimmte Ladeperiode oder die Verzögerung vollendet ist, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1210 über. Bei Schritt 1210 wird das Schaltersignal MLH auf Low gesetzt, um das Versorgen des induktiven Low-Side-Elements 192 mit Energie von einer Eingangsleistungsversorgung des Low-Side-Gate-Treibers 120 zu beenden. Bei Schritt 1210 wird die Gate-Ladung der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 an das induktive Low-Side-Element 192 übertragen und schaltet sich die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 aus, sobald die gesamte Ladung von dem Gate übertragen ist. Der nächste Schritt 1212 beinhaltet eine andere vorbestimmte Verzögerung, um sicherzustellen, dass sich der Low-Side-Ansteuerungsschalter ausschaltet, wonach das Flussdiagramm zu Schritt 1214 übergeht. Bei Schritt 1214 wird das Schaltersignal MLD auf Low gesetzt und wird das Schaltersignal MLL auf High gesetzt. Der Schalter 126 zieht den Gate-Knoten der Low-Side-Schaltvorrichtung 180 zu Masse hin, wenn das Schaltersignal MLL auf High gesetzt wird. Die Low-Side-Schaltvorrichtung 180 wird durch den Schalter 126 ausgeschaltet gehalten. Ein Übergang von Schritt 1214 findet statt, bis ein Signal zum Ausschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 bei Schritt 1216 empfangen wird. Sobald ein High-Side-Ausschaltsignal empfangen wird, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1218 über.
  • In Schritt 1218 wird das Schaltersignal MLS auf High gesetzt und wird das induktive Low-Side-Element 192 in einer zu jener in Schritt 1206 entgegengesetzten Richtung geladen. Das Laden des induktiven Low-Side-Elements 192 in diesem Zustand wird für eine vorbestimmte Zeit durchgeführt, die durch den Verzögerungszustand 1220 festgelegt ist. Bei Schritt 1222 wird das Schaltersignal MLS auf Low gesetzt, um Energie von dem induktiven Low-Side-Element 192 an das induktive High-Side-Element 194 zu übertragen. Diese übertragene Energie wird verwendet, um der High-Side zu signalisieren, die High-Side-Schaltvorrichtung 170 auszuschalten. Bei Schritt 1224 wird eine andere vorbestimmte Verzögerung zugelassen, bis es zu dem Zustand in 1202 zurückkehrt.
  • 13a veranschaulicht ein anderes Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1300, das als eine Basis zum Betreiben einer ausführungsgemäßen Anlaufsequenz des Low-Side-Gate-Treibers 120 verwendet werden kann. Das Flussdiagramm beginnt bei Schritt 1302, bei dem die Schaltersignale MLL und MLS auf High gesetzt werden, um das induktive Low-Side-Element 192 unter Verwendung eines Stroms von einer Eingangsleistungsversorgung, die den Low-Side-Gate-Treiber 120 mit Leistung versorgt, mit Energie zu versorgen. Die Schaltersignale MLD und MLH werden auf Low gesetzt, um zu ermöglichen, dass das induktive Low-Side-Element 192 in der Richtung geladen wird, die während einer Anlaufsequenz geeignet ist. Das Laden des induktiven Low-Side-Elements 192 dauert für eine vorbestimmte Zeit an, da es durch einen Verzögerungsschritt 1304 hindurch übergeht. Als Nächstes wird das Schaltersignal MLS in Schritt 1306 auf Low gesetzt, was das Laden des induktiven Low-Side-Elements 192 beendet. Als Nächstes wird dann in Schritt 1308 eine andere Verzögerung eingeführt, um zu ermöglichen, dass der Strom in dem induktiven Low-Side-Element 192 auf null abklingt. Bei dem nächsten Schritt 1310 wird ein Zählwert um +1 erhöht und wird der Zählwert bei einem nächsten Schritt 1312 mit einem maximalen Zählwert verglichen. Der Zählwert wird verwendet, um die Zahl, wie oft Energie an das induktive High-Side-Element übertragen wird, zu steuern. Der Zähler wird während der Periode verwendet, wenn die Low-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet ist und die High-Side-Schaltvorrichtung auch ausgeschaltet ist. Falls der Zählwert nicht dem maximalen Zählwert gleicht, geht das Flussdiagramm zurück zu Schritt 1302, um die oben beschriebenen Schritte zu wiederholen. Sobald der Zählwert den maximalen Wert erreicht, endet die Anlaufsequenz in Schritt 1316.
  • 13b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1320, das verwendet werden kann, um einen Resonanz-High-Side-Gate-Treiber 110 zu betreiben. Das Flussdiagramm beginnt bei Schritt 1322, bei dem eine Spannung an dem Bootstrap-Kondensator eine Zielschwelle durchquert. Sobald die Zielschwellenspannung durch den Bootstrap-Kondensator erreicht wird, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1324 über, bei dem die Schaltersignale MHL und MHB auf High gesetzt werden. Wenn die Bootstrap-Kondensatorspannung eine Zielspannung erreicht, funktioniert der High-Side-Gate-Steuerschaltkreis 140 ordnungsgemäß, um Steuersignale für die Schalter 114 und 118 zu erzeugen.
  • 14a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1400, das verwendet werden kann, um einen High-Side-Gate-Treiber 620 zu betreiben, der in dem ausführungsgemäßen Resonanz-Gate-Treiber 600 verwendet wird. Das ausführungsgemäße Verfahren 1400 beschreibt die Art, den High-Side-Gate-Treiber 620 zu betreiben, wenn kein Bootstrap-Kondensator verwendet wird. Stattdessen wird die übertragene Energie direkt verwendet, um die High-Side-Schaltvorrichtung 170 zu laden. Das Flussdiagramm beginnt bei Schritt 1402, bei dem das Schaltersignal MHL auf High gesetzt wird. Ein High-MHL bewirkt, das der Schalter 118 einen Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 zu einem Source-Knoten versetzt und die High-Side-Schaltvorrichtung 170 ausschaltet. Als Nächstes wird die Diodenspannung VDH in Schritt 1404 mit einer Schwellenspannung, d.h. +0.5 V, verglichen. Ein Übergang von Schritt 1404 zu Schritt 1406 findet nicht statt, bis die Diodenspannung VDH die Schwelle von +0.5 V durchquert. Als Nächstes wird das Schaltersignal MHL bei Schritt 1406 auf Low gesetzt und gibt der Schalter 118 den Gate-Steuerknoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 frei. Die High-Side-Schaltvorrichtung 170 wird dann durch die an das induktive High-Side-Element 194 übertragene Energie geladen. Bei Schritt 1408 wird die Spannung VDH wieder mit einer minimalen Schwelle, d.h. -10 V, verglichen und sobald die Spannung VDH auf unterhalb von -10 V abfällt, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1410 über, bei dem ein Zählerwert um einen Wert von +1 erhöht wird. Sobald der Zählerwert erhöht wurde, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1412 über, bei dem der Zählwert mit einem vorbestimmten Wert verglichen wird. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der vorbestimmte Wert des Zählens als 2 gewählt; jedoch kann der Wert eine beliebige Zahl basierend auf den Gestaltungs- und Anwendungsanforderungen sein. Falls der Zählwert geringer als der vorbestimmte Wert ist, geht das Flussdiagramm zurück zu Schritt 1406 über und wiederholt den Prozess. Sobald der Zählwert dem vorbestimmten Wert gleicht, geht das Flussdiagramm zu Schritt 1414 über, bei dem der Zählwert auf null zurückgesetzt wird und das Flussdiagramm zu Schritt 1402 geht, um die oben beschriebenen Prozessschritte zu wiederholen.
  • 14b veranschaulicht ein Flussdiagrammverfahren zum Treiben eines in Ausführungsform 600 veranschaulichten Low-Side-Resonanz-Gate-Treibers. Das in 14b gezeigte Flussdiagramm ist dem in 12 beschriebenen Flussdiagramm ähnlich. Die Beschreibung von 12 kann verwendet werden, um das in 14b gezeigte Flussdiagramm zu verstehen. Gleichermaßen veranschaulicht 15a das Flussdiagramm des in Ausführungsform 800 veranschaulichten Low-Side-Resonanz-Gate-Treibers. Das in 15a beschriebene Flussdiagramm ist dem in dem Flussdiagramm aus 12 und 14b beschriebenen Verfahren ähnlich. Es kann auf die Beschreibung aus 2 und 14b in dem vorherigen Absatz Bezug genommen werden, um das Flussdiagramm aus 15a zu verstehen.
  • 15b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1500, das verwendet werden kann, um einen High-Side-Resonanz-Gate-Treiber 820 zu betreiben, der bei dem ausführungsgemäßen Gate-Treiber 800 beschrieben ist. Das ausführungsgemäße Verfahren beschreibt eine High-Side-Gate-Steuerung, bei der eine High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet wird, indem ein Gate-Knoten des High-Side-Schalters auf unterhalb einer Source-Spannung des High-Side-Schalters herabgesetzt wird. Bei dieser Ausführungsform wird ein Referenzschalter 160 während der Periode, wenn der High-Side-Schalter ausgeschaltet ist, getrennt, so dass der High-Side-Gate-Treiberreferenzknoten und der Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung voneinander isoliert sind. Das Flussdiagramm 1500 beginnt bei Schritt 1501, bei dem eine High-Side-Schaltvorrichtung ausgeschaltet wird und die Schaltersignale MHH, MHD und MHB auf Low gesetzt werden. Als Nächstes wird die Spannung VDH bei Schritt 1502 mit einem minimalen Schwellenwert von -0.5 V verglichen. Bei der Ausführungsform 800 ist die Diode 132 durch einen Schalter 726 ersetzt und zeigt die Spannung VMHD eine Drain-zu-Source-Spannung des Schalters 726 an. Das Flussdiagramm befindet sich in einer Schleife zwischen Schritt 1501 und 1502, bis die Spannung VMHD niedriger als -0.5 V ist. Das Flussdiagramm bewegt sich dann zu Schritt 1504 zu einem Verzögerungselement und nach der Verzögerung, die dem Schritt 1504 zugeordnet ist, bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1506. Bei Schritt 1506 wird das Schaltersignal MHB auf High gesetzt und verbindet es den Referenzknoten des High-Side-Gate-Treibers 820 mit einem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung 170 der Halbbrücke 150. Das Flussdiagramm geht zu einem anderen Verzögerungsschritt bei 1508 über und nach dieser Verzögerung bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1510.
  • Bei Schritt 1510 wird das Schaltersignal MHH auf High gesetzt und schaltet es den Schalter 114 ein, der die High-Side-Schaltvorrichtung einschaltet. Als Nächstes wird die Spannung VMHD bei Schritt 1512 mit einer maximalen Schwellenspannung, d.h. +10 V, verglichen und, wenn VMHD größer als die maximale Schwellenspannung ist, geht es zu einem Schritt 1514 über und erhöht einen Zählerwert um eine Erhöhung von +1. Das Flussdiagramm befindet sich in einer Schleife zwischen 1510 und 1512, bis die Spannung VDH gleich der oder größer als die maximale Schwellenspannung ist. Nach dem Erhöhen des Zählerwertes bei Schritt 1514 bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1516, bei dem es den Zählwert mit einem Zielwert vergleicht. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der Zählwert auf 2 eingestellt, jedoch kann der Wert eine beliebige ganze Zahl basierend auf den Gestaltungsanforderungen sein. Falls der Zählwert nicht gleich dem oder größer als der Zielwert ist, bewegt sich das Flussdiagramm zurück zu Schritt 1510 und wiederholt den Prozess. Als Nächstes wird der Zählwert bei Schritt 1518 auf null zurückgesetzt und bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1520. Bei Schritt 1520 werden das Schaltersignal MHH und MHB ausgeschaltet und wird die High-Side-Gate-Treiberreferenz von dem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung isoliert. Basierend auf dem Betrag der bei Schritt 1522 eingestellten Verzögerung kann das High-Side-Gate auf eine Spannung versetzt werden, die niedriger als die Spannung an dem Source-Knoten der High-Side-Schaltvorrichtung ist.
  • 16a veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1600, das verwendet werden kann, um einen in 9a gezeigten High-Side-Resonanz-Gate-Treiber zu betreiben. Das Flussdiagramm des ausführungsgemäßen Verfahrens 1600 ist dem Flussdiagramm des in 11 gezeigten ausführungsgemäßen Verfahrens 1100 ähnlich, außer dass der Übergang von Schritt 1606 zu Schritt 1610 eine vorbestimmte Verzögerung des Schrittes 1608 dazwischen beinhaltet. Bei dem Flussdiagramm des ausführungsgemäßen Verfahrens 1100 wurden zwei verschiedene Möglichkeiten bereitgestellt, die einen Bedingungsschritt von 1110 beinhalteten, der die Spannung VDH mit einer Schwelle von -10 V vergleicht. Jedoch wird bei dem ausführungsgemäßen Verfahren 1600 ein Verzögerungsschritt 1608 verwendet und ist der Schritt 1110 des Vergleichens der Spannung VDH nicht implementiert.
  • 16b veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1620, das verwendet werden kann, um einen in 9a gezeigten Low-Side-Resonanz-Gate-Treiber 920 zu betreiben. Das Flussdiagramm 1620 beschreibt Schritte zum Betreiben eines Low-Side-Gate-Treibers 920 unter Verwendung einer harten Schalttechnik, um die Halbbrücke zu steuern, die durch zwei GaN-Schalter 902 und 904 implementiert ist. Das Flussdiagramm beginnt bei 1622, wo die Low-Side-Schaltvorrichtung 904 dadurch eingeschaltet wird, dass das Schaltersignal MLH auf High gesetzt wird. Die Schaltersignale MLL, MLD, MLT, MLB und MLS werden auf Low gesetzt. Der Schritt 1622 wird als eine Low-Side-eingeschaltet-Periode betrachtet. Als Nächstes wartet das Flussdiagramm bei Schritt 1624 auf ein Signal zum Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 902. Falls ein Signal zum Einschalten der High-Side-Schaltvorrichtung 902 empfangen wird, bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1626, ansonsten geht das Flussdiagramm zurück zu Schritt 1622, bis ein Signal zum Einschalten der High-Side-GaN-Schaltvorrichtung 902 empfangen wird. Während des Schrittes 1626 wird das induktive Low-Side-Element 192 vorgeladen, wenn die Schaltersignale MLB und MLS auf High übergehen.
  • Die Schaltersignale MLT und MLD verbleiben auf Low, um das Vorladen des induktiven Low-Side-Elements in einer ersten Richtung zu ermöglichen. Der nächste Schritt 1628 beinhaltet eine vorbestimmte Verzögerung. Nach der Verzögerung in Schritt 1628 geht das Flussdiagramm zu Schritt 1630 über. Bei Schritt 1630 wird das Schaltersignal MLH auf Low gesetzt, um das Versorgen des induktiven Low-Side-Elements 192 mit Energie von einer Eingangsleistungsversorgung des Low-Side-Gate-Treibers 920 zu beenden, und wird das Schaltersignal MLL auf High gesetzt, um sicherzustellen, dass der Low-Side-GaN-Schalter 904 ausgeschaltet verbleibt. Der nächste Schritt 1632 beinhaltet eine andere vorbestimmte Verzögerung, nach der das Flussdiagramm zu Schritt 1634 übergeht. Bei Schritt 1634 wird das Schaltersignal MLS auf Low gesetzt, um zu ermöglichen, dass Energie von dem induktiven Low-Side-Element 192 an das induktive High-Side-Element 194 übertragen wird.
  • Als Nächstes wird eine andere vorbestimmte Verzögerung in Schritt 1636 implementiert und geht das Flussdiagramm zu Schritt 1638 über. Bei Schritt 1638 wird das Schaltersignal MLS auf High gesetzt, um das induktive Low-Side-Element 192 für ein bestimmtes Intervall, das auf der Verzögerung in Schritt 1640 basiert, mit Energie zu versorgen. Das Flussdiagramm befindet sich in einer Schleife zwischen Schritt 1634, Schritt 1636, Schritt 1638 und Schritt 1640, um den Bootstrap-Kondensator in dem High-Side-Gate-Treiber 910 während einer Zeit, wenn der High-Side-GaN-Schalter 902 eingeschaltet verbleibt, zu laden. Das Laden des Bootstrap-Kondensators unter Verwendung einer von dem induktiven Low-Side-Element 192 übertragenen Energie dauert an, bis in Zustand 1642 ein Signal zum Ausschalten des High-Side-GaN-Schalters 902 empfangen wird. Wenn ein Ausschaltsignal empfangen wird, bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1644, bei dem die Schaltersignale MLD und MLT auf High gesetzt werden, um das induktive Low-Side-Element in einer Richtung entgegengesetzt zu dem in Schritt 1626 durchgeführten Laden zu laden. Bei Schritt 1644 werden die Schaltersignale MLS und MLB auf Low gesetzt, um sicherzustellen, dass ein Stromfluss in dem induktiven Low-Side-Element in einer entgegengesetzten Richtung zu jener aus Schritt 1626 stattfindet.
  • Ein Übergang von Schritt 1644 schließt eine Verzögerung bei Schritt 1646 ein. Nach der Verzögerung bewegt sich das Flussdiagramm zu Schritt 1648, bei dem die Schaltersignale MLT und MLD auf Low gesetzt werden, um Energie von dem induktiven Low-Side-Element an das induktive High-Side-Element zu übertragen. Die übertragene Energie wird verwendet, um den High-Side-GaN-Schalter 902 auszuschalten. Das Flussdiagramm wiederholt den Zyklus, indem es nach einer anderen Verzögerung in Schritt 1650 zu Schritt 1622 übergeht.
  • 17 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 1700 zum Steuern eines Schaltertreibers. Bei Schritt 1702 wird ein erstes induktives Element in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie versorgt. Bei einer Ausführungsform ist das erste induktive Element zwischen einem ersten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem ersten Anschlussknoten gekoppelt. Als Nächstes wird die erste Energie in Schritt 1704 von dem ersten induktiven Element an ein zweites induktives Element übertragen. Bei einer Ausführungsform ist das zweite induktive Element zwischen einem zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt und ist das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt. Als Nächstes wird eine Einschaltspannung in Schritt 1706 unter Verwendung der ersten Energie an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt. Als Nächstes wird das erste induktive Element in Schritt 1708 in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie versorgt, nachdem die Einschaltspannung an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde. Als Nächstes wird die zweite Energie in Schritt 1710 von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element übertragen. Als Nächstes wird eine Ausschaltspannung in Schritt 1712 unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt.
  • Es versteht sich, dass ausführungsgemäße Resonanz-Gate-Treiberschaltkreise und -systeme verwendet werden können, um andere Schaltkreise außer H-Brückenschaltkreisen zu treiben. Als ein Beispiel veranschaulicht 18 ein ausführungsgemäßes Resonanz-Treibersystem, das verwendet wird, um einen Durchflussleistungswandler mit zwei Schaltern zu treiben. Wie gezeigt, werden der Low-Side-Gate-Treiber-IC 1020 und der High-Side-Gate-Treiber-IC 1030, wie hier zuvor in Bezug auf 10-16 beschrieben, verwendet, um die Primärseite 1810 eines Durchflussleistungswandlers 1810 mit zwei Schaltern zu treiben. Die Primärseite 1810 des Durchflussleistungswandlers mit zwei Schaltern ist so gezeigt, dass sie einen Transformator 1812, einen High-Side-Schalter 1870, einen Low-Side-Schalter 1880, eine Diode 1814 und eine Diode 1816 beinhaltet. Die Sekundärseite des Durchflussleistungswandlers ist der Klarheit der Veranschaulichung halber nicht gezeigt. Alternativ dazu können auch andere ausführungsgemäße Resonanz-Gate-Treiberschaltkreise außer den ICs 1020 und 1030, wie etwa die in Bezug auf 1-9 und 17 offenbarten und beschriebenen Ausführungsformen, verwendet werden, um Nicht-H-Brücken-Schaltkreiskonfigurationen zu treiben.
  • Ausführungsgemäße Treiberschaltkreise können auch verwendet werden, um einen Bidirektionalschalter zu treiben, wie etwa einen in 19 veranschaulichten GaN-Bidirektionalschalter 1902, der GaN-Transistoren 1904 und 1906 beinhaltet, die in Reihe geschaltet sind, wobei ihre jeweiligen Drain-Anschlüsse D miteinander verbunden sind. Indem durch Spannungsquellen Vg1 und Vg2 repräsentierte isolierte Gate-Treiber verwendet werden, die jeweils auf die Source-Anschlüsse S1 und S2 der GaN-Transistoren 1904 und 1906 bezogen sind, kann ein GaN-Bidirektionalschalter als ein potentialfreier Schalter betrieben werden. Bei Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind die isolierten Gate-Treiber unter Verwendung von ausführungsgemäßen magnetisch gekoppelten Gate-Treiberschaltkreisen implementiert. Bei manchen Ausführungsformen sind beide Source-Anschlüsse S1 und S2 auf Masse bezogen. Bei anderen Ausführungsformen sind beide Anschlüsse S1 und S2 potentialfrei und nicht auf Masse bezogen. Das grundlegende Konzept solcher Schaltkreise ist dem zuvor beschriebener Schaltkreise ähnlich, wobei der Unterschied darin besteht, dass statt dem Einschalten und Ausschalten der Schalter auf eine sich gegenseitig ausschließende Weise beide Schalttransistoren zu etwa der gleichen Zeit eingeschaltet und ausgeschaltet werden können. Bei manchen Ausführungsformen kann eine geringfügige Verzögerung zwischen dem Ein- und Ausschalten der Transistoren 1904 und 1906 vorhanden sein. Eine Synchronisation kann erreicht werden, indem die magnetisch gekoppelten Gate-Treiberschaltkreise über die magnetisch gekoppelten induktiven Elemente synchronisiert werden. Bei verschiedenen Ausführungsformen wird Energie auch auf periodischer Basis übertragen, wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 eingeschaltet ist, um einen angemessenen Gate-Strom bereitzustellen, um die GaN-Vorrichtungen 1904 und 1906 eingeschaltet zu halten. Es versteht sich, dass die verschiedenen mit Bezug auf Treiben des GaN-Bidirektionalschalters 1902 offenbarten Ausführungsformen auch verwendet werden können, um Bidirektionalschalter zu treiben, die unter Verwendung anderer Technologien als GaN, wie etwa Silicium und Siliciumcarbid, gefertigt sind.
  • 20 veranschaulicht ein ausführungsgemäßes Schaltsystem 2000 zum Treiben eines Bidirektionalschalters, wie etwa des GaN-Bidirektionalschalters 1902. Wie gezeigt umfasst das Schaltsystem 2000 einen potentialfreien Ansteuerungsschaltkreis 2010, der mit dem Transistor 1904 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 gekoppelt ist, und einen massebezogenen Ansteuerungsschaltkreis 2020, der mit dem Transistor 1906 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 gekoppelt ist. Das Betriebsprinzip zum Aktivieren des Transistors 1904 durch das potentialfreie Ansteuerungsschaltkreissystem 2000 ist dem Betriebsprinzip zum Treiben des in 1 gezeigten High-Side-Transistors 170 ähnlich, nämlich versorgt der massebezogene Ansteuerungsschaltkreis 2020 das induktive Element 236 mit Energie, und wird Energie von dem induktiven Element 236 an das induktive Element 194 übertragen. Diese übertragene Energie wird verwendet, um den potentialfreien Kondensator 134 zu laden und den Transistor 1904 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 zu aktivieren. Um beide Transistoren 1904 und 1906 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 gleichzeitig zu aktivieren, ist ein zusätzlicher Treiberschaltkreis, der Transistoren 162 und 164 beinhaltet, bereitgestellt, um den Transistor 1906 zur gleichen Zeit einzuschalten und auszuschalten, zu der der Transistor 1904 eingeschaltet und ausgeschaltet wird. Des Weiteren wird Energie zu Zeiten, zu denen der Transistor 1904 statisch eingeschaltet ist, periodisch von dem induktiven Element 236 an das induktive Element 194 übertragen, um einen DC-Gate-Strom (DC: Direct Current - Gleichstrom) an den Transistor 1904 zu liefern, um diesen eingeschaltet zu halten.
  • Wie gezeigt, beinhaltet der potentialfreie Ansteuerungsschaltkreis 2010 eine potentialfreie Steuerung 2011, die die Transistoren 114, 118 und 160 jeweils über die Gate-Steuersignale MHH, MHL und MHB steuert. Bei einer Ausführungsform ist die potentialfreie Steuerung 2011 lokal auf eine potentialfreie Masse GND-FLOAT und den lokalen potentialfreien Leistungsversorgungsknoten VFL1 bezogen. Wie gezeigt, beinhaltet die potentialfreie Steuerung 2011 einen Komparator CMP und einen Logikblock, der dazu konfiguriert ist, die Steuersignale MHL, MHH und MHB gemäß unten beschriebenen Ausführungsformen anzulegen und zu entfernen.
  • Der Ansteuerungsschaltkreis 2020 beinhaltet eine Steuerung 2021, die die Transistoren 122, 124, 126, 128, 162 und 164 jeweils über Gate-Steuersignale MLS, MLT, MLB, MLD, MLH und MLL basierend auf einer am Eingangsanschlussstift SIG empfangenen Eingabe steuert. Wie gezeigt, ist die Low-Side-Steuerung 2021 auf die nichtpotentialfreie Masse GND REF und den DC-Leistungsversorgungsknoten VDD bezogen.
  • 21 zeigt ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Schaltsystems 2000 veranschaulicht. Wie gezeigt, werden die Signale MLS und MLB zur Zeit t1 aktiviert, um das induktive Element 236 mit Energie zu versorgen. Kurz danach gehen sowohl die potentialfreie Gate-Spannung VHS als auch die massebezogene Gate-Spannung VLS auf High über, wird der Transistor 114 über das Steuersignal MHH aktiviert und wird der Transistor 118 durch das Steuersignal MHL auf der potentialfreien Seite deaktiviert; und wird der Transistor 162 durch das Steuersignal MLH aktiviert und wird der Transistor 164 durch das Steuersignal MLL deaktiviert. Dies schaltet den GaN-Bidirektionalschalter 1902 effektiv ein. Zwischen den Zeiten t1 und t2, wenn die potentialfreie Gate-Spannung VHS und die massebezogene Gate-Spannung VLS High sind, wird der Transistor 124 periodisch über das Signal MLS aktiviert, um Energie zum Auffüllen des potentialfreien Kondensators CBS zu übertragen, was sich selbst in Strompulsen hinsichtlich des Stroms IL in dem induktiven Element 236, des Stroms IH in dem induktiven Element 194 und des Stroms ITOP in dem potentialfreien Kondensator 134 manifestiert. Wenn sich die potentialfreie Gate-Spannung VHS und die Gate-Spannung VLS auf High befinden, ist die Spannung VDH über der Diode 132 negativ, was dadurch angezeigt wird, dass die Diode 132 in Sperrrichtung vorgespannt ist. Bei manchen Ausführungsformen verwendet die potentialfreie Steuerung die Spannung VDH über der Diode 132, um zu bestimmen, wann die Transistoren 114, 118 und 160 über die Steuersignale MHH, MHL und MHB zu aktivieren und zu deaktivieren sind.
  • Sowohl die potentialfreie Gate-Spannung VHS als auch die massebezogene Gate-Spannung VLS gehen auf Low über, wenn der Transistor 114 über das Steuersignal MHH deaktiviert wird und der Transistor 118 durch das Steuersignal MHL auf der potentialfreien Seite aktiviert wird; und der Transistor 162 durch das Steuersignal MLH deaktiviert wird und der Transistor 164 durch das Steuersignal MLL auf der massebezogenen Seite aktiviert wird. Dies schaltet den GaN-Bidirektionalschalter 1902 effektiv aus.
  • 22a und 22b veranschaulichen kommentierte Schaltbilder, die zeigen, wie das Schaltsystem 2000 den GaN-Bidirektionalschalter 1902 aktiviert, und die 22c bis 22g veranschaulichen begleitende Wellenformdiagramme, die den Betrieb des Schaltsystems 2000 zeigen, wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 aktiviert wird und wenn der potentialfreie Kondensator 134 wiederaufgeladen wird.
  • Unter Zuwendung zu 22a wird eine Einschaltsequenz des GaN-Bidirektionalschalters 1902 eingeleitet, wenn die Transistoren 122 und 126 über die Steuersignale MLS und MLB aktiviert werden, um die Stromschleife 2202 zu bilden. Während dieser Zeit wird das induktive Element 236 von der durch die Spannungsquelle 144 bereitgestellten Energie magnetisiert, da der Strom durch die Diode 138, den Transistor 122, das induktive Element 236 und den Transistor 126 fließt. Das Einschalten der Transistoren 122 und 126 entspricht der Zeit t1 in dem Wellenformdiagramm aus 22c. Wie gezeigt, nimmt der Strom IL durch das induktive Element 236 linear mit der Zeit zu, wenn die Steuersignale MLS und MLB angelegt werden.
  • Zur Zeit t1a wird der Transistor 122 durch Entfernen des Steuersignals MLS abgeschaltet, was effektiv den Strom durch das induktive Element 236 ausschaltet. Auch wird der Transistor 118 zur Zeit t1a über das Steuersignal MHL ausgeschaltet und wird der Transistor 114 in dem potentialfreien Treiber 2010 über das Steuersignal MHH eingeschaltet, um einen Strompfad durch die Diode 132, das induktive Element 194 und den Transistor 114 bereitzustellen. Dieser Strompfad, der in 22b als Stromschleifen 2204 und 2206 bezeichnet wird, repräsentiert eine Energie, die von dem induktiven Element 236 über magnetische Kopplung an das induktive Element 194 übertragen wird. Der induzierte Strom in dem induktiven Element 194 lädt sowohl den potentialfreien Kondensator 134 über die Stromschleife 2204 als auch das Gate des Transistors 1904 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 über die Stromschleife 2206, was den Transistor 1904 einschaltet. Bei einer Ausführungsform wird der Transistor 118 ausgeschaltet und wird der Transistor 114 eingeschaltet, wenn der Steuerschaltkreis 2011 (20) über einen Komparator CMP erfasst, dass die Spannung über der Diode 132 eine Schwellenspannung überschreitet. Bei manchen Ausführungsformen beträgt diese Schwellenspannung etwa 0,5 V.
  • Alternativ dazu können andere Schwellenspannungen verwendet werden. Der Transistor 1906 wird zur Zeit t1a auch durch Aktivieren des Transistors 162 über das Steuersignal MLH und Deaktivieren des Transistors 164 über das Steuersignal MLL einschaltet.
  • Anschließend an die Zeit t1a nimmt der Strom ITOP durch den potentialfreien Kondensator 134 vorübergehend zu und bewirkt eine entsprechende Zunahme der Spannung VSC über dem potentialfreien Kondensator 134. Diese momentane Zunahme des Stroms ITOP repräsentiert, dass der potentialfreie Kondensator 134 aufgefüllt oder wiederaufgeladen wird.
  • Bei manchen Ausführungsformen können der Transistor 1904 und der Transistor 1906 unabhängig voneinander eingeschaltet und ausgeschaltet werden, wie in dem Wellenformdiagramm aus 22d gezeigt ist. Hier wird der Transistor 1906 zur Zeit t1b eingeschaltet, die irgendwann später als Zeit t1a eintritt, wenn der potentialfreie Transistor 1904 eingeschaltet wird. Einschalten des Transistors 1906 nach dem potentialfreien Transistor kann zum Beispiel bei manchen ausführungsgemäßen ZVS-Schemata (ZVS: Zero Voltage Switching - Nullspannungsschalten) verwendet werden. Wenn zum Beispiel der potentialfreie Transistor 1904 zuerst eingeschaltet wird, wird die Spannung über dem Transistor 1906 durch den Kanal des potentialfreien Transistors 1904 geklemmt. Indem der potentialfreie Transistor 1904 eingeschaltet wird, bevor der Nullspannungspunkt über dem massebezogenen Transistor 1906 erreicht wird, kann ein sicherer ZVS-Betrieb sichergestellt werden. Des Weiteren wird die erforderliche Genauigkeit, die zum Erreichen von ZVS in dem Low-Side-Transistor 1906 benötigt wird, reduziert, weil die Spannung in der umgekehrten Richtung nicht über den Schalter 1904 anwachsen würde. Bei Ausführungsformen, bei denen die Spannung über dem Bidirektionalschalter 1902 umgekehrt ist, zum Beispiel, wenn die Spannung an dem Anschluss VIN niedriger als die Spannung an GND_REF ist, kann der Transistor 1906 eingeschaltet werden, bevor der potentialfreie Transistor 1904 eingeschaltet wird.
  • 22e veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, bei dem der potentialfreie Kondensator 134 wiederaufgeladen oder „aufgefüllt“ wird, wenn der GaN-Bidirektionalschalter eingeschaltet wird. Wie gezeigt, ist der Transistor 122 zwischen der Zeit t1d und t1e eingeschaltet, wobei das Steuersignal MLS gepulst wird. Dies magnetisiert das induktive Element 236 und bewirkt einen linear zunehmenden Strom IL. Zur Zeit t1e wird der Transistor 122 abgeschaltet und wird Energie von dem induktiven Element 236 an das induktive Element 194 übertragen. Ein Strom, der in das induktive Element 194 induziert wird, wird verwendet, um den potentialfreien Kondensator 134 wiederaufzuladen oder „aufzufüllen“ sowie um Energie bereitzustellen, um einen DC-Strom durch das Gate des potentialfreien Transistors 1904 aufrechtzuerhalten. Der Stromfluss durch das Schaltsystem 2000 während des Wiederaufladevorgangs aus 22a ist dem Einschaltvorgang ähnlich, der oben in Bezug auf die in 22a gezeigte Stromschleife 2202 und die in 22b gezeigten Stromschleifen 2204 und 2206 beschrieben ist.
  • 22f ist ein Wellenformdiagramm, das den Schaltvorgang des Schaltsystems 2000 veranschaulicht, wenn es ein 30-kHz-Schaltsignal für den GaN-Bidirektionalschalter 1902 treibt. Wie gezeigt, arbeiten die Schaltsignale VLS und VLH bei der Schaltfrequenz von 30 kHz. Jedoch wird das Steuersignal MLS mit einer Schaltfrequenz von 3 MHz umgeschaltet, immer wenn das Schaltsignal VLH auf High ist, um den Kondensator 134 aufzufüllen und um sicherzustellen, dass ein angemessener Strom an das Gate des Transistors 1904 geliefert wird, um diesen eingeschaltet zu halten. Bei verschiedenen Ausführungsformen hängt die Frequenz, mit der das Steuersignal MLS gepulst wird, von dem Ausmaß des Gate-Stroms ab, der von dem Transistor 1904 verbraucht wird. Bei manchen Ausführungsformen kann dieser Gate-Strom nennenswert sein und von der Größenordnung von einigen zehn Milliampere sein. Dementsprechend kann die Auffüllfrequenz von der bestimmten Anwendung und ihren Spezifikationen abhängen.
  • 22g ist ein Wellenformdiagramm, das den Schaltvorgang des Schaltsystems 2000 veranschaulicht, wenn es ein 3-MHz-Schaltsignal für den GaN-Bidirektionalschalter 1902 treibt. Wie gezeigt, arbeiten die Schaltsignale VLS und VLH bei der Schaltfrequenz von 3 MHz. Aufgrund seiner relativ hohen Betriebsfrequenz wird eine angemessene Ladung während jedes Schaltzyklus an den potentialfreien Kondensator 134 geliefert, daher werden keine zusätzlichen Auffüllpulse über das Steuersignal MLS geliefert.
  • 23a und 23b veranschaulichen kommentierte Schaltbilder, die zeigen, wie das Schaltsystem 2000 den GaN-Bidirektionalschalter 1902 deaktiviert, und 23c veranschaulicht ein begleitendes Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Schaltsystems 2000 zeigt, wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 deaktiviert wird.
  • Unter Zuwendung zu 23a wird eine Ausschaltsequenz des GaN-Bidirektionalschalters 1902 eingeleitet, wenn die Transistoren 124 und 128 über die Steuersignale MLT und MLD aktiviert werden, um die Stromschleife 2302 zu bilden. Während dieser Zeit wird das induktive Element 236 von der durch die Spannungsquelle 144 bereitgestellten Energie magnetisiert, da der Strom durch den Transistor 124, die Diode 136 und den Transistor 128 fließt. Das Einschalten der Transistoren 124 und 128 entspricht der Zeit t2a in dem Wellenformdiagramm aus 23c. Wie gezeigt, nimmt der Strom IL durch das induktive Element 236 linear mit der Zeit in der negativen Richtung zu, wenn die Steuersignale MLT und MLD angelegt werden. Weil ein Strom in dem induktiven Element 236 in der entgegengesetzten Richtung wie während der in 22a gezeigten Einschaltsequenz eingeführt wird, wird die Polarität des Stroms hinsichtlich seiner Polarität während der Einschaltsequenz durch das induktive Element 236 umgekehrt.
  • Zur Zeit t2b werden die Steuersignale MLT und MLD entfernt, wodurch die Transistoren 124 und 128 ausgeschaltet werden. Eine Stromschleife 2303 wird während einer kurzen Totzonenperiode gebildet, um die hohe negative Spannung über der Diode DH zu erreichen. Sobald diese negative Spannung über der Diode DH detektiert wird, wird MHH ausgeschaltet und wird MHL eingeschaltet, um den Transistor 1904 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 auszuschalten, wie in 23b gezeigt ist. Der Transistor 1906 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 wird zur gleichen Zeit ausgeschaltet, indem der Transistor 164 über das Steuersignal MLL eingeschaltet wird und der Transistor 162 über das Steuersignal MLH ausgeschaltet wird.
  • 24a veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 20 gezeigten potentialfreien Steuerung 2011 zu implementieren. In Schritt 2402 wird der potentialfreie Transistor 1904 durch Anlegen der Steuersignale MHL und MHB, was die Transistoren 118 und 160 einschaltet, und Entfernen des Steuersignals MHH, was den Transistor 114 ausschaltet, ausgeschaltet. In Schritt 2404 vergleicht der Komparator CMP der potentialfreien Steuerung 2011 die Spannung VDH über der Diode 132 mit einer ersten Schwelle Max V von etwa 0,5 V. Alternativ dazu können andere Schwellenspannungen in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Sobald die Spannung VDH über der Diode 132 die Schwelle Max V überschreitet, wird der potentialfreie Transistor 1904 in Schritt 2406 eingeschaltet, während welches die Steuersignale MHH und MHB angelegt werden, um die Transistoren 114 und 160 einzuschalten, und das Steuersignal MHL entfernt wird, um den Transistor 118 auszuschalten.
  • In Schritt 2408 vergleicht der Komparator CMP der potentialfreien Steuerung 2011 die Spannung VDH über der Diode 132 mit einer zweiten Schwelle Min V von etwa -10 V. Alternativ dazu können andere Schwellenspannungen in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Sobald die Spannung VDH über der Diode 132 geringer als die Schwelle Min V ist, wird der potentialfreie Transistor 1904 in Schritt 2402 ausgeschaltet, wie oben beschrieben ist. Es versteht sich, dass das Flussdiagramm aus 24a unter Verwendung digitaler Logiktechniken, die in der Technik bekannt sind, implementiert werden kann. Zum Beispiel kann das Flussdiagramm bei manchen Ausführungsformen unter Verwendung einer Steuerung, wie etwa eines Mikrocontrollers, oder durch Verwenden von Maßfertigungs- oder Standardzellenlogik implementiert werden.
  • 24b veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 20 gezeigten massebezogenen Steuerung 2021 zu implementieren. In Schritt 2420 wird der massebezogene Transistor 1906 abgeschaltet, indem das Steuersignal MLL, das den Transistor 164 einschaltet, angelegt wird und die Steuersignale MLD, MLH, MLS, MLT und MLB, die jeweils Transistoren 128, 162, 122, 124 und 126 ausschalten, entfernt werden. In Schritt 2422 wird das Eingangsspannungssignal SIG überwacht, um zu bestimmen, ob ein Befehl vorliegt, den GaN-Bidirektionalschalter 1902 einzuschalten. Falls SIG aktiv ist, wird das induktive Element 236 magnetisiert, indem in Schritt 2424 der Transistor 122 über das Steuersignal MLS aktiviert wird und der Transistor 126 über MLB aktiviert wird. Die verbleibenden Steuersignale MLD, MLH, MLL und MLT werden entfernt, wodurch die Transistoren 128, 162, 164 und 124 jeweils ausgeschaltet werden oder ausgeschaltet gehalten werden. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2426 werden in Schritt 2428 der massebezogene Transistor 1906 und der potentialfreie Transistor 1904 eingeschaltet. Während des Schrittes 2428 werden die Transistoren 162 und 126 eingeschaltet, indem die Steuersignale MLH und MLB angelegt werden, und werden die Transistoren 128, 164, 122 und 124 ausgeschaltet, indem die Steuersignale MLD, MLL, MLS und MLT entfernt werden.
  • Während des Schrittes 2438 wird das Eingangssignal SIG überwacht, um zu bestimmen, ob eine Anforderung, den GaN-Bidirektionalschalter 1902 auszuschalten, vorliegt oder nicht. Falls sich der Zustand von SIG nach einer festgelegten Verzögerung von Schritt 2430 nicht geändert hat, wird der Kondensator 134 in Schritt 2432 aufgefüllt, während welches die Transistoren 162, 122 und 126 eingeschaltet werden, indem die Steuersignale MLH, MLS und MLB angelegt werden, und die Transistoren 128, 164 und 124 ausgeschaltet werden, indem die Steuersignale MLD, MLL und MLT entfernt werden. Nach einer festgelegten Verzögerung von Schritt 2436 wird die Steuerung wieder zu Schritt 2428 weitergeführt, bei dem der GaN-Bidirektionalschalter 1902 eingeschaltet verbleibt.
  • Wenn Schritt 2438 bestimmt, dass sich der Zustand von SIG dazu geändert hat, anzuzeigen, dass der GaN-Bidirektionalschalter 1902 auszuschalten ist, wird das induktive Element 236 in Schritt 2440 in der umgekehrten Richtung magnetisiert. Während des Schrittes 2440 werden die Transistoren 128, 162 und 124 eingeschaltet, indem die Steuersignale MLD, MLH und MLT angelegt werden, und werden die Transistoren 164, 122 und 124 ausgeschaltet, indem die Steuersignale MLL, MLS und MLB entfernt werden. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2442 werden die Transistoren 128, 162, 164, 122, 124 und 126 abgeschaltet, indem die Steuersignale MLD, MLH, MLL, MLS, MLT und MLB in Schritt 2444 entfernt werden. Diese Transistoren werden abgeschaltet, um die Energie von IL an IH zu übertragen, um der potentialfreien Seite zu signalisieren, MHH auszuschalten und MHL einzuschalten. Nach einer weiteren festgelegten Verzögerung in Schritt 2446 werden der potentialfreie Transistor 1904 und der massebezogene Transistor 1906 des GaN-Bidirektionalschalters 1902 über den oben beschriebenen Schritt 2420 ausgeschaltet.
  • Die festgelegten Verzögerungen in den Schritten 2426, 2430, 2436, 2442 und 2446 werden verwendet, um Zeiten zum Übertragen von Energie festzulegen oder um eine konstante Zeitperiode zwischen dem „Auffüllen“ von potentialfreien Kondensatoren festzulegen. Bei verschiedenen Ausführungsformen können diese Verzögerungen zwischen etwa einigen Nanosekunden und einigen hundert Nanosekunden betragen; jedoch können in Abhängigkeit von der speziellen Ausführungsform und ihren Spezifikationen auch Verzögerungen außerhalb dieser Bereiche verwendet werden.
  • 25a veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das eine Anlaufsequenz des Schaltsystems 2000 zeigt. 25b und 25c veranschaulichen Flussdiagramme einer Anlaufsequenz, die von der Logik der potentialfreien Steuerung 2011 und der massebezogenen Steuerung 2021, die in 20 gezeigt sind, verwendet werden kann. Wie in 25a gezeigt, verbleiben die Gate-Treiberspannung VHS des potentialfreien Transistors 1904 und die Gate-Treiberspannung VLS des massebezogenen Transistors 1906 während eines ersten Teils der Anlaufsequenz auf Low. Bei der veranschaulichten Ausführungsform beträgt dieser erste Teil der Anlaufsequenz unter Annahme eines Wertes von 2 µF für den potentialfreien Kondensator 134 etwa 1 µs. Bei alternativen Ausführungsformen kann der erste Teil der Anlaufsequenz in Abhängigkeit von den bestimmten Ausführungsformen, ihrer Spezifikation und der Größe des potentialfreien Kondensators 134 kleiner oder größer als 1 µs sein. Während dieses ersten Teils der Anlaufsequenz wird der Transistor 122 durch Pulsen des Steuersignals MLS ein- und ausgeschaltet. Pulsen des Steuersignals MLS bewirkt, dass das induktive Element 236 sukzessive magnetisiert wird, und bewirkt, dass Energie von dem induktiven Element 236 über eine magnetische Kopplung zwischen den induktiven Elementen an das induktive Element 194 übertragen wird. Infolgedessen wird der Kondensator 134 geladen, was bewirkt, dass die Spannung VSC über dem Kondensator 134 stetig zunimmt, während das Steuersignal MLS gepulst wird. Bei manchen Ausführungsformen endet die Anlaufsequenz, nachdem die Spannung VSC über dem potentialfreien Kondensator 134 eine Aufweckspannung überschreitet. Bei manchen Ausführungsformen kann diese Aufweckspannung zwischen etwa 3,5 V und etwa 15 V liegen. Alternativ dazu können andere Spannungen in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden.
  • 25b veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 20 gezeigten massebezogenen Steuerung 2021 mit Bezug auf die Anlaufsequenz aus 25a zu implementieren. Das Flussdiagramm aus 25 beginnt bei Schritt 2502, bei dem das induktive Element 236 durch Einschalten der Transistoren 126 und 122 und durch Aktivieren der Steuersignale MLB und MLS magnetisiert wird und der massebezogene Transistor 1906 abgeschaltet wird, indem sein Gate durch Aktivieren des Transistors 164 über das Steuersignal MLL mit Masse kurzgeschlossen wird. Die verbleibenden Transistoren 128, 162 und 124 werden durch Entfernen der Steuersignale MLD, MLH und MLT abgeschaltet. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2504 wird der Transistor 122 durch Entfernen des Steuersignals MLS abgeschaltet. Die verbleibenden Transistoren 124, 126, 128, 162 und 164 in dem massebezogenen Treiber 2020 behalten den gleichen Zustand wie während des Schrittes 2502 bei. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2508 wird ein Zähler in Schritt 2510 erhöht und wird der Wert des Zählers in Schritt 2512 mit einem Wert Max.Zählung verglichen. Bei einem Beispiel ist Max.Zählung auf etwa 1000 eingestellt. Alternativ dazu können andere Werte für Max.Zählung in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Falls der Zählerwert Max.Zählung nicht überschreitet, wird das induktive Element 236 durch Wiederholen der Schritte 2502, 2504, 2506, 2508 und 2510 abermals magnetisiert. Wenn der Zählerwert in Schritt 2512 Max.Zählung überschreitet, wird die Anlaufphase abgeschlossen und wird der GaN-Bidirektionalschalter in einem AUS-Zustand platziert, indem der Transistor 164 über das Steuersignal MLL aktiviert wird und die verbleibenden Transistoren in dem massebezogenen Treiber 2020 durch Deaktivieren der verbleibenden Transistoren 122, 124, 126, 128 und 162 in Schritt 2514 ausgeschaltet werden. Bei alternativen Ausführungsformen können andere Bedingungen verwendet werden, um die Anlaufsequenz abzuschließen. Zum Beispiel wird die Anlaufsequenz bei einer Ausführungsform abgeschlossen, wenn die Spannung über dem potentialfreien Kondensator eine vorbestimmte Spannung überschreitet.
  • 25c veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 20 gezeigten potentialfreien Steuerung 2011 mit Bezug auf die in dem Wellenformdiagramm aus 25a veranschaulichte Anlaufsequenz zu implementieren. In Schritt 2522 wird eine Bestimmung vorgenommen, die Steuerung 2011 zu starten, wenn die Spannung VCBS über dem potentialfreien Kondensator 134 eine vorbestimmte Aufweckspannung überschreitet. Bei einem Beispiel beträgt die vorbestimmte Aufweckspannung etwa 3,5 V. Alternativ dazu können andere Aufweckspannungswerte in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. In Schritt 2524 wird der potentialfreie Gate-Treiber 2010 so initialisiert, dass sich der potentialfreie Transistor 1904 in seinem AUS-Zustand befindet. Das Steuersignal MHH wird entfernt, um den Transistor 114 auszuschalten, und die Steuersignale MHL und MHB werden angelegt, um die Transistoren 118 und 160, die das Gate des potentialfreien Transistors 1904 mit seiner Source koppeln, einzuschalten.
  • Bei der Ausführungsform aus 20 ist der massebezogene Gate-Treiber 2020 auf Masse bezogen und ist der potentialfreie Treiber 2010 auf eine potentialfreie Masse bezogen. Jedoch können sowohl der potentialfreie Gate-Treiber als auch der massebezogene Gate-Treiber bei manchen Ausführungsformen unabhängig auf ihre eigenen potentialfreien Leistungsversorgungen bezogen sein, wie etwa bei der unten mit Bezug auf 31 beschriebenen Ausführungsform, die zwei Steuervollbrücken beinhaltet. Bei solchen Ausführungsformen kann der Bidirektionalschalter 1902 in Systemen verwendet werden, bei denen ein Anschluss oder beide Anschlüsse des Schalters 1902 potentialfrei und/oder nicht massebezogen sind.
  • 26a veranschaulicht ein Schaltsystem 2600 gemäß einer solchen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der der potentialfreie Gate-Treiberschaltkreis 2610 für den potentialfreien Transistor 1904 sowie ein anderer potentialfreier Gate-Treiberschaltkreis 2620 für den potentialfreien Transistor 1906 bereitgestellt sind. Entsprechend kann der Bidirektionalschalter 1902 in Systemen verwendet werden, bei denen weder der Anschluss VIN noch -VIN mit Masse verbunden oder massebezogen sind.
  • Wie gezeigt, beinhalten beide potentialfreien Gate-Treiber 2610 und 2620 Schaltkreise, die dem in 20 gezeigten und oben beschriebenen potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2010 ähnlich sind. Bei manchen Ausführungsformen können die potentialfreien Gate-Treiber 2610 und 2620 unter Verwendung einer symmetrischen und/oder identischen Schaltungsanordnung implementiert sein. Jeder der potentialfreien Gate-Treiber 2610 und 2620 sind auf ihre eigenen individuellen potentialfreien Leistungsversorgungen bezogen, wobei der potentialfreie Gate-Treiber 2610 auf eine potentialfreie Leistungsversorgung zwischen den Knoten VDD_FLOAT_H und GND_FLOAT_H bezogen ist und der Gate-Treiberschaltkreis 2620 auf eine potentialfreie Leistungsversorgung zwischen den Knoten VDD_FLOAT_L und GND_FLOAT_L bezogen ist. Zudem empfängt jeder potentialfreie Gate-Treiber 2610 und 2620 Energie und Signalübertragung über die magnetische Kopplung von dem Masseseitenschaltkreis 2630. Bei der veranschaulichten Ausführungsform sind das induktive Element 194H in dem potentialfreien Gate-Treiber 2610 und das induktive Element 194L in dem potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2620 magnetisch mit dem induktiven Element 236 in dem massebezogenen Schaltkreis 2630 gekoppelt. Jeder potentialfreie Treiber 2610 und 2620 weist einen jeweiligen Steuerschaltkreis 2611 und 2621 auf, die zum Beispiel unter Verwendung der oben beschriebenen Steuerung 2011 aus 20 implementiert sein können. Auch läuft der Betrieb der potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 2610 und 2620 auf eine zu dem oben beschriebenen potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2010 aus 20 ähnliche Art ab.
  • Während des Betriebs, wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 eingeschaltet wird, magnetisiert die Steuerung 2631 des Masseseitenschaltkreises 2630 das induktive Element 236 in einer ersten Richtung durch Aktivieren der Transistoren 122 und 126 über die Steuersignale M1 und M4. Energie wird über eine magnetische Kopplung von dem induktiven Element 236 an das induktive Element 194H des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2610 und an das induktive Element 194L des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2620 übertragen. Die Steuerung 2611 des potentialfreien Gate-Treibers 2610 und die Steuerung 2621 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2620 erfassen jeweils, wenn die Spannung über den jeweiligen Dioden 132H und 132L eine erste vorbestimmte Schwelle überschreitet. Bei manchen Ausführungsformen beträgt diese erste vorbestimmte Schwelle etwa 0,5 V; jedoch können andere Spannungen bei alternativen Ausführungsformen verwendet werden. Sobald dieser Zustand erfasst wird, deaktiviert die potentialfreie Steuerung 2611 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2610 den Transistor 118H über das Steuersignal MHL und aktiviert den Transistor 114H über das Steuersignal MHH, um das Gate des potentialfreien Transistors 1904 auf den potentialfreien Leistungsversorgungsknoten VDD_FLOAT_H zu versetzen. Gleichermaßen deaktiviert die potentialfreie Steuerung 2621 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2620 den Transistor 118L über das Steuersignal MLL und aktiviert den Transistor 114L über das Steuersignal MLH, um das Gate des Transistors 1906 auf den potentialfreien Leistungsversorgungsknoten VDD_FLOAT_L zu versetzen.
  • Wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 ausgeschaltet wird, magnetisiert die Steuerung 2631 des Masseseitenschaltkreises 2630 das induktive Element 236 in einer zweiten Richtung durch Aktivieren der Transistoren 128 und 124 über die Steuersignale M2 und M3. Energie wird über eine magnetische Kopplung von dem induktiven Element 236 an das induktive Element 194H des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2610 und an das induktive Element 194L des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2620 übertragen. Die Steuerung 2611 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2610 und die Steuerung 2621 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2620 erfassen jeweils, wenn die Spannung über den jeweiligen Dioden 132H und 132L geringer als eine zweite vorbestimmte Schwelle ist. Bei manchen Ausführungsformen beträgt diese zweite vorbestimmte Schwelle etwa -10 V; jedoch können andere Spannungen bei alternativen Ausführungsformen verwendet werden. Sobald dieser Zustand erfasst wird, deaktiviert die potentialfreie Steuerung 2611 des potentialfreien Gate-Treiberschaltkreises 2610 den Transistor 114H über das Steuersignal MHH und aktiviert den Transistor 118H über das Steuersignal MHL, um das Gate des potentialfreien Transistors 1904 auf die potentialfreie Massereferenz GND_FLOAT_H zu versetzen. Gleichermaßen deaktiviert die Steuerung 2621 des Gate-Treiberschaltkreises 2620 den Transistor 114L über das Steuersignal MLH und aktiviert den Transistor 118L über das Steuersignal MLL, um das Gate des Transistors 1906 auf die potentialfreie Massereferenz GND_FLOAT_L zu versetzen. Die Transistoren 160H und 160L, die durch die Steuersignale MHB und MLB gesteuert werden, verbleiben während des normalen Betriebs eingeschaltet, können aber vor dem Anlaufen des Schaltkreises ausgeschaltet werden.
  • Bei manchen Ausführungsformen können die potentialfreien Gate-Treiber 2610, 2620 und der Massenseitenschaltkreis 2630 in getrennten integrierten Schaltkreisen implementiert sein. Bei manchen Ausführungsformen sind die induktiven Elemente 236, 194H und 194L unter Verwendung eines Dreiwicklungstransformators implementiert, der von den drei integrierten Schaltkreisen getrennt ist, die die potentialfreien Gate-Treiber 2610, 2620 und den Masseseitenschaltkreis 2630 implementieren. Alternativ dazu können die potentialfreien Gate-Treiber 2610, 2620 und der Masseseitenschaltkreis 2630 auf eine unterschiedliche Art unterteilt sein, wie etwa unter Verwendung diskreter Komponenten. Der GaN-Bidirektionalschalter kann getrennt oder zusammen mit einem oder mehreren der potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 2610, 2620 und dem Masseseitenschaltkreis 2630 integriert sein.
  • 26b veranschaulicht ein Wellenformdiagramm einer Anlaufsequenz des Schaltsystems 2600. Wie gezeigt, wird der Transistor 122 über das Steuersignal M1 bis zur Zeit tstart wiederholt gepulst. Wiederholtes Pulsen des Transistors 122 magnetisiert das induktive Element 236 und überträgt wiederholt Energie an den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 und den Gate-Treiber 2620, um jeweils die potentialfreien Kondensatoren 134H und 134L zu laden. Wie gezeigt, nehmen die Spannung VCH, die die Spannung über dem potentialfreien Kondensator 134H in dem potentialfreien Gate-Treiber 2610 repräsentiert, und die Spannung VCL, die die Spannung über dem potentialfreien Kondensator 134L in dem Gate-Treiberschaltkreis 2620 repräsentiert, gleichmäßig zu, wenn Energie über die magnetische Kopplung zwischen den induktiven Elementen von dem Masseseitenschaltkreis 2630 an den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 und den Gate-Treiberschaltkreis 2620 übertragen wird.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen kann Energie periodisch von dem Masseseitenschaltkreis 2630 an den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 und den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2620 übertragen werden, wenn der GaN-Bidirektionalschalter 1902 eingeschaltet ist, um die potentialfreien Kondensatoren 134H und 134L aufzufüllen und einen Strom an die jeweiligen Gates der Transistoren 1904 und 1906 zu liefern. 26c veranschaulicht ein Wellenformdiagramm, das verschiedene Signale des Schaltsystems 2600 während einer solchen periodischen Energieübertragung zeigt. Wie gezeigt, wird der Transistor 122 über das Steuersignal M1 periodisch gepulst, wenn die Gate-Treiberspannungen VHS und VLS angelegt werden. Dieses periodische Pulsen des Steuersignals M1 bewirkt einen entsprechenden Strom ITOP, der den Strom in dem potentialfreien Kondensator 134H repräsentiert. Ein ähnlicher (nicht gezeigter) Strom lädt auch den potentialfreien Kondensator 134L.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen kann die in 26a gezeigte Schaltlogik der Steuerungen 2611 und 2621 unter Verwendung der hier zuvor in 24a beschriebenen potentialfreien Schaltlogik und der hier zuvor in 25c beschriebenen potentialfreien Anlauflogik implementiert sein. Für die potentialfreie Steuerung 2621 wirkt gemäß den Blockdiagrammen aus 24a und 25c das Steuersignal MLH gemäß dem Steuersignal MHH, wirkt das Steuersignal MLL gemäß dem Steuersignal MHL und wirkt das Steuersignal MLB gemäß dem Steuersignal MHB.
  • 27a veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Steuerung(2631)-Logik des in 26a gezeigten Masseseitenschaltkreises 2630 zu implementieren. In Schritt 2700 sind alle Steuersignale M1, M2, M3 und M4, die jeweils die Transistoren 122, 128, 124 und 126 steuern, entfernt, um diese Transistoren abzuschalten. In Schritt 2702 wird das Eingangssignal SIG überwacht, um zu bestimmen, ob ein Befehl vorliegt, den GaN-Bidirektionalschalter 1902 einzuschalten. Falls das Eingangssignal SIG aktiv ist, wird das induktive Element 236 magnetisiert, indem in Schritt 2704 der Transistor 122 über das Steuersignal M1 aktiviert wird und der Transistor 126 über das Steuersignal M4 aktiviert wird, und werden die Steuersignale M2 und M3 entfernt, um die Transistoren 128 und 124 jeweils auszuschalten oder ausgeschaltet zu halten. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2706 wird in Schritt 2708 der Transistor 122 durch Entfernen des Steuersignals M1 ausgeschaltet, während die Transistoren 124 und 128 ausgeschaltet verbleiben und der Transistor 126 eingeschaltet verbleibt.
  • Nach einer weiteren festgelegten Verzögerung in Schritt 2710 wird in Schritt 2712 der Transistor 122 durch Anlegen des Steuersignals M1 wieder eingeschaltet, während die Transistoren 124 und 128 ausgeschaltet verbleiben und der Transistor 126 eingeschaltet verbleibt. Während des Schrittes 2716 wird das Eingangssignal SIG überwacht, um zu bestimmen, ob eine Anforderung, den GaN-Bidirektionalschalter 1902 auszuschalten, vorliegt oder nicht. Falls sich der Zustand von SIG nach einer vorbestimmten Verzögerung von Block 2710 nicht geändert hat, werden die potentialfreien Kondensatoren 134H und 134L durch Wiederholen der Schritte 2708, 2710 und 2712 nach einer vorbestimmten Verzögerung in Schritt 2714 effektiv aufgefüllt, während der GaN-Bidirektionalschalter 1902 eingeschaltet verbleibt.
  • Wenn Schritt 2716 bestimmt, dass sich der Zustand des Eingangssignals SIG dazu geändert hat, anzuzeigen, dass der GaN-Bidirektionalschalter 1902 auszuschalten ist, wird das induktive Element 236 in Schritt 2718 in der umgekehrten Richtung magnetisiert. Während des Schrittes 2718 werden die Transistoren 128 und 124 eingeschaltet, indem die Steuersignale M2 und M3 angelegt werden, und werden die Transistoren 122 und 126 ausgeschaltet, indem die Steuersignale M1 und M4 entfernt werden. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2720 wird die Steuerung wieder zu Schritt 2700 weitergeführt, bei dem die Transistoren 122, 128, 124 und 126 durch Entfernen der Steuersignale M1, M2, M3 und M4 abgeschaltet werden.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen werden die festgelegten Verzögerungen in den Schritten 2706, 2710, 2714, für übertragene Energie oder während „Auffüllungen“ für eine konstante Zeitperiode zwischen „Auffüllungen“ verwendet. Bei verschiedenen Ausführungsformen können diese Verzögerungen zwischen etwa einigen Nanosekunden und etwa einigen hundert Nanosekunden betragen. Jedoch können auch Verzögerungen außerhalb dieser Bereiche in Abhängigkeit von der speziellen Ausführungsform und ihren Spezifikationen verwendet werden.
  • 27b veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 26a gezeigten Masseseitensteuerung 2631 mit Bezug auf die in dem Wellenformdiagramm aus 26b veranschaulichte Anlaufsequenz zu implementieren. Das Flussdiagramm aus 27b beginnt bei Schritt 2750, bei dem das induktive Element 236 magnetisiert wird, indem die Transistoren 122 und 126 durch Aktivieren der Steuersignale M1 und M4 eingeschaltet werden. Die verbleibenden Transistoren 128 und 124 werden durch Entfernen der Steuersignale M2 und M3 abgeschaltet. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2752 wird der Transistor 122 durch Entfernen des Steuersignals M1 abgeschaltet. Die verbleibenden Transistoren 124, 126 und 128 in dem Masseseitentreiber 2630 behalten den gleichen Zustand wie während des Schrittes 2750 bei. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2756 wird ein Zähler in Schritt 2758 erhöht und wird der Wert des Zählers in Schritt 2760 mit einem Wert Max.Zählung verglichen. Bei einem Beispiel ist Max.Zählung auf etwa 1000 eingestellt. Alternativ dazu können andere Werte für Max.Zählung in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Falls der Zählerwert Max.Zählung nicht überschreitet, wird das induktive Element 236 durch Wiederholen der Schritte 2750, 2752, 2754, 2756 und 2758 abermals magnetisiert. Wenn der Zählerwert Max.Zählung überschreitet, wird die Anlaufphase abgeschlossen und werden die Transistoren 122, 128, 124 und 126 durch Deaktivieren der Steuersignale M1, M2, M3 und M4 in Schritt 2762 ausgeschaltet.
  • Bei manchen Ausführungsformen können der potentialfreie Gate-Treiberschaltkreis 2610 und das Schaltsystem 2600, die in 26a veranschaulicht sind, so modifiziert werden, dass eine in Bezug auf die Source-Anschlüsse der Transistoren 1904 und 1906 in dem GaN-Bidirektionalschalter 1902 negative Spannung angelegt wird. Wie in 28a gezeigt, ist der potentialfreie Gate-Treiberschaltkreis 2810 dem in 26a veranschaulichten potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 ähnlich, mit der Ausnahme, dass die Diode 132H durch den Transistor 2806H, der durch das Steuersignal MHD gesteuert wird, ersetzt und der Transistor 118H entfernt wurde. Um zu verhindern, dass die Gate-Source-Spannung des Transistors 1904 zu hoch wird, ist eine Reihenschaltung einer Diode 2804H und einer Zener-Diode 2802H zwischen dem Gate und der Source des Transistors 1904 gekoppelt. Zudem ist der andere potentialfreie Gate-Treiberschaltkreis 2820 dem in 26a veranschaulichten Gate-Treiberschaltkreis 2620 ähnlich, mit der Ausnahme, dass die Diode 132L durch den Transistor 2806L, der durch das Steuersignal MLD gesteuert wird, ersetzt und der Transistor 118L entfernt wurde. Um zu verhindern, dass die Gate-Source-Spannung des Transistors 1906 zu hoch wird, ist eine Reihenschaltung einer Diode 2804L und einer Zener-Diode 2802L zwischen dem Gate und der Source des Transistors 1906 gekoppelt. Ein Masseseitenschaltkreis 2830 beinhaltet einen Steuerschaltkreis 2831, Transistoren 122, 124, 126 und 128 und Dioden 138 und 136 und arbeitet gemäß einem ähnlichen Prinzip wie der oben mit Bezug auf 26a beschriebene Masseseitenschaltkreis 2630.
  • Bei manchen Ausführungsformen können die Transistoren 114H und 114L unter Verwendung von sowohl PMOS-Transistoren als auch NMOS-Transistoren implementiert sein.
  • 28b zeigt ein Wellenformdiagramm, das den Betrieb des Schaltungsschaltkreises 2800 beim Erzeugen einer negativen Gate-Treiberspannung veranschaulicht, wenn der Bidirektionalschalter 1902 abgeschaltet ist. Zur Zeit t1 wird der Transistor 122 über das Steuersignal M1 für eine kurze Zeitperiode eingeschaltet, um das induktive Element 236 in einer ersten Richtung zu magnetisieren. Dies wird durchgeführt, um zum Beispiel die potentialfreien Kondensatoren 134H und 134L aufzufüllen, wenn der GaN-Bidirektionalschalter eingeschaltet ist. Als Nächstes werden die Transistoren 128 und 124 über die Steuersignale M2 und M3 vorübergehend eingeschaltet, um das induktive Element 236 zur Zeit t2 in einer zweiten Richtung zu magnetisieren, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist. Diese Magnetisierung des induktiven Elements 236 wird durch die potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 2810 und 2820 als eine negative Spannungstransiente 2860 über die Transistoren 2806H und 2806L zur Zeit t3 erfasst. Wenn die potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 2810 und 2820 die Transiente 2860 erfassen, indem sie zum Beispiel die Spannung über die Transistoren 2806H und 2806L mit einer negativen Spannungsschwelle vergleichen, ermöglichen die Transistoren 2806H und 2806L, dass die Knoten HS und LS in Bezug auf die potentialfreien Massereferenzen GND_FLOAT_H und GND FLOAT L auf eine negative Spannung geladen werden. Während dieser Zeit fließt ein positiver Strom durch die Transistoren 2806H und 2806L und durch die Transistoren 160H und 160L, die bereits in der umgekehrten Richtung EINgeschaltet sind, nicht durch die Körperdiode. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann die negative Spannung durch Anpassen der Zeit, während der das induktive Element 236 in der entgegengesetzten Richtung magnetisiert wird, angepasst werden.
  • Von der Zeit t4 bis zur Zeit t5, wenn der GaN-Bidirektionalschalter ausgeschaltet ist, werden alle Steuersignale entfernt, um ihre zugeordneten Transistoren abzuschalten. Zur Zeit t5 werden die Steuersignale M1 und M4 angelegt, um die Transistoren 122 und 126 einzuschalten, um das induktive Element 236 zu magnetisieren. Das Steuersignal M1 wird dann entfernt, um den Transistor 122 zur Zeit t6 auszuschalten. Der in den induktiven Elementen 194H und 194L induzierte Strom wird durch die potentialfreien Steuerungen 2811 in dem potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2810 und durch die potentialfreie Steuerung 2821 in dem potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2820 detektiert und die Transistoren 114H, 114L, 160H und 160L werden über die Steuersignale MHH, MLH, MHB und MLB eingeschaltet. Dies legt die Treiberspannungen VHS und VLS an, die den GaN-Bidirektionalschalter 1902 einschalten, wie in Bezug auf die oben beschriebene Ausführungsform aus 26a beschrieben ist.
  • 28c veranschaulicht ein Wellenformdiagramm einer Anlaufsequenz des Schaltsystems 2800. Wie gezeigt, wird der Transistor 122 über das Steuersignal M1 bis zur Zeit tstart wiederholt gepulst. Wiederholtes Pulsen des Transistors 122 magnetisiert das induktive Element 236 und überträgt wiederholt Energie an die potentialfreien Gate-Treiber 2810 und 2820, um jeweils die potentialfreien Kondensatoren 134H und 134L zu laden. Wie gezeigt, nehmen die Spannung VCH, die die Spannung über dem potentialfreien Kondensator 134H in dem potentialfreien Gate-Treiber 2810 repräsentiert, und die Spannung VCL, die die Spannung über dem potentialfreien Kondensator 134L in dem potentialfreien Gate-Treiber 2820 repräsentiert, gleichmäßig zu, wenn Energie über die magnetische Kopplung zwischen den induktiven Elementen von dem Masseseitenschaltkreis 2830 an die potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 2810 und 2820 übertragen wird. Zur Zeit tstart wird ein normaler Betrieb des Schaltsystems 2800, wie oben beschrieben, fortgesetzt. Bei verschiedenen Ausführungsformen weist die Logik der Masseseitensteuerung 2831 eine gleiche Implementierung wie die Logik der Masseseitensteuerung 2631 auf, die in 26a veranschaulicht und mit Bezug auf 27a für einen Nennbetrieb und mit Bezug auf 27b für einen Anlaufbetrieb beschrieben ist.
  • 29 veranschaulicht ein Schaltlogikflussdiagramm, das verwendet werden kann, um die Logik der in 28a veranschaulichten potentialfreien Steuerungen 2811 und 2821 in dem Schaltsystem 2800 zu implementieren. Jede der potentialfreien Steuerungen 2811 und 2821 kann, während sie getrennte Blöcke sind, unter Verwendung derselben Steuerlogik implementiert werden. In Schritt 2902 der potentialfreie Transistor 1904 in dem Auszustand, während die Steuersignale MHH, MHD und MHB entfernt sind, was die Transistoren 114H, 2806H und 160H ausgeschaltet hält. In Schritt 2904 vergleicht der Komparator CMP der potentialfreien Steuerung 2811 die Spannung VMHD über dem Transistor 2806H mit einer ersten Schwelle Min.V von etwa -0,5 V. Alternativ dazu können andere Schwellenspannungen in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Sobald die Spannung VMHD über dem Transistor 2806H geringer als die Schwelle Min.V ist, wird der potentialfreie Transistor 1904 in Schritt 2906 eingeschaltet, während welches die Steuersignale MHH und MHB angelegt werden, um die Transistoren 114H und 160H einzuschalten, und das Steuersignal MHD entfernt wird, um den Transistor 2806H ausgeschaltet zu halten. Gleichermaßen vergleicht der Komparator CMP der Steuerung 2821 in Schritt 2904 die Spannung VMLD über dem Transistor 2806L mit der ersten Schwelle Min.V. Sobald die Spannung VMLD über dem Transistor 2806L geringer als die Schwelle Min.V ist, wird der Transistor 1906 in Schritt 2906 eingeschaltet, während welches die Steuersignale MLH und MLB angelegt werden, um die Transistoren 114L und 160L einzuschalten, und das Steuersignal MLD entfernt wird, um den Transistor 2806L ausgeschaltet zu halten.
  • In Schritt 2908 vergleicht der Komparator CMP der potentialfreien Steuerung 2811 die Spannung VMHD über dem Transistor 2806H mit einer zweiten Schwelle Max/V von etwa 10 V. Alternativ dazu können andere Schwellenspannungen in Abhängigkeit von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen verwendet werden. Sobald die Spannung VMHD über dem Transistor 2806H größer als die Schwelle Max.V ist, wird der Transistor 1904 mit Schritt 2910 beginnend ausgeschaltet. Gleichermaßen vergleicht der Komparator CMP der Steuerung 2821 die Spannung VMLD über dem Transistor 2806L mit der zweiten Schwelle Max.V. Sobald die Spannung VMLD über dem Transistor 2806H größer als die Schwelle Max.V ist, wird der Transistor 1906 mit Schritt 2910 beginnend ausgeschaltet.
  • In Schritt 2910 werden die Steuersignale MHD und MLD angelegt, was die Transistoren 2806H und 2806L einschaltet, und werden die Steuersignale MHH, MLH, MHB und MLB entfernt, was die Transistoren 114H, 114L, 160H und 160L ausschaltet. Nach einer festgelegten Verzögerung in Schritt 2912 wird die Steuerung wie oben beschrieben zu Schritt 2902 zurückgeführt. Es versteht sich, dass das Flussdiagramm aus 29 unter Verwendung digitaler Logiktechniken, die in der Technik bekannt sind, implementiert werden kann. Zum Beispiel kann das Flussdiagramm bei manchen Ausführungsformen unter Verwendung einer Steuerung, wie etwa eines Mikrocontrollers, oder durch Verwenden von Maßfertigungs- oder Standardzellenlogik implementiert werden.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen kann ein GaN-Bidirektionalschalter 1902 unter Verwendung eines ZVS-Konzepts (ZVS: Zero Voltage Switching - Nullspannungsschalten) betrieben werden, indem die Spannung über dem und/oder der Strom durch den GaN-Bidirektionalschalter 1902 erfasst wird und der Schalter geschlossen wird, wenn die Spannung über dem und/oder der Strom durch den GaN-Bidirektionalschalter 1902 bei etwa null und/oder bei einem Minimum ist. Durch Anwenden eines solchen Nullspannungschaltkonzepts kann eine Leistungsdissipation aufgrund davon, dass Ladung über dem GaN-Bidirektionalschalter 1902 durch den GaN-Bidirektionalschalter 1902 dissipiert wird, reduziert werden.
  • 30a veranschaulicht ein Schaltsystem 3000, das Nullspannungsschalten implementiert, indem es einen Strom durch den Schalter 1902 überwacht und dann das Timing des GaN-Bidirektionalschalters 1902 relativ zu dem Schaltzyklus, voranbringt oder hinauszögert. Wie gezeigt, beinhaltet das Schaltsystem 3000 den potentialfreien Treiber 3010, den potentialfreien Treiber 3020 und den massebezogenen Schaltkreis 3030, der verwendet wird, um Leistung und Timinginformationen an den potentialfreien Treiber 3010, den potentialfreien Treiber 3020 zu liefern. Der potentialfreie Treiber 3010, der potentialfreie Treiber 3020 und der massebezogene Schaltkreis 3030 können zum Beispiel gemäß Ausführungsformen implementiert sein, die oben mit Bezug auf 26a und 28a beschrieben sind. Alternativ dazu können Nullspannungsschaltkonzepte auf andere offenbarte Ausführungsformen angewandt werden.
  • Gemäß einer Ausführungsform ist der Widerstand Rsense mit dem GaN-Bidirektionalschalter 1902 in Reihe geschaltet und wird die Spannung über dem Widerstand Rsense unter Verwendung eines Komparators 3032 gemessen. Wenn der Komparator 3032 erfasst, dass die Spannung über dem Komparator 3032 null ist, passt ein Verfolgungssteuerschaltkreis 3034 das Timing des massebezogenen Schaltkreises 3030 relativ zu dem Schaltzyklus an.
  • 30b zeigt Timingdiagramme, die den Betrieb des Verfolgungssteuerschaltkreises 3034 veranschaulichen. Bei einer Ausführungsform wird der massebezogene Schaltkreis 3030 über ein Einschaltsignal zu einer vorbestimmten Zeitverzögerung relativ dazu, wann der Komparator 3032 eine Nulldurchquerung detektiert, aktiviert. Wenn der detektierte Nullspannungspunkt (Komparatorsignal) detektiert wird, bevor der massebezogene Schaltkreis 3030 aktiviert wird (Einschaltsignal), wird die vorbestimmte Zeitverzögerung bei dem nächsten Zyklus erhöht. Im Gegenzug wird, wenn der detektierte Nullspannungspunkt (Komparatorsignal) detektiert wird, nachdem der massebezogene Schaltkreis 3030 aktiviert wurde (Einschaltsignal), die vorbestimmte Zeitverzögerung bei dem nächsten Zyklus verringert. Bei manchen Ausführungsformen misst der Verfolgungssteuerschaltkreis 3034 die tatsächliche Phasen- oder Zeitdifferenz, um die der Nullspannungspunkt dem Einschaltsignal vorauseilt oder nacheilt, und passt dann die Einschaltzeit gemäß der gemessenen Phasen- oder Zeitdifferenz an. Alternativ dazu bestimmt der Punktverfolgungssteuerschaltkreis 3034 nur, ob der detektierte Nullspannungspunkt dem Einschaltsignal vorauseilt oder nacheilt und addiert oder subtrahiert eine feste Zeitanpassung bei dem nächsten Zyklus in Abhängigkeit von der Messung.
  • 30c veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens zum Durchführen von Nullspannungsschalten für einen ausführungsgemäßen Bidirektionalschaltertreiber. In Schritt 3050 wird eine Bestimmung vorgenommen, ob das Nullspannungskomparatorsignal als Reaktion auf das Einschaltsignal vorauseilt oder nacheilt. Falls das Komparatorsignal der Einschaltzeit vorauseilt, wird eine festgelegte Zeitmenge von der Zeitmenge bis zu dem nächsten Einschaltsignal subtrahiert. Falls demgegenüber das Komparatorsignal der Einschaltzeit nacheilt, wird eine festgelegte Zeitmenge zu der Zeitmenge bis zu dem nächsten Einschaltsignal addiert. Während des Schrittes 3060 wird das Einschaltsignal basierend auf dem während der Schritte 3056 und 3058 angepassten Timing angelegt.
  • 31 veranschaulicht einen weiteren ausführungsgemäßen Bidirektionalschalter 3100, der zum Beispiel verwendet werden kann, um den potentialfreien GaN-Transistor 1904 und GaN-Transistor 1906 unabhängig zu steuern. Wie gezeigt, sind der potentialfreie Gate-Treiber 3110 und der massebezogene Gate-Treiber 3130 dem in 20 gezeigten potentialfreien Treiber 2010 und den in 26 gezeigten und oben beschriebenen potentialfreien Treibern 2610 und 2620 in Struktur und Betrieb ähnlich. Bei manchen Ausführungsformen können die potentialfreien Gate-Treiber 3110 und 3120 unter Verwendung einer symmetrischen und/oder identischen Schaltungsanordnung implementiert sein. Jeder der potentialfreien Gate-Treiber 3110 und 3120 ist auf seine eigene individuelle potentialfreie Leistungsversorgung bezogen, wobei der potentialfreie Gate-Treiber 3110 auf eine potentialfreie Leistungsversorgung zwischen den Knoten VDD FLOAT-H und GND FLOAT H bezogen ist und der potentialfreie Gate-Treiberschaltkreis 3120 auf eine potentialfreie Leistungsversorgung zwischen den Knoten VDD_FLOAT_L und GND_FLOAT_L bezogen ist. Zudem empfängt jeder der potentialfreien Gate-Treiber 3110 und 3120 Energie und Signalübertragung von dem Masseseitenschaltkreis 3130 über die magnetische Kopplung auf eine ähnliche Weise wie für die oben beschriebene Ausführungsform aus 26. Im Fall des Bidirektionalschaltertreibers 3100 beinhaltet der massebezogene Schaltkreis 3130 jedoch zwei unabhängige Ansteuerungsschaltkreise 3132 und 3134, die die potentialfreien Gate-Treiber 3110 und 3120 jeweils über die gekoppelten induktiven Elemente 194H und 194L steuern. Bei manchen Ausführungsformen können der potentialfreie Gate-Treiber 3110 und der massebezogene Gate-Treiber 3130 jeweils ferner einen (nicht gezeigten) Steuerschaltkreis beinhalten, die den oben mit Bezug auf 26a gezeigten und beschriebenen Steuerungen 2611 und 2621 ähnlich sind. Jede dieser Steuerungen kann die hier zuvor in 24a beschriebene potentialfreie Schaltlogik und die hier zuvor in 25c beschriebene potentialfreie Anlauflogik benutzen.
  • Der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3132, der dazu konfiguriert ist, den High-Side-Gate-Treiberschaltkreis 3110 zu steuern, beinhaltet eine H-Brücke mit Transistoren 122H, 124H, 126H und 128H, die mit dem induktiven Element 236H gekoppelt sind. Die Diode 138H ist mit dem Transistor 122H in Reihe geschaltet und die Diode 136H ist mit dem Transistor 128H in Reihe geschaltet. Während des Betriebs steuert der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3132 den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 3110 über die gekoppelten induktiven Elemente 236L und 194L auf eine ähnliche Weise, wie der Masseseitenschaltkreis 2630 den oben mit Bezug auf 26 beschriebenen potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 steuert. Bei manchen Ausführungsformen kann der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3132 eine (nicht gezeigte) Steuerung aufweisen, die die Transistoren 122H, 124H, 126H und 128H gemäß den Verfahren, die oben mit Bezug auf 27a für einen Nennbetrieb und 27b für einen Anlaufbetrieb beschrieben sind, aktiviert.
  • Ähnlich dem unabhängigen Ansteuerungsschaltkreis 3132 beinhaltet der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3134, der dazu konfiguriert ist, den Low-Side-Gate-Treiberschaltkreis 3120 zu steuern, eine H-Brücke mit Transistoren 122L, 124L, 126L und 128L, die mit dem induktiven Element 236L gekoppelt sind. Die Diode 138L ist mit dem Transistor 122L in Reihe geschaltet und die Diode 136L ist mit dem Transistor 128L in Reihe geschaltet. Während des Betriebs steuert der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3134 den potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 3120 über die gekoppelten induktiven Elemente 236L und 194L auf eine ähnliche Weise, wie der Masseseitenschaltkreis 2630 den oben mit Bezug auf 26 beschriebenen potentialfreien Gate-Treiberschaltkreis 2610 steuert. Bei manchen Ausführungsformen kann der unabhängige Ansteuerungsschaltkreis 3134 eine (nicht gezeigte) Steuerung aufweisen, die die Transistoren 122L, 124L, 126L und 128L gemäß den Verfahren, die oben mit Bezug auf 27a für einen Nennbetrieb und 27b für einen Anlaufbetrieb beschrieben sind, aktiviert.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen werden die unabhängigen Treiber 3132 und 3134 des massebezogenen Schaltkreises 3130 verwendet, um die Transistoren 1904 und 1906 jeweils über die potentialfreien Gate-Treiberschaltkreise 3110 und 3120 zu verschiedenen Zeiten zu aktivieren. Voneinander unabhängiges Aktivieren und Deaktivieren der Transistoren 1904 und 1906 ermöglicht es, die Spannung über die Sperrkennlinie der Transistoren 1904 und 1906 zu klemmen und den anderen der Schaltertransistoren 1904 und 1906 unter Nullspannungsbedingungen einzuschalten. Bei manchen Ausführungsformen kann der Bidirektionalschaltertreiber 3100 verwendet werden, um hier zuvor mit Bezug auf die oben beschriebenen 30a-30c beschriebene Nullspannungsschaltverfahren zu implementieren. Der Bidirektionalschalter 3100 kann ferner zum Beispiel auf den Betrieb eines Matrixwandlers oder eines ZVS-AC-Sperrwandlers angewandt werden.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind hier zusammengefasst. Andere Ausführungsformen können auch aus der Gesamtheit der Beschreibung und den hier eingereichten Ansprüchen verstanden werden. Ein allgemeiner Aspekt beinhaltet ein Verfahren zum Steuern eines Schaltertreibers, das Folgendes beinhaltet: Versorgen eines ersten induktiven Elements in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie, wobei das erste induktive Element zwischen einem ersten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem ersten internen Knoten gekoppelt ist; Übertragen der ersten Energie von dem ersten induktiven Element an ein zweites induktives Element, wobei das zweite induktive Element zwischen einem zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, und wobei das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt ist; Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen ersten Energie; Versorgen des ersten induktiven Elements in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, nachdem das erste Einschaltsignal an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde; Übertragen der zweiten Energie von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element; und Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Verfahren, wobei Versorgen des ersten induktiven Elements in der ersten Richtung mit Energie Anlegen eines zweiten Ausschaltsignals an dem ersten Schaltertreiberanschluss beinhaltet. Das Verfahren, das ferner Laden eines Bootstrap-Kondensators oder eines potentialfreien Kondensators unter Verwendung der übertragenen ersten Energie in dem zweiten induktiven Element beinhaltet, wobei der Bootstrap- oder der potentialfreie Kondensator zwischen einem zweiten Versorgungsknoten und einem zweiten Referenzknoten des Schaltertreibers gekoppelt ist. Das Verfahren, das ferner Folgendes beinhaltet: Überwachen einer ersten Spannung an dem zweiten internen Knoten; und Anlegen des ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss basierend darauf, dass die erste Spannung eine erste Schwelle durchquert. Verfahren, das ferner Überwachen einer Spannung über einer Erfassungsdiode beinhaltet. Verfahren, das ferner Folgendes beinhaltet: Treiben eines Gate-Knotens eines ersten Schalttransistors einer Halb-H-Brücke über den ersten Schaltertreiberanschluss; und Treiben eines Gate-Knotens eines zweiten Schalttransistors der Halb-H-Brücke über den zweiten Schaltertreiberanschluss.
  • Bei manchen Ausführungsformen ist der erste Schaltertreiberanschluss ein massebezogener oder ein Low-Side-Schaltertreiberanschluss; und ist der zweite Schaltertreiberanschluss ein potentialfreier oder ein High-Side-Schaltertreiberanschluss. Anlegen des Ausschaltsignals kann Folgendes beinhalten: Laden des zweiten internen Knotens; Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten; und Vergleichen der überwachten Spannung mit einer zweiten Schwellenspannung. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten Überwachen einer Spannung zwischen dem zweiten internen Knoten und einem potentialfreien Referenzanschluss.
  • Das Verfahren kann auch eine Anlaufsequenz durchführen, die Folgendes beinhaltet: Versorgen des ersten induktiven Elements in der zweiten Richtung für ein erstes Zeitintervall mit einer dritten Energie, während der erste Schalter ausgeschaltet ist; Übertragen der in dem ersten induktiven Element gespeicherten dritten Energie an das zweite induktive Element, während der zweite Schalter ausgeschaltet ist; Laden eines potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators unter Verwendung der übertragenen dritten Energie in dem zweiten induktiven Element, wobei der der potentialfreie oder Bootstrap-Kondensator zwischen einem zweiten Versorgungsknoten und einem zweiten Referenzknoten des Schaltertreibers gekoppelt ist; und Abschließen der Anlaufsequenz, wenn eine Spannung über dem potentialfreien oder Bootstrap-Kondensator einen ersten Pegel durchquert. Bei manchen Ausführungsformen findet das Abschließen der Anlaufsequenz nach einer vorbestimmten Zeit statt. Das Verfahren kann ferner Bestimmen des ersten Zeitintervalls basierend auf einem Wert eines Spitzenstroms, der durch das erste induktive Element fließt, beinhalten. Bei manchen Beispielen beinhaltet das Verfahren auch Ausschalten eines Referenzschalters während der Anlaufsequenz, wobei der Referenzschalter zwischen einem zweiten Anschluss des zweiten Schalters und einem zweiten Anschluss einer Erfassungsdiode gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet das Verfahren ferner Folgendes: Versorgen des zweiten induktiven Elements mit einer vierten Energie; und Übertragen der vierten Energie von dem zweiten induktiven Element an das erste induktive Element.
  • Ein anderer allgemeiner Aspekt beinhaltet einen Schaltkreis (eine Schaltung), der Folgendes beinhaltet: einen ersten Schaltungsschaltkreis (Schaltschaltung) mit einem ersten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines ersten Schalttransistors gekoppelt zu werden; ein erstes induktives Element mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten internen Knoten des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem ersten Schaltertreiberanschluss des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist; einen zweiten Schaltungsschaltkreis (Schaltschaltung) mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines zweiten Schalttransistors gekoppelt zu werden; ein zweites induktives Element mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, wobei das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt ist; und einen zweiten Schaltransistor mit einem Gate-Anschluss, der dazu konfiguriert ist, mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt zu werden.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Den Schaltkreis, der ferner einen potentialfreien oder Bootstrap-Kondensator mit einem ersten Anschluss, der mit einem dritten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem vierten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, beinhaltet. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner einen Steuerschaltkreis, der mit dem ersten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei der Steuerschaltkreis zu Folgendem konfiguriert ist: Versorgen des ersten induktiven Elements über den ersten Schaltungsschaltkreis in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; und Versorgen des ersten induktiven Elements über den ersten Schaltungsschaltkreis in einer zweiten Richtung mit einer zweiten Energie. Der erste Schaltungsschaltkreis kann zum Beispiel Folgendes beinhalten: einen ersten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen ersten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Referenzanschluss gekoppelt ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner Folgendes: eine erste Sperrdiode, die mit dem zweiten Pull-Down-Schalter in Reihe geschaltet ist; und eine zweite Sperrdiode, die mit dem zweiten Pull-Up-Schalter in Reihe geschaltet ist. Der zweite Schaltungsschaltkreis kann auch Folgendes beinhalten: einen dritten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Anschluss eines potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen dritten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist; eine dritte Sperrdiode, die zwischen dem ersten Anschluss des potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators und einem dritten internen Knoten gekoppelt ist; eine Erfassungsdiode mit einer Anode, die zwischen dem zweiten internen Knoten und einem vierten internen Knoten gekoppelt ist; und einen Referenzschalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten Anschluss des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators gekoppelt ist. In manchen Fällen wird der dritte Pull-Up-Schalter eingeschaltet, wenn der zweite interne Knoten eine erste Schwelle durchquert; und wird der dritte Pull-Down-Schalter ausgeschaltet, wenn der zweite interne Knoten eine zweite Schwelle durchquert, wobei die erste Schwelle von der entgegengesetzten Polarität wie die zweite Schwelle ist. Der zweite Schaltungsschaltkreis kann ferner Folgendes beinhalten: eine erste Zener-Diode mit einer Anode, die mit der Anode der dritten Sperrdiode gekoppelt ist, und einer Kathode, die mit dem zweiten internen Knoten gekoppelt ist; und eine zweite Zener-Diode, die über den potentialfreien oder Bootstrap-Kondensator gekoppelt ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen ist der erste Schaltungsschaltkreis während einer Anlaufsequenz zu Folgendem konfiguriert: Versorgen des ersten induktiven Elements durch den ersten Schaltungsschaltkreis für eine vorbestimmte Zeitperiode mit einer dritten Energie; Übertragen der dritten Energie von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element; und Vorladen eines potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators unter Verwendung der übertragenen dritten Energie in dem zweiten induktiven Element. Bei manchen Ausführungsformen ist der erste Schaltungsschaltkreis zum mehrmaligen Versorgen des ersten induktiven Elements mit Energie, bis eine Spannung des potentialfreien oder Bootstrap-Kondensators eine feste Schwelle während der Anlaufsequenz durchquert, konfiguriert. Der Schaltkreis kann ferner den ersten Schalttransistor und den zweiten Schalttransistor beinhalten, die in Reihe geschaltet sein können, um eine Halb-H-Brücke zu bilden. Der Schaltkreis kann ferner eine Bootstrap-Diode beinhalten, die zwischen einem Versorgungsknoten des ersten Schaltungsschaltkreises und einem Bootstrap-Kondensator, der über den zweiten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, gekoppelt ist.
  • Ein weiterer allgemeiner Aspekt kann ein Schaltertreibersystem mit Folgendem beinhalten: einem ersten integrierten Schaltkreis, der einen ersten Schaltertreiberanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines ersten Schalters und einem ersten Anschluss eines ersten induktiven Elements, das magnetisch mit einem zweiten induktiven Element gekoppelt ist, gekoppelt zu werden; einen ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des ersten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen potentialfreien oder Bootstrap-Kondensator, der zwischen einem Referenzverbindungsanschluss und einem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten gekoppelt ist, einen ersten Schaltungsschaltkreis, der mit dem Referenzverbindungsanschluss, dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten, dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, und eine erste Schaltersteuerung, die mit dem ersten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die erste Schaltersteuerung dazu konfiguriert ist, den ersten Schaltungsschaltkreis basierend auf einer Erfassung eines Signals, das von dem ersten induktiven Element eingekoppelt wird, zu aktivieren.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Schaltertreibersystem, das ferner Folgendes beinhaltet: einen zweiten integrierten Schaltkreis, der einen zweiten Schaltertreiberanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines zweiten Schalters und einem ersten Anschluss eines zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Schaltungsschaltkreis, der mit dem Leistungsversorgungsanschluss, einem Massereferenzanschluss, dem zweiten Schaltertreiberanschluss und dem zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, und eine zweite Steuerung, die mit dem zweiten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die zweite Schaltersteuerung dazu konfiguriert ist, das zweite induktive Element in einer ersten Richtung mit Energie zu versorgen und das zweite induktive Element in einer zweiten Richtung mit Energie zu versorgen. Bei manchen Ausführungsformen wird von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element übertragene Energie von dem zweiten Schalteransteuerungsschaltkreis verwendet, um den potentialfreien Kondensator zu laden. Der erste Schaltungsschaltkreis kann Folgendes beinhalten: einen ersten Transistor, der zwischen dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und einen zweiten Transistor, der zwischen dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist. Bei manchen Implementierungen beinhaltet das Schaltertreibersystem ferner Folgendes: eine erste Diode, die zwischen dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss und dem Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und eine zweite Diode, die zwischen dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen ist die erste Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert: Einschalten des ersten Transistors und Ausschalten des zweiten Transistors, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine erste Schwelle durchquert; und Einschalten des zweiten Transistors und Ausschalten des ersten Transistors, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine zweite Schwelle durchquert. Die erste Schwelle kann zum Beispiel etwa -10 V betragen und die zweite Schwelle kann zum Beispiel etwa +5 V betragen.
  • Ein weiterer allgemeiner Aspekt beinhaltet ein Verfahren zum Betreiben eines Schaltertreibers für einen Bidirektionalschalter, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Einschalten des Bidirektionalschalters durch Versorgen eines ersten induktiven Quellenelements in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie, Übertragen eines ersten Teils der ersten Energie von dem ersten induktiven Quellenelement an ein erstes induktives Zielelement, das zwischen einem ersten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem ersten internen Knoten gekoppelt ist, wobei das erste induktive Zielelement magnetisch mit dem ersten induktiven Quellenelement gekoppelt ist, Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung des übertragenen ersten Teils der ersten Energie, und Anlegen eines zweiten Einschaltsignals an einen zweiten Schaltertreiberanschluss; und Ausschalten des Bidirektionalschalters durch Folgendes: Versorgen des ersten induktiven Quellenelements in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, Übertragen eines ersten Teils der zweiten Energie von dem ersten induktiven Quellenelement an das erste induktive Zielelement, und Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung des übertragenen ersten Teils der zweiten Energie, und Anlegen eines zweiten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Verfahren, wobei: Anlegen des zweiten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss Anlegen des zweiten Einschaltsignals, wenn das erste Einschaltsignal angelegt wird, beinhaltet; und Anlegen des zweiten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss Anlegen des zweiten Ausschaltsignals, wenn das erste Ausschaltsignal angelegt wird, beinhaltet. Anlegen des zweiten Einschaltsignals kann Folgendes beinhalten: Übertragen eines zweiten Teils der ersten Energie von dem ersten induktiven Quellenelement an ein weiteres induktives Zielelement, das zwischen den zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, wobei das weitere induktive Zielelement magnetisch mit dem ersten induktiven Quellenelement gekoppelt ist, und Verwenden des übertragenen zweiten Teils der ersten Energie, um das zweite Einschaltsignal anzulegen; und Anlegen des zweiten Ausschaltsignals beinhaltet Folgendes: Übertragen eines zweiten Teils der zweiten Energie von dem ersten induktiven Quellenelement an das weitere induktive Zielelement, und Verwenden des übertragenen zweiten Teils der zweiten Energie, um das zweite Ausschaltsignal anzulegen. Bei manchen Ausführungsformen ist eine Polarität des ersten Einschaltsignals in Bezug auf einen Referenzknoten eines ersten Schalters des Bidirektionalschalters entgegengesetzt zu einer Polarität des ersten Ausschaltsignals; und ist eine Polarität des zweiten Einschaltsignals in Bezug auf einen Referenzknoten eines zweiten Schalters des Bidirektionalschalters entgegengesetzt zu einer Polarität des zweiten Ausschaltsignals.
  • Das Verfahren kann ferner Durchführen von Nullspannungsschalten beinhalten, wobei das Durchführen des Nullspannungsschaltens Folgendes beinhaltet: Einschalten des Bidirektionalschalters bei einer ersten Phase eines Schaltzyklus; Bestimmen eines ersten Zeitpunkts, wann ein Strom durch den Bidirektionalschalter die Polarität umkehrt; Erhöhen der ersten Phase, wenn der erste Zeitpunkt dem Einschalten des Bidirektionalschalters vorauseilt; und Verringern der ersten Phase, wenn der erste Zeitpunkt dem Einschalten des Bidirektionalschalters nacheilt. Das Verfahren kann auch Überwachen des Stroms durch den Bidirektionalschalter beinhalten.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet Überwachen des Stroms durch den Bidirektionalschalter Überwachen einer Spannung über einem Widerstand, der mit dem Bidirektionalschalter in Reihe geschaltet ist. Das Verfahren kann auch Folgendes beinhalten: Auffüllen eines potentialfreien Kondensators, der mit dem ersten induktiven Zielelement gekoppelt ist, wobei das Auffüllen des potentialfreien Kondensators Versorgen des ersten induktiven Zielelements in der ersten Richtung mit einer dritten Energie beinhaltet, Übertragen der dritten Energie von dem ersten induktiven Quellenelement über das erste induktive Zielelement an den potentialfreien Kondensator. Auffüllen wird zum Beispiel durchgeführt, wenn das erste Einschaltsignal und das zweite Einschaltsignal angelegt werden. Anlegen des zweiten Einschaltsignals kann Folgendes beinhalten: Versorgen eines zweiten induktiven Quellenelements in der ersten Richtung mit einer dritten Energie, Übertragen eines ersten Teils der dritten Energie von dem zweiten induktiven Quellenelement an ein zweites induktives Zielelement, das zwischen einem zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, wobei das zweite induktive Zielelement magnetisch mit dem zweiten induktiven Quellenelement gekoppelt ist, und Anlegen des zweiten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung des übertragenen ersten Teils der dritten Energie; und Anlegen des zweiten Ausschaltsignals beinhaltet Folgendes: Versorgen des zweiten induktiven Quellenelements in der zweiten Richtung mit einer vierten Energie, Übertragen eines ersten Teils der vierten Energie von dem zweiten induktiven Quellenelement an das zweite induktive Zielelement, und Anlegen des zweiten Ausschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung des übertragenen ersten Teils der vierten Energie.
  • Das Verfahren kann ferner Folgendes beinhalten: Treiben eines ersten Transistors des Bidirektionalschalters von dem ersten Schaltertreiberanschluss; und Treiben eines zweiten Transistors des Bidirektionalschalters von dem zweiten Schaltertreiberanschluss. Bei manchen Ausführungsformen sind der erste Transistor und der zweite Transistor Galliumnitrid(GaN)-Transistoren. Anlegen des zweiten Einschaltsignals kann Aktivieren eines Pull-Up-Schalters, der zwischen dem zweiten Schaltertreiberanschluss und einem Quellenversorgungsknoten gekoppelt ist, beinhalten; und Anlegen des zweiten Ausschaltsignals beinhaltet Aktivieren eines Pull-Down-Schalters, der zwischen dem zweiten Schaltertreiberanschluss und einem Quellenreferenzknoten gekoppelt ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet das Verfahren ferner Verzögern des Aktivierens des Pull-Down-Schalters für eine erste Verzögerungszeit, um das zweite Ausschaltsignal mit dem ersten Ausschaltsignal zu synchronisieren. Anlegen des ersten Einschaltsignals kann Aktivieren eines Pull-Up-Schalters, der zwischen dem ersten Schaltertreiberanschluss und einem Zielversorgungsknoten gekoppelt ist, beinhalten; und Anlegen des ersten Ausschaltsignals kann Aktivieren eines Pull-Down-Schalters, der zwischen dem ersten Schaltertreiberanschluss und einem Zielreferenzknoten gekoppelt ist, beinhalten. Das Verfahren kann auch Folgendes beinhalten: Überwachen einer ersten Spannung zwischen dem ersten internen Knoten und dem Zielreferenzknoten; Bestimmen, wann die erste Spannung eine erste negative Schwelle überschreitet; und Anlegen des ersten Ausschaltsignals kann ferner Aktivieren des Pull-Down-Schalters, wenn die erste Spannung die erste negative Schwelle überschreitet, basierend auf dem Bestimmen beinhalten.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren ferner Folgendes: wiederholtes Durchführen einer Anlaufsequenz, wobei die Anlaufsequenz Versorgen des ersten induktiven Quellenelements in der zweiten Richtung für ein erstes Zeitintervall mit einer dritten Energie, während der Bidirektionalschalter ausgeschaltet ist, Übertragen der in dem ersten induktiven Quellenelement gespeicherten dritten Energie an das erste induktive Zielelement, während der Bidirektionalschalter ausgeschaltet ist, und Laden eines potentialfreien Kondensators unter Verwendung der übertragenen dritten Energie, wobei der der potentialfreie Kondensator zwischen einem zweiten Versorgungsknoten und einem zweiten Referenzknoten des Schaltertreibers gekoppelt ist, beinhaltet; und Abschließen der Anlaufsequenz, wenn eine Spannung über dem potentialfreien Kondensator einen ersten Pegel durchquert.
  • Ein anderer allgemeiner Aspekt beinhaltet einen Schaltkreis zum Treiben eines Bidirektionalschalters, der Folgendes beinhaltet: einen ersten Schaltertreiberschaltkreis mit einem ersten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines ersten Schalters des Bidirektionalschalters gekoppelt zu werden; einen zweiten Schaltertreiberschaltkreis mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines zweiten Schalters des Bidirektionalschalters gekoppelt zu werden; einen ersten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreis; ein erstes induktives Quellenelement mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Induktives-Element-Knoten des ersten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem zweiten Induktives-Element-Knoten des ersten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreises gekoppelt ist; ein erstes induktives Zielelement mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten internen Knoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, wobei das erste induktive Quellenelement magnetisch mit dem ersten induktiven Zielelement gekoppelt ist; und einen ersten potentialfreien Kondensator, der zwischen einem potentialfreien Referenzknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und einem potentialfreien Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Den Schaltkreis, der ferner Folgendes beinhaltet: einen zweiten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreis; ein zweites induktives Quellenelement mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Induktives-Element-Knoten des zweiten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem zweiten Induktives-Element-Knoten des zweiten Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreises gekoppelt ist; und ein zweites induktives Zielelement mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten internen Knoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, wobei das zweite induktive Quellenelement magnetisch mit dem zweiten induktiven Zielelement gekoppelt ist; und einen zweiten potentialfreien Kondensator, der zwischen einem potentialfreien Referenzknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises und einem potentialfreien Versorgungsknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist. Der Schaltkreis, wobei der erste Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreis zu Folgendem konfiguriert ist: Versorgen des ersten induktiven Quellenelements in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie, wobei die erste Energie über das erste induktive Zielelement an den ersten Schaltertreiberschaltkreis übertragen wird; und Versorgen des ersten induktiven Quellenelements in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, wobei die zweite Energie über das erste induktive Zielelement an den ersten Schaltertreiberschaltkreis übertragen wird. Bei manchen Ausführungsformen ist der erste Schaltertreiberschaltkreis zu Folgendem konfiguriert: Empfangen der ersten Energie über das erste induktive Zielelement; Verwenden der ersten Energie, um ein erstes Einschaltsignal an den ersten Schaltertreiberanschluss anzulegen; Empfangen der zweiten Energie über das erste induktive Zielelement; und Verwenden der zweiten Energie, um ein erstes Ausschaltsignal an den ersten Schaltertreiberanschluss anzulegen.
  • Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der erste Schaltertreiberschaltkreis Folgendes: einen vierten Pull-Up-Schalter, der zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen vierten Pull-Down-Schalter, der zwischen einem Referenzknoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; eine ersten Diode, die zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten internen Knoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist; und eine erste Diode, die zwischen dem ersten internen Knoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises und dem ersten internen Knoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist. Bei einer Ausführungsform weist ein erstes Einschaltsignal eine Polarität auf, die entgegengesetzt zu der des ersten Ausschaltsignals ist.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet der erste Schaltertreiberschaltkreis Folgendes: einen vierten Pull-Up-Schalter, der zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen vierten Pull-Down-Schalter, der zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberanschlusses und dem ersten internen Knoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises gekoppelt ist; und einen Referenzknoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises und den ersten Schaltertreiberanschluss. Der erste Induktives-Quellenelement-Ansteuerungsschaltkreis kann Folgendes beinhalten: einen ersten Pull-Up-Schalter, der zwischen einem ersten Leistungsversorgungsknoten und dem ersten Induktives-Element-Knoten gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Up-Schalter, der zwischen dem ersten Leistungsversorgungsknoten und dem zweiten Induktives-Element-Knoten gekoppelt ist; einen ersten Pull-Down-Schalter, der zwischen dem ersten Induktives-Element-Knoten und einem ersten Referenzknoten gekoppelt ist; und einen zweiten Pull-Down-Schalter, der zwischen dem zweiten Induktives-Element-Knoten und dem ersten Referenzknoten gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann auch Folgendes beinhalten: eine erste Sperrdiode, die mit dem ersten Pull-Down-Schalter in Reihe geschaltet ist; und eine zweite Sperrdiode, die mit dem ersten Pull-Up-Schalter in Reihe geschaltet ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der zweite Schaltertreiberschaltkreis Folgendes: einen dritten Pull-Up-Schalter, der zwischen einem ersten Leistungsversorgungsknoten und dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; und einen dritten Pull-Down-Schalter, der zwischen einem ersten Referenzversorgungsknoten und dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist. Der erste Schaltertreiberschaltkreis kann Folgendes beinhalten: einen vierten Pull-Up-Schalter, der zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen vierten Pull-Down-Schalter, der zwischen einem Referenzknoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; eine ersten Diode, die zwischen dem Versorgungsknoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten internen Knoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist; und eine erste Diode, die zwischen dem ersten internen Knoten des ersten Schalteransteuerungsschaltkreises und dem ersten internen Knoten des ersten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet der Schaltkreis ferner eine Steuerung, die zu Folgendem konfiguriert ist: Einschalten des vierten Pull-Up-Schalters, wenn eine Spannung des ersten internen Knotens eine erste Schwelle durchquert; und Ausschalten des vierten Pull-Up-Schalters, wenn der erste interne Knoten eine zweite Schwelle durchquert, wobei die erste Schwelle eine zu der zweiten Schwelle entgegengesetzte Polarität aufweist. Bei manchen Ausführungsformen beinhalten der erste Schalter und der zweite Schalter jeweils einen Galliumnitrid(GaN)-Bidirektionalschalter. Der Schaltkreis kann ferner ein weiteres induktives Zielelement mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten internen Knoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, beinhalten, wobei das erste induktive Quellenelement magnetisch mit dem weiteren induktiven Zielelement gekoppelt ist.
  • Der zweite Schaltertreiberschaltkreis kann Folgendes beinhalten: einen zweiten potentialfreien Kondensator, der zwischen einem Versorgungsknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises und einem Referenzknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist; einen fünften Pull-Up-Schalter, der zwischen dem Versorgungsknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises und dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen fünften Pull-Down-Schalter, der zwischen dem Referenzknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises und dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; und eine zweite Diode, die zwischen dem Referenzknoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises und dem ersten internen Knoten des zweiten Schaltertreiberschaltkreises gekoppelt ist.
  • Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner Folgendes: einen Stromsensor, der dazu konfiguriert ist, mit dem Bidirektionalschalter gekoppelt zu werden; eine Steuerung, die zu Folgendem konfiguriert ist: Einschalten des Bidirektionalschalters bei einer ersten Phase eines Schaltzyklus; Bestimmen eines ersten Zeitpunkts, wann ein Strom durch den Bidirektionalschalter die Polarität umkehrt; Erhöhen der ersten Phase, wenn der erste Zeitpunkt dem Einschalten des Bidirektionalschalters vorauseilt; und Verringern der ersten Phase, wenn der erste Zeitpunkt dem Einschalten des Bidirektionalschalters nacheilt. Der Schaltkreis kann auch eine Steuerung beinhalten, die zu Folgendem konfiguriert ist: Empfangen eines Einschaltbefehls; Versorgen des ersten induktiven Quellenelements beim Empfang des Einschaltbefehls in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; Empfangen eines Ausschaltbefehls; und Versorgen des ersten induktiven Quellenelements beim Empfang des Ausschaltbefehls in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie.
  • Ein weiterer Aspekt beinhaltet ein Schaltertreibersystem, das Folgendes beinhaltet: einen ersten integrierten Schaltkreis, der einen ersten Schaltertreiberanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines ersten Schalters eines Bidirektionalschalters und einem ersten Anschluss eines ersten induktiven Elements, das magnetisch mit einem zweiten induktiven Element gekoppelt ist, gekoppelt zu werden; einen ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des ersten induktiven Elements gekoppelt zu werden; einen potentialfreien Kondensator, der zwischen einem Referenzverbindungsanschluss und einem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten gekoppelt ist; einen ersten Schaltungsschaltkreis, der mit dem Referenzverbindungsanschluss, dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten, dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist; und eine erste Schaltersteuerung, die mit dem ersten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die erste Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert ist: Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss über den ersten Schaltungsschaltkreis beim Erfassen eines gekoppelten Signals einer ersten Polarität an dem ersten induktiven Element; Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss über den ersten Schaltungsschaltkreis beim Erfassen eines gekoppelten Signals einer zweiten Polarität an dem ersten induktiven Element.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Schaltertreibersystem, wobei die erste Schaltersteuerung ferner zum Auffüllen des potentialfreien Kondensators über den ersten Schaltungsschaltkreis beim Erfassen des gekoppelten Signals der ersten Polarität an dem ersten induktiven Element und wenn das erste Einschaltsignal angelegt wird konfiguriert ist. Schaltertreibersystem, wobei der erste integrierte Schaltkreis zum Verwenden der von dem zweiten induktiven Element an das erste induktive Element übertragenen Energie, um das erste Einschaltsignal anzulegen, konfiguriert ist. Bei einer Ausführungsform ist die erste Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert: Anlegen des ersten Einschaltsignals, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine erste Schwelle durchquert; und Entfernen des ersten Einschaltsignals, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine zweite Schwelle durchquert, wobei die zweite Schwelle eine entgegengesetzte Polarität zu der ersten Schwelle aufweist.
  • Das Schaltertreibersystem kann ferner Folgendes beinhaltet: einen zweiten integrierten Schaltkreis, der einen ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem ersten Anschluss des zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Schaltungsschaltkreis, der mit einem Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, einen Massereferenzanschluss, den ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss und den zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, und eine zweite Schaltersteuerung, die mit dem zweiten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die zweite Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert ist: Versorgen des zweiten induktiven Elements in einer ersten Richtung mit Energie beim Empfang eines Einschaltbefehls, und Versorgen des zweiten induktiven Elements in einer zweiten Richtung mit Energie beim Empfang eines Ausschaltbefehls. Bei einer Ausführungsform beinhaltet der zweite integrierte Schaltkreis ferner einen zweiten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines zweiten Schalters und einem ersten Anschluss eines zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden; und ist die zweite Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert: Anlegen eines zweiten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss beim Empfang des Einschaltbefehls, und Anlegen eines zweiten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss beim Empfang des Ausschaltbefehls.
  • Ein anderer allgemeiner Aspekt beinhaltet ein Verfahren zum Steuern eines Schaltertreibers, wobei das Verfahren Folgendes beinhaltet: Versorgen eines ersten induktiven Elements in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; Übertragen der ersten Energie von dem ersten induktiven Element an ein zweites induktives Element, wobei das zweite induktive Element zwischen einem zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem zweiten internen Knoten gekoppelt ist, und wobei das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt ist; Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen ersten Energie; Versorgen des ersten induktiven Elements in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, nachdem das erste Einschaltsignal an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde; Übertragen der zweiten Energie von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element; und Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Verfahren, wobei: das erste induktive Element zwischen einem ersten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers und einem ersten internen Knoten gekoppelt ist; und das Versorgen des ersten induktiven Elements in der ersten Richtung mit Energie Anlegen eines zweiten Ausschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss beinhaltet. Das Verfahren, das ferner Laden eines Kondensators unter Verwendung der übertragenen ersten Energie in dem zweiten induktiven Element beinhaltet, wobei der Kondensator zwischen einem zweiten Versorgungsknoten und einem zweiten Referenzknoten des Schaltertreibers gekoppelt ist. Das Verfahren kann auch Folgendes beinhalten: Überwachen einer ersten Spannung an dem zweiten internen Knoten; und Anlegen des ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss basierend darauf, dass die erste Spannung eine erste Schwelle durchquert.
  • Bei einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren ferner Überwachen der ersten Spannung über einer Erfassungsdiode oder einen Schalter. Das Verfahren kann auch Folgendes beinhalten: Treiben eines Gate-Knotens eines ersten Schalttransistors einer Halb-H-Brücke über den ersten Schaltertreiberanschluss; und Treiben eines Gate-Knotens eines zweiten Schalttransistors der Halb-H-Brücke über den zweiten Schaltertreiberanschluss. Anlegen des Ausschaltsignals kann Folgendes beinhalten: Laden des zweiten internen Knotens; Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten; und Vergleichen der überwachten Spannung mit einer zweiten Schwellenspannung. Bei einer Ausführungsform beinhaltet Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten Überwachen einer Spannung zwischen dem zweiten internen Knoten und einem potentialfreien Referenzanschluss. Das Verfahren kann ferner Folgendes beinhalten: Versorgen des zweiten induktiven Elements mit einer vierten Energie; und Übertragen der vierten Energie von dem zweiten induktiven Element an das erste induktive Element.
  • Ein weiterer allgemeiner Aspekt beinhaltet einen Schaltkreis, der Folgendes beinhaltet: einen ersten Schaltungsschaltkreis mit einem ersten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines ersten Schalttransistors gekoppelt zu werden; ein erstes induktives Element; einen zweiten Schaltungsschaltkreis mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem Gate-Knoten eines zweiten Schalttransistors gekoppelt zu werden; ein zweites induktives Element mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, wobei das zweite induktive Element magnetisch mit dem ersten induktiven Element gekoppelt ist; und einen zweiten Schaltransistor mit einem Gate-Anschluss, der dazu konfiguriert ist, mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt zu werden.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Den Schaltkreis, der ferner einen Kondensator mit einem ersten Anschluss, der mit einem dritten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem vierten internen Knoten des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist, beinhaltet. Der Schaltkreis kann ferner einen Steuerschaltkreis beinhalten, der mit dem ersten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei der Steuerschaltkreis zu Folgendem konfiguriert ist: Versorgen des ersten induktiven Elements über den ersten Schaltungsschaltkreis in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; und Versorgen des ersten induktiven Elements über den ersten Schaltungsschaltkreis in einer zweiten Richtung mit einer zweiten Energie, wobei ein erster Anschluss des ersten induktiven Elements mit einem ersten internen Knoten des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss des ersten induktiven Elements mit einem ersten Schaltertreiberanschluss des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist.
  • Der erste Schaltungsschaltkreis kann Folgendes beinhalten: einen ersten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen ersten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss des ersten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Referenzanschluss gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner Folgendes: eine erste Sperrdiode, die mit dem zweiten Pull-Down-Schalter in Reihe geschaltet ist; und eine zweite Sperrdiode, die mit dem zweiten Pull-Up-Schalter in Reihe geschaltet ist.
  • Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet der zweite Schaltungsschaltkreis ferner Folgendes: einen dritten Pull-Up-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Anschluss eines Bootstrap-Kondensators gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen dritten Pull-Down-Schalter mit einem ersten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss des zweiten Schaltungsschaltkreises gekoppelt ist; eine dritte Sperrdiode, die zwischen dem ersten Anschluss des Bootstrap-Kondensators und einem dritten internen Knoten gekoppelt ist; eine Erfassungsdiode mit einer Anode, die zwischen dem zweiten internen Knoten und einem vierten internen Knoten gekoppelt ist; und einen Referenzschalter mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten Anschluss des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Bootstrap-Kondensators gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen wird der dritte Pull-Up-Schalter eingeschaltet, wenn der zweite interne Knoten eine erste Schwelle durchquert; und wird der dritte Pull-Down-Schalter ausgeschaltet, wenn der zweite interne Knoten eine zweite Schwelle durchquert, wobei die erste Schwelle von der entgegengesetzten Polarität wie die zweite Schwelle ist.
  • Der zweite Schaltungsschaltkreis kann ferner Folgendes beinhalten: eine erste Zener-Diode mit einer Anode, die mit der Anode der dritten Sperrdiode gekoppelt ist, und einer Kathode, die mit dem zweiten internen Knoten gekoppelt ist; und eine zweite Zener-Diode, die über den Bootstrap-Kondensator gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen sind der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor in Reihe geschaltet, um eine Halb-H-Brücke zu bilden. Ferner kann der Schaltkreis weiter eine Bootstrap-Diode beinhalten, die zwischen einem Versorgungsknoten des ersten Schaltungsschaltkreises und einem Bootstrap-Kondensator, der über den zweiten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, gekoppelt ist.
  • Ein anderer allgemeiner Aspekt beinhaltet ein Schaltertreibersystem, das Folgendes beinhaltet: einen ersten integrierten Schaltkreis, der einen ersten Schaltertreiberanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines ersten Schalters und einem ersten Anschluss eines ersten induktiven Elements, das magnetisch mit einem zweiten induktiven Element gekoppelt ist, gekoppelt zu werden; einen ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des ersten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen Kondensator, der zwischen einem Referenzverbindungsanschluss und einem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten gekoppelt ist, einen ersten Schaltungsschaltkreis, der mit dem Referenzverbindungsanschluss, dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten, dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, und eine erste Schaltersteuerung, die mit dem ersten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die erste Schaltersteuerung dazu konfiguriert ist, den ersten Schaltungsschaltkreis basierend auf einer Erfassung eines Signals, das von dem ersten induktiven Element eingekoppelt wird, zu aktivieren.
  • Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Das Schaltertreibersystem, das ferner Folgendes beinhaltet: einen zweiten integrierten Schaltkreis, der einen zweiten Schaltertreiberanschluss beinhaltet, der dazu konfiguriert ist, mit einem Steueranschluss eines zweiten Schalters und einem ersten Anschluss eines zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des zweiten induktiven Elements gekoppelt zu werden, einen zweiten Schaltungsschaltkreis, der mit dem Leistungsversorgungsanschluss, einem Massereferenzanschluss, dem zweiten Schaltertreiberanschluss und dem zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, und eine zweite Steuerung, die mit dem zweiten Schaltungsschaltkreis gekoppelt ist, wobei die zweite Schaltersteuerung dazu konfiguriert ist, das zweite induktive Element in einer ersten Richtung mit Energie zu versorgen und das zweite induktive Element in einer zweiten Richtung mit Energie zu versorgen. Bei manchen Ausführungsformen wird von dem ersten induktiven Element an das zweite induktive Element übertragene Energie von dem zweiten Schalteransteuerungsschaltkreis verwendet, um den Kondensator zu laden.
  • Das Schaltertreibersystem kann Folgendes beinhaltet: einen ersten Transistor, der zwischen dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und einen zweiten Transistor, der zwischen dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet das Schaltertreibersystem ferner Folgendes: eine erste Diode, die zwischen dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss und dem Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und eine zweite Diode, die zwischen dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist. Bei manchen Ausführungsformen ist die erste Schaltersteuerung zu Folgendem konfiguriert: Einschalten des ersten Transistors und Ausschalten des zweiten Transistors, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine erste Schwelle durchquert; und Einschalten des zweiten Transistors und Ausschalten des ersten Transistors, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine zweite Schwelle durchquert.
  • Ein Vorteil von manchen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beinhaltet die Fähigkeit, Energie unter Verwendung eines induktiven-Low-Side-Elements und eines induktiven High-Side-Elements, die magnetisch gekoppelt sind, von einem Low-Side-Treiber zu einem High-Side-Treiber zu übertragen. Eine Hochspannungs-Bootstrap-Diode, die zwischen dem Low-Side-Gate-Treiber und dem High-Side-Gate-Treiber verwendet wird, kann durch das Übertragen von Energie über magnetisch gekoppelte induktive Elemente beseitigt werden. Die übertragene Energie kann auch verwendet werden, um einen Bootstrap-Kondensator in dem High-Side-Gate-Treiber zu laden und eine Effizienz des Schaltertreibers zu erhöhen. Ein anderer Vorteil der vorliegenden Ausführungsform besteht in der Fähigkeit, den High-Side-Gate-Treiber von dem Low-Side-Gate-Treiber zu steuern.
  • Ein weiterer Vorteil mancher Ausführungsformen beinhaltet Treiben einer Halb-H-Brücke, die durch einen GaN-Schalter implementiert ist, und Wiederauffüllen des potentialfreien Kondensators während der Zeit, wenn der High-Side-Schalter eingeschaltet verbleibt. Ein weiterer Vorteil beinhaltet eine Fähigkeit, zwischen dem induktiven Low-Side-Element und dem induktiven High-Side-Element hin und her zu übertragen. Dementsprechend kann eine Effizienz des Schaltertreibers durch Verwenden einer Energie von der Gate-Ladung erhöht werden.
  • Ein anderer Vorteil der vorliegenden Ausführungsform beinhaltet Reduzieren von Leistungsverlusten in dem Gate-Treiberschaltkreis durch Übertragen von Energie von dem induktiven Low-Side-Element an das induktive-High-Side-Element und Wiederaufladen des potentialfreien Kondensators unter Verwendung der übertragenen Energie. Die High-Side-Gate-Treiber-Schaltersteuersignale werden basierend auf den Aktionen der Low-Side-Steuersignale und auch durch Überwachen eines internen Knotens in dem High-Side-Gate-Treiber erzeugt. Dementsprechend sind getrennte Steuersignale für den High-Side-Gate-Treiber nicht notwendig, um den High-Side-Gate-Treiber anzusteuern. Die High-Side-Steuersignale werden durch den High-Side-Gate-Treiber erzeugt. Ein High-Side-Steuerschaltkreis kann von dem potentialfreien Kondensator mit Leistung versorgt werden. Ein anderer Vorteil der vorliegenden Ausführungsform ist die Fähigkeit, den Bedarf für die Verwendung eines Pegelumsetzerschaltkreises zu beseitigen und die Verwendung von Hochspannungstransistoren zum Implementieren von Pegelumsetzerschaltkreisen zu vermeiden. Ein noch anderer Vorteil der vorliegenden Ausführungsform ist die Fähigkeit, eine Totzeit durch Anpassen von Steuersignalen und Addieren einer geeigneten Verzögerung zwischen dem Ausschalten eines Low-Side-Schalters und dem Einschalten eines High-Side-Schalters oder umgekehrt zu steuern.
  • Obwohl diese Erfindung mit Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben wurde, soll diese Beschreibung nicht in einem beschränkenden Sinn ausgelegt werden.
  • Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen, wie auch anderer Ausführungsformen der Erfindung, werden sich für einen Fachmann unter Bezugnahme auf die Beschreibung ergeben. Es ist daher vorgesehen, dass die angehängten Ansprüche jegliche derartigen Modifikationen oder Ausführungsformen umfassen.

Claims (23)

  1. Verfahren zum Steuern eines Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100), wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Versorgen eines ersten induktiven Elements (192, 236) in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; Übertragen der ersten Energie von dem ersten induktiven Element (192, 236) an ein zweites induktives Element (194), wobei das zweite induktive Element zwischen einen zweiten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) und einem zweiten internen Knoten (195) gekoppelt ist, und wobei das zweite induktive Element (194) magnetisch mit dem ersten induktiven Element (192, 236) gekoppelt ist; Anlegen eines ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen ersten Energie; Versorgen des ersten induktiven Elements (192, 236) in einer zweiten Richtung, die entgegengesetzt zu der ersten Richtung ist, mit einer zweiten Energie, nachdem das erste Einschaltsignal an den zweiten Schaltertreiberanschluss angelegt wurde; Übertragen der zweiten Energie von dem ersten induktiven Element (192, 236) an das zweite induktive Element (194); und Anlegen eines ersten Ausschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss unter Verwendung der übertragenen zweiten Energie.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei: das erste induktive Element (192, 236) zwischen einen ersten Schaltertreiberanschluss des Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) und einen ersten internen Knoten gekoppelt ist; und das Versorgen des ersten induktiven Elements (192, 236) in der ersten Richtung mit Energie ein Anlegen eines zweiten Ausschaltsignals an den ersten Schaltertreiberanschluss umfasst.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, das ferner ein Laden eines Kondensators (134) unter Verwendung der übertragenen ersten Energie in dem zweiten induktiven Element (194) umfasst, wobei der Kondensator (134) zwischen einen zweiten Versorgungsknoten und einen zweiten Referenzknoten des Schaltertreibers (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) gekoppelt ist.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-3, das ferner Folgendes umfasst: Überwachen einer ersten Spannung an dem zweiten internen Knoten (195); und Anlegen des ersten Einschaltsignals an den zweiten Schaltertreiberanschluss basierend darauf, dass die erste Spannung eine erste Schwelle durchquert.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Überwachen der ersten Spannung ein Überwachen der ersten Spannung über einer Erfassungsdiode oder einem Schalter umfasst.
  6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-5, das ferner Folgendes umfasst: Treiben eines Gate-Knotens eines ersten Schalttransistors (180, 904; 1880, 1906) einer Halb-H-Brücke über den ersten Schaltertreiberanschluss; und Treiben eines Gate-Knotens eines zweiten Schalttransistors (170, 902; 1870, 1904) der Halb-H-Brücke über den zweiten Schaltertreiberanschluss.
  7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-6, wobei das Anlegen des Ausschaltsignals Folgendes umfasst: Laden des zweiten internen Knotens (195); Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten (195); und Vergleichen der überwachten Spannung mit einer zweiten Schwellenspannung.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Überwachen der Spannung an dem zweiten internen Knoten (195) ein Überwachen einer Spannung zwischen dem zweiten internen Knoten (195) und einem potentialfreien Referenzanschluss umfasst.
  9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1-8, das ferner Folgendes umfasst: Versorgen des zweiten induktiven Elements (194) mit einer vierten Energie; und Übertragen der vierten Energie von dem zweiten induktiven Element (194) an das erste induktive Element (192, 236).
  10. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100), die Folgendes umfasst: eine erste Schaltschaltung (120) mit einem ersten Schaltertreiberanschluss, der eingerichtet ist, mit einem Gate-Knoten eines ersten Schalttransistors (180, 904; 1880, 1906) gekoppelt zu werden; ein erstes induktives Element (192, 236); eine zweite Schaltschaltung (110) mit einem zweiten Schaltertreiberanschluss, der eingerichtet ist, mit einem Gate-Knoten eines zweiten Schalttransistors (170, 902; 1870, 1904) gekoppelt zu werden; ein zweites induktives Element (194) mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten internen Knoten (195) der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist, wobei das zweite induktive Element (194) magnetisch mit dem ersten induktiven Element (192, 236) gekoppelt ist; und den zweiten Schalttransistor (170, 902; 1870, 1904) mit einem Gate-Anschluss, der eingerichtet ist, mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss der zweiten Schaltschaltung gekoppelt zu werden, wobei die zweite Schaltschaltung (110) ferner Folgendes umfasst: einen dritten Pull-Up-Schalter (114) mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Anschluss eines Bootstrap-Kondensators (134) gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen dritten Pull-Down-Schalter (118) mit einem ersten Anschluss, der mit dem zweiten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist; eine dritte Sperrdiode, die zwischen dem ersten Anschluss des Bootstrap-Kondensators (134) und einem dritten internen Knoten gekoppelt ist; eine Erfassungsdiode (132) mit einer Anode, die zwischen dem zweiten internen Knoten (195) und einem vierten internen Knoten gekoppelt ist; und einen Referenzschalter (160) mit einem ersten Anschluss, der mit einem zweiten Anschluss des zweiten Schalttransistors (170, 902; 1870, 1904) gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem zweiten Anschluss des Bootstrap-Kondensators (134) gekoppelt ist.
  11. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 10, die ferner einen Kondensator (134) mit einem ersten Anschluss, der mit einem dritten internen Knoten der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem vierten internen Knoten der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist, umfasst.
  12. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach einem der Ansprüche 10 oder 11, der ferner eine Steuerschaltung umfasst, die mit der ersten Schaltschaltung gekoppelt ist, wobei die Steuerschaltung zu Folgendem eingerichtet ist: Versorgen des ersten induktiven Elements (192, 236) über die erste Schaltschaltung (120) in einer ersten Richtung mit einer ersten Energie; und Versorgen des ersten induktiven Elements (192, 236) über die erste Schaltschaltung (120) in einer zweiten Richtung mit einer zweiten Energie, wobei ein erster Anschluss des ersten induktiven Elements (192, 236) mit einem ersten internen Knoten der ersten Schaltschaltung gekoppelt ist und ein zweiter Anschluss des ersten induktiven Elements (192, 236) mit dem ersten Schaltertreiberanschluss der ersten Schaltschaltung gekoppelt ist.
  13. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 12, wobei die erste Schaltschaltung (120) Folgendes umfasst: einen ersten Pull-Up-Schalter (124) mit einem ersten Anschluss, der mit einem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist; einen ersten Pull-Down-Schalter (126) mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit einem Referenzanschluss der ersten Schaltschaltung gekoppelt ist; einen zweiten Pull-Up-Schalter (122) mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten Leistungsversorgungsanschluss gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist; und einen zweiten Pull-Down-Schalter (128) mit einem ersten Anschluss, der mit dem ersten internen Knoten gekoppelt ist, und einem zweiten Anschluss, der mit dem Referenzanschluss gekoppelt ist.
  14. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 13, der ferner Folgendes umfasst: eine erste Sperrdiode (138), die mit dem zweiten Pull-Down-Schalter in Reihe geschaltet ist; und eine zweite Sperrdiode (136), die mit dem zweiten Pull-Up-Schalter in Reihe geschaltet ist.
  15. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach einem der Ansprüche 1-14, wobei: der dritte Pull-Up-Schalter eingeschaltet wird, wenn Spannung oder Strom an dem zweiten internen Knoten (195) eine erste Schwelle durchquert; und der dritte Pull-Down-Schalter ausgeschaltet wird, wenn die Spannung oder der Strom an dem zweiten internen Knoten (195) eine zweite Schwelle durchquert, wobei die erste Schwelle von der entgegengesetzten Polarität wie die zweite Schwelle ist.
  16. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach einem der Ansprüche 10-15, wobei die zweite Schaltschaltung (110) ferner Folgendes umfasst: eine erste Zener-Diode (116) mit einer Anode, die mit der Anode der dritten Sperrdiode gekoppelt ist, und einer Kathode, die mit dem zweiten internen Knoten (195) gekoppelt ist; und eine zweite Zener-Diode (142), die über den Bootstrap-Kondensator gekoppelt ist.
  17. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach einem der Ansprüche 10-16, die ferner den ersten Schalttransistor (180, 904; 1880, 1906) umfasst.
  18. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 17, wobei der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor in Reihe geschaltet sind, um eine Halb-H-Brücke zu bilden.
  19. Schaltung (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach einem der Ansprüche 10-18, die ferner eine Bootstrap-Diode umfasst, die zwischen einen Versorgungsknoten der ersten Schaltschaltung und einen Bootstrap-Kondensator, der über die zweite Schaltschaltung (110) gekoppelt ist, gekoppelt ist.
  20. Schaltertreibersystem (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100), das Folgendes umfasst: einen ersten integrierten Schaltkreis, der Folgendes umfasst: einen ersten Schaltertreiberanschluss, der eingerichtet ist, mit einem Steueranschluss eines ersten Schalters und einem ersten Anschluss eines ersten induktiven Elements, das magnetisch mit einem zweiten induktiven Element (194) gekoppelt ist, gekoppelt zu werden; einen ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der eingerichtet ist, mit einem zweiten Anschluss des ersten induktiven Elements (192, 236) gekoppelt zu werden, einen Kondensator (134), der zwischen einem Referenzverbindungsanschluss und einem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten gekoppelt ist, eine erste Schaltschaltung (120), die mit dem Referenzverbindungsanschluss, dem potentialfreien Leistungsversorgungsknoten, dem ersten Schaltertreiberanschluss und dem ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, eine erste Schaltersteuerung (130; 2621; 2811), die mit der ersten Schaltschaltung gekoppelt ist, wobei die erste Schaltersteuerung (130; 2621; 2811) eingerichtet ist, die erste Schaltschaltung (120) basierend auf einer Erfassung eines Signals, das von dem ersten induktiven Element (192, 236) eingekoppelt wird, zu aktivieren, und einen zweiten integrierten Schaltkreis, der Folgendes umfasst: einen zweiten Schaltertreiberanschluss, der eingerichtet ist, mit einem Steueranschluss eines zweiten Schalters und einem ersten Anschluss eines zweiten induktiven Elements (194) gekoppelt zu werden, einen zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss, der dazu konfiguriert ist, mit einem zweiten Anschluss des zweiten induktiven Elements (194) gekoppelt zu werden, eine zweite Schaltschaltung (110), die mit dem Leistungsversorgungsanschluss, einem Massereferenzanschluss, dem zweiten Schaltertreiberanschluss und dem zweiten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist, und eine zweite Schaltersteuerung (140; 2611; 2821), die mit der zweiten Schaltschaltung gekoppelt ist, wobei die zweite Schaltersteuerung (140; 2611; 2821) eingerichtet ist, das zweite induktive Element (194) in einer ersten Richtung mit Energie zu versorgen und das zweite induktive Element (194) in einer zweiten Richtung mit Energie zu versorgen, wobei von dem ersten induktiven Element (192, 236) an das zweite induktive Element (194) übertragene Energie von der zweiten Schaltschaltung verwendet wird, um den Kondensator (134) zu laden.
  21. Schaltertreibersystem (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 20, wobei die erste Schaltschaltung (120) Folgendes umfasst: einen ersten Transistor, der zwischen den ersten Schaltertreiberanschluss und den Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und einen zweiten Transistor, der zwischen den potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und den ersten Schaltertreiberanschluss gekoppelt ist.
  22. Schaltertreibersystem (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 21, das ferner Folgendes umfasst: eine erste Diode, die zwischen den ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss und den Referenzverbindungsanschluss gekoppelt ist; und eine zweite Diode, die zwischen den potentialfreien Leistungsversorgungsknoten und den ersten Induktives-Element-Verbindungsanschluss gekoppelt ist.
  23. Schaltertreibersystem (100; 600; 700; 800; 900; 1000; 1800; 2000; 2600; 2800; 3000; 3100) nach Anspruch 22, wobei die erste Schaltersteuerung (130; 2621; 2811) zu Folgendem eingerichtet ist: Einschalten des ersten Schalters und Ausschalten des zweiten Schalters, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine erste Schwelle durchquert; und Einschalten des zweiten Schalters und Ausschalten des ersten Schalters, wenn eine Spannung des ersten Induktives-Element-Verbindungsanschlusses eine zweite Schwelle durchquert.
DE102017115235.0A 2016-07-08 2017-07-07 Halbbrückengekoppelte Resonanz-Gate-Treiber Active DE102017115235B4 (de)

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US15/432,743 2017-02-14
US15/432,743 US10256812B2 (en) 2016-07-08 2017-02-14 Half bridge coupled resonant gate drivers

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