DE4334128C2 - Resonanz-Wechselrichter - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Resonanz-Wechselrichter mit den Merkmalen des Oberbegriffs von Patentanspruch 1.

Ein derartiger Wechseltrichter ist in der DE 42 08 911 A1 beschrieben. Dabei weist, wie in Fig. 1 der hier beigefügten Zeichnung dargestellt ist, der Wechselrichter eine Gleichspannungsquelle 10′, einen FET 31′ und einen Transformator 20′ mit einer Primärwicklung 21′, einer Sekundärwicklung 22′ und einer Rückkopplungswicklung 23′ auf. Die Primärwicklung 21′ bildet einen parallelen LC Resonanzkreis mit einem Kondensator 25′. Der FET 31′ ist in Reihe mit dem LC-Resonanzkreis über die Gleichspannungsquelle 10 verbunden und wird zum Ein- und Ausschalten betrieben, so daß der LC-Resonanzkreis über der Primärwicklung 21′ eine Wechselspannung erzeugt, die wiederum eine entsprechende Ausgangsspannung zum Treiben einer Last 27′ erzeugt. Gleichzeitig wird eine Rückkopplungsspannung an der Rückkopplungswicklung 21′ induziert.

Die Spannungsversorgung weist einen Starterkreis auf, der aus einem Widerstand 11′ und einer Vorspannungs-Kondensator 12′, die in Reihe über der Gleich­ spannungsquelle 10′ verbunden ist, auf. Der Vorspannungs-Kondensator 12′ ist in Reihe mit der Rückkopplungswicklung 23′ über einen Source-Gate-Weg des FET 31′ zur Erzeugung einer Offset-Spannung, die zu der Rückkopplungsspannung an der Rückkopplungswicklung 23′ additiv ist, um eine Vorspannung VG zu erzeugen, die auf ein Gatter des FET 31′ zur selbsterregenden Schwingung aufgebracht ist, verbunden. Die Spannungsquelle weist weiter einen Vorspannungs-Stabilisierungskreis auf, der eine geeignete Vorspannung bestimmt, die dem FET 31′ bei dem Beginn der Erregung der Spannungsquelle zugeführt wird, um eine nachfolgende stabile Schwingung sicherzu­ stellen. Der Vorspannungs-Stabilisierungskreis weist ei­ nen Widerstand 41′ und eine Bypass-Diode 42′ auf, die in Reihe mit dem FET 31′ über den Vorspannungs-Kondensator 12′ verbunden sind, so daß während der Einschaltzeit des FET 31′ der Vorspannungs-Kondensator 12′ über den Vorspannungs-Stabilisierungskreis bestehend aus dem Wi­ derstand 41′ und der Diode 42′, und durch den FET 31′ entla­ den wird, um die Offset-Spannung des Vorspannungs- Kondensators 12′ abzusenken. Bei Beginn der Span­ nungsversorgung wird die Gleichspannungsquelle 10′ ver­ bunden, um das Laden des Vorspannungs-Kondensators 12′ durch den Widerstand 11′ zu starten. Wenn der Vorspannungs-Kondensator 12′ so weit geladen ist, daß er eine Schwellwertspannung VTH des FET 31′ übersteigt, wird der FET 31′ leitend, so daß ein Strom durch die Primärwicklung 21′ mit einer begleitenden Zunahme der Drain-Spannung VD des FET 31′ fließt. Wenn die Drain- Spannung VD kleiner wird als die Spannung des Kondensa­ tors 12′, ist der Vorspannung-Stabilisierungskreis nach­ folgend in Betrieb, um den Kondensator 12′ über den Wi­ derstand 41′ und die Diode 42′ und durch den FET 31′ zu entladen, wodurch die Vorspannung unterhalb der Schwel­ lenspannung VTH abgesenkt wird, um den FET 31′ auszu­ schalten. Sodann antworten der L-C-Resonanzkreis mit ei­ nem Beginn der Erzeugung der Wechselspannung, während die entsprechende Rückkopplungsspannung induziert wird. Wenn die der Spannung des Kondensators 12′ aufaddierte Rückkopplungsspannung auf einen solchen Wert zunimmt, daß die sich ergebende Vorspannung VG die Schwellenspan­ nung VTH übersteigt, wird der FET 31′ wieder leitfähig, so daß der Strom durch den L-C-Kreis und durch den FET 31′ fließt. Sodann wirkt der Spannungs- Stabilisierungskreis zur Absenkung der Vorspannung, bis der FET 31′ ausgeschaltet wird. Auf diese Weise wird die Einschaltdauer des FET 31′ mit einer entsprechenden Absenkung der Spannung des Kondensators 12′ graduell verringert, bis eine stabile Schwingung erreicht wird, während der der FET 31′ nur für eine begrenzte Einschaltdauer leit­ fähig gemacht wird. D. h., die Vorspannung justiert sich durch Änderung der Offset-Spannung des Kondensators 12′ selbst, um wirksamer eine stabile Schwingung sicherzustellen.

Der bekannte Wechselrichter hat sich jedoch noch bezüglich der Minimierung der Schaltverluste aufgrund bestimmter Phänomene, als nicht zufriedens­ tellend erwiesen. Bei der selbsterregenden Schwingung unter Verwendung der sinusförmigen Rückkopplungsspannung geschieht es, wie in Fig. 2 gezeigt, daß die Vorspan­ nung VG zunehmen wird, um die Schwellenspannung VTH kurz unterhalb der Oszillationsspannung ansteigt, d. h. die Drain-Spannung VD des FET 31′ wird auf Null reduziert. Infolgedessen wird ein Strom ID verursacht, der durch den FET 31′ innerhalb eines Zeitintervalls T1 fließt, bevor die Oszillationsspannung auf Null abgesenkt wird. Dies führt zu einem Schaltverlust und damit zu einer Verringerung der Effizienz der Schaltung. Weiter ge­ schieht es, daß in einem Zeitintervall T2, in der die Vorspannung die Schwellenspannung VTH übersteigt, der Strom ID dazu veranlaßt wird, durch den FET 31′ zu fließen, während die Oszillationsspannung über Null an­ steigt, was auch zu den Schaltverlusten beiträgt. Die vorbekannte Spannungsversorgung hat, mit anderen Worten, den Nachteil, daß das Schalten des FET so nahe wie mög­ lich an der Null-Spannung der Oszillationsspannung nicht bewirkt wird und leidet an nicht unerheblichen Schalt­ verlusten und einem verringerten Wirkungsgrad.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, einen mit verbessertem Wirkungsgrad arbeitenden Resonanz-Wechselrichter zur Verfügung zu stellen.

Diese Aufgabe wird durch einen Resonanz-Wechselrichter nach Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.

Da die Impuls­ breite, die die Einschaltdauer des Schalttransistors be­ stimmt, geeignet unter Berücksichtigung der Resonanzcha­ rakteristik gewählt werden kann, um zu einem Zeitpunkt beendet zu werden, bevor die Wechselspannung erheblich über Null hinaus ansteigt, ist es möglich, die Span­ nungsverluste an dem Ende der Einschaltdauer zu reduzieren.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Im­ pulsspannung von dem Impulsgenerator auf die Vorspannung derart aufgeprägt, daß der Schalttransi­ stor nur für die Einschaltdauer, die durch die Im­ pulsbreite bestimmt wird, leitend ist.

Der Pegeldetektor (nachstehend Nullspannungs-Detektor genannt) ist dazu ausgebildet, das Nullspan­ nungs-Signal auszugeben, wenn die Wechselspannung wenigstens Null ist oder dann, wenn die Materialamplitude der Wech­ selspannung negativ ist.

Die Spannungsversorgung weist vorzugsweise einen Ein­ gangsspannungsüberwacher auf, der ein Begrenzungssignal ausgibt, wenn die Spannung der Gleichspannungsquelle größer als ein vorgegebener Span­ nungspegel ist. Das Begrenzungssignal wird dem Impulsge­ nerator mit einem Impulsbreite-Controller zugeführt, der die Impulsbreite und damit die Einschaltdauer des Schalt­ transistors in Antwort auf das Begrenzungssignal ver­ ringert, wodurch die Wechselspannung auf einen gewünsch­ ten Pegel reduziert wird und damit eine konstante Aus­ gangsspannung unabhängig von der Zunahme der Eingangs­ gleichspannung geschaffen wird. Die Spannungsversorgung kann auch einen Ausgangsspannungsüberwacher aufweisen, der ein Begrenzungssignal ausgibt, wenn eine Ausgangsgleich­ spannung von der Sekundärwicklung größer wird als ein vorgegebener Spannungspegel. Das Begrenzungssignal wird zu einem Impulsgenerator mit einem Impulsbreite-Con­ troller zugeführt, der die Impulsbreite und damit die Einschaltdauer des Schalttransistors in Antwort auf das Be­ grenzungssignal reduziert, wodurch die Begrenzungsspan­ nung auf einen gewünschten Wert begrenzt wird und damit eine konstante Ausgangsspannung unabhängig von möglichen Änderungen der Lastbedingungen geschaffen wird. Dieser Begrenzungsvorgang wird während des Betriebs der Span­ nungsversorgung ermöglicht, um so eine Einschaltzeitsteuerung zum Schaffen einer konstanten Ausgangsspannung unabhän­ gig von Änderungen der Eingangs- und Ausgangsspannung zu bewirken.

In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist ein Teil wie eine Diode oder ein Widerstand zwischen dem Schalt­ transistor und Masse eingesetzt, um einen entsprechenden Spannungsabfall über dem Teil zu bewirken, wenn der Schalttransistor leitfähig ist, damit ein Strom durch das Teil fließt. Das sich ergebende Potential bewirkt eine Zunahme einer Schwellenspannung des Schalttransi­ stors bezüglich Masse. Ein Bypass-Schalter ist parallel zu dem Teil geschaltet, um den Anstieg der Schwel­ lenspannung bezüglich Masse zu verhindern, wenn es zum Überbrücken des Elements geschlossen ist. Der Bypass- Schalter wird durch den Impulsgenerator betätigt, um ge­ schlossen zu sein, wenn der Impulsgenerator die Impulse einer vorgegebenen Impulsbreite erzeugt, wenn er­ kannt wird, daß die Wechselspannung sich auf wenigstens null Volt abgesenkt hat. Bei dieser Anordnung wirkt das Teil dann, wenn die Rückkopplungsspannung ansteigt, um den Schalttransistor einzuschalten, während die Wech­ selspannung noch positiv ist, derart, daß die Schwellen­ spannung des Schalttransistors sofort bezüglich der Mas­ se ansteigt, so daß der Schalttransistor ausschaltet, wodurch ein unerwünschter Strom vermieden wird, wenn die Wechselspannung noch positiv ist. Die Schwellenspannung wird wieder auf den Normalwert zurückgeführt oder abge­ senkt, wenn der Bypass-Schalter darauf ansprechend, daß die Wechselspannung als geringer als Null erkannt wird, geschlossen wird, wodurch der Schalttransistor einen Stromfluß nur unmittelbar nachdem die Wechselspannung auf Null abgesenkt ist, erlaubt. Infolgedessen ist es mit dieser Schaltungsanordnung auch möglich, einen Schaltverlust auf ein Minimum zu reduzieren.

Vorzugsweise ist ein Widerstand in Reihe mit dem Teil über der Gleichspannungsquelle verbunden, um den Spannungsabfall über dem Teil konstant zu halten, wodurch ein Anstieg der Schwellenspannung auf einen höheren konstan­ ten Pegel als die Vorspannung ermöglicht wird, wenn der Bypass-Schalter nicht durch den Impulsgenerator ge­ schlossen ist. Die Schwellenspannung kann so nur dann abgesenkt und durch die Bypass-Spannung vorbeigeführt werden, wenn die Wechselspannung als von positiv nach Null oder negativ wechselnd erkannt wird, so daß das Schalt­ element nur nachdem die Wechselspannung auf Null oder zu der negativen Spitze abgesenkt leitfähig gemacht wird.

In einem weiter bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das zwischen dem Schalttransistor und Masse eingesetzte Teil in Form einer Reihenschaltung bestehend aus einem ersten und einem zweiten Widerstand gebildet. Ein bipo­ larer Transistor ist parallel zu der Reihenschaltung des Schalttransistors und dem ersten und dem zweiten Wi­ derstand geschaltet und weiter parallel zu der Reihen­ kombination aus dem Vorspannungskondensator und der Rückkopplungswicklung. Der zweite Widerstand ist über den Basis/Emitter-Weg des bipolaren Transistors derart geschaltet, daß dann, wenn durch den Schalttransistor ein Strom fließt, der einen vorgegeben Pegel überschrei­ tet, um eine entsprechende Spannung über dem zweiten Transistor zu erzeugen, der bipolare Transistor damit antwortet, den Schalttransistor auszuschalten. Mit die­ ser Anordnung ist es möglich, den Stromfluß durch den Schalttransistor bei Beginn der Spannungsversorgung durch Verkürzen der Einschaltdauer des Schalttransistors zu reduzieren, wodurch die Energie, die dem LC- Resonanzkreis zugeführt wird, auf einen gewünschten Wert begrenzt wird und damit eine unerwünscht hohe Rückwirk- Spannung verhindert wird, die sich ansonsten bei dem nachfol­ genden Ausschalten des Schalttransistors entwickeln würde.

Die Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen.

Dabei zeigt bzw. zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines vorbekannten Wechselrichters;

Fig. 2 eine Welllenform-Darstellung die die Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 dar­ stellt,

Fig. 3 ein Schaltbild eines Resonanz- Wechselrichters nach einem ersten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 4 ein Schaltbild eines Impulsgenerators und eines Nullspannungs-Detektors, die in der Schaltung von Fig. 3 verwendet werden;

Fig. 5 eine Darstellung der Wellenformen, die die Arbeitsweise des Impulsgenerators verdeutlicht,

Fig. 6 eine Darstellung der Wellenformen, die die Arbeitsweise des in Fig. 3 gezeigten Wechselrichters verdeutlicht,

Fig. 7 eine vergrößerte, Fig. 6 entsprechende Darstellung der Wellenformen,

Fig. 8 ein Schaltbild eines Resonanz-Wechselrichters nach einem zweiten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 9 ein Schaltbild eines Impulsgenerators und eines Negativspitzen-Spannungsdetektors, die in der Schaltung von Fig. 8 verwendet werden;

Fig. 10 und 11 Darstellungen der Wellen­ formen, die die Arbeitsweise des Resonanz-Wechselrichters der Fig. 8 verdeutlichen,

Fig. 12 ein Schaltbild eines Resonanz-Wechselrichters nach einem dritten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 ein Schaltbild eines Impulsgenerators und eines Negativspitzen Spannungsdetektors, die in dem Schaltkreis von Fig. 12 verwendet werden;

Fig. 14 und 15 Darstellungen der Wellenform, die die Arbeitsweise des Resonanz-Wechselrichters Fig. 12 darstellen;

Fig. 16 ein Schaltbild eines Resonanz- Wechselrichters nach einem vierten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 17 ein Schaltbild eines Impulsgenerators und eines Negativspitzen-Spannungsdetektors, die in dem Schaltkreis von Fig. 16 verwendet werden;

Fig. 18 ein Schaltbild eines Resonanz- Wechselrichters nach einem fünften Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 eine Darstellung der Wellenform, die die Arbeitsweise des Wechselrichters der Fig. 18 wiedergibt;

Fig. 20 ein Schaltbild eines Resonanz- Wechselrichters nach einem sechsten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 21 eine Darstellung der Wellenform, die die Arbeitsweise des Wechselrichters des Fig. 20 wiedergibt; und

Fig. 22 ein Schaltbild eines Resonanz- Wechselrichters nach einem siebten Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.

In Fig. 3 ist ein Resonanz-Wechselrichters nach ei­ nem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung dargestellt. Der Wechselrichter weist eine Spannungsquelle 10 und einen selbsterregten Oszillator auf, der aus einem Transformator 20 zum Umwandeln der Gleichspannung aus der Gleichspannungsquelle 10 in eine hochfrequente Wechselspannung, die zum Speisen einer Last 27 aufgebracht wird, besteht. Der Transformator 20 hat eine Primärwicklung 21, eine Sekundärwicklung 22 und eine Rückkopplungswicklung 23. Die Primärwicklung 21 ist parallel mit einem Kondensator 25 zur Bildung eines par­ allelen LC-Resonanzkreises verbunden, der in Reihe mit einem FET-Transistor 31 über der Gleichspannungsquelle 10 liegt, um den Oszillator zu bilden. Die Sekundärwick­ lung 22 ist über eine Diode 26 verbunden, um eine ent­ sprechende Gleichspannung auf die Last 27 aufzubringen. Die Spannungsquelle weist einen Starterkreis, bestehend aus einem Widerstand 11 und einem Vorspannungs- Kondensator 12, auf, die über die Gleichspannungsquelle 10 verbunden sind, und einen die Vorspannung stabilisie­ renden Schaltkreis, der aus einem Widerstand 41 und ei­ ner Bypass-Diode 42, die in Reihe zwischen einem Drain- Anschluß des FET 31 und einem ersten Ende der Rückkop­ plungswicklung 23 verbunden ist, besteht. Ein zweites Ende der Rückkopplungswicklung 23 ist mit einem Gatter- Anschluß des FET verbunden, während dessen erstes Ende mit einem Punkt zwischen dem Start-Widerstand 11 und dem Vorspannungs-Kondensator 12 verbunden ist. Bei Einschaltbeginn des Wechselrichters wird der Vorspan­ nungs-Kondensator 12 zunächst durch die Gleichspannungs­ quelle 10 geladen, um eine Vorspannung zu geben, um so zunächst den FET 31 einzuschalten, wie dies später dis­ kutiert werden wird. Nachdem der Wechselrichter in einen stabilen Oszillationsbetrieb mit einer hochfrequent schwingenden Spannung über der Primärwick­ lung 21 geht, wirkt der Vorspannungs-Kondensator 12 un­ ter Erzeugung einer Offset-Spannung VB, die einer Rück­ kopplungsspannung aufaddiert wird, die über der Rückkop­ plungswicklung 23 induziert wird, um eine Vorspannung VG hervorzurufen, die einem Gatter-Anschluß des FET 31 auf­ gebracht wird, um abwechselnd den FET 31 in selbsterre­ gender Weise ein- und auszuschalten. Eine Blockierdiode 35 liegt zwischen dem Drain-Anschluß des FET 31 und der Diode 42 in entgegengesetzter Beziehung zu einer parasi­ tären Diode 32 des FET 31, um einen Strom zu blockieren, der ansonsten durch die parasitäre Diode 32 und zurück in die Gleichspannungsquelle 10 fließen würde, wenn der Resonanzkreis eine Resonanzspannung erzeugt, die größer ist als die Gleichspannung in Antwort auf die länger werdende Einschaltdauer des FET 31A. Eine durch den Reso­ nanzkreis erzeugte Oszillationsspannung, d. h. eine Drain-Spannung VD des FET 31 kann negativ werden, wie in Fig. 6 gezeigt, derart, daß sich der Vorspannungs- Kondensator 12 durch den Widerstand 41 und die Bypass- Diode auch dann entladen kann, wenn die Drain-Spannung VG des FET negativ relativ zur Masse wird. Parallel zu der Blockierdiode 23 ist ein Bypass-Widerstand geschal­ tet, der es einem parasitären Kondensator 33, der dem FET 31 eigen ist, erlaubt, sich durch den Bypass- Widerstand 36 während der Ausschaltdauer des FET 31 zu ent­ laden, um eine Ladung von dem parasitären Kondensator 33 zu dem Resonanzkreis zurückzuführen.

Der Wechselrichter weist weiter einen Nullspan­ nungs-Detektor 60 auf, der mit einem Punkt A zwischen der Primärwicklung 21 und der Blockierdiode 35 vorgese­ hen ist, um die Oszillationsspannung von dem LC- Resonanzkreis zu erkennen und ein Nullspannungssignal auszugeben, wenn die Oszillationsspannung, d. h. die Drain-Spannung des FET 31, auf Null absinkt. Der Detek­ tor 60 weist, wie in Fig. 4 gezeigt, einen Komparator 61 auf, dessen invertierender Eingang mit dem Punkt A über eine Diode 63 und einen Widerstand 62 verbunden ist. Ein nicht-invertierender Eingang des Komparators 61 wird mit einem Bezugspegel versorgt, der durch einen Dividierer aus Widerständen 65 und 66, die mit einer Gleichspan­ nungsquelle verbunden sind, versorgt wird. Ein Wider­ stand 64 ist zwischen einer Anode der Diode 63 und Masse geschaltet, so daß eine Spannung VH, die dem Invertier­ eingang des Komparators 61 zugeführt wird, unterhalb des Bezugspegels nur für eine Zeitdauer T0 abgesenkt wird, in der die Drain-Spannung VD negativ ist, wie in den Fig. 5 und 6 gezeigt. Der Komparator 61 schafft so einen hohen Ausgangspegel VI für einen Impulsgenerator 50, der einen monostabilen Multivibrator aufweist, dessen Aus­ gang über eine Diode 53 mit einer Verbindung zwischen der Rückkopplungswicklung 23 und dem Gatter-Anschluß des FET 31 verbunden ist. Der Impulsgenerator 50 wird durch den hohen Ausgangspegel VI getriggert, um einen Impuls VJ mit einer konstanten Impulsbreite T, die durch einen Widerstand 51 und einen Kondensator 52 be­ stimmt ist, zu erzeugen. Die Impulsspannung VJ wird der Vorspannung überlagert (= Offset-Spannung von dem Kondensator 12 + Rückkopplungsspannung von der Rückkopplungswicklung 23), so daß die Vorspannung VG eine Schwellenspannung VTH des FET 31 nur für eine Zeitdauer T übersteigt, die der Breite des Impulses entspricht, wodurch der FET 31 für diese Zeitdauer T leitend wird, wie in den Fig. 6 und 7 gezeigt.

Die Arbeitsweise des Resonanz-Wechselrichters wird jetzt diskutiert. Bei Einschalten des Wechselrichters liefert die Gleichspannungsquelle 10 die Gleichspannung über der Reihenschaltung, bestehend aus dem Widerstand 11 und dem Vorspannungs-Kondensator 12, um mit dem Laden des Kon­ densators 12 zu beginnen. Wenn der Kondensator 12 aufge­ laden ist, wobei die Schwellenspannung VTH des FET 31 überschritten wird, wird der FET 31 zunächst eingeschaltet, da­ mit die Versorgung des Resonanzkreises der Pri­ märwicklung 21 und des Kondensators 25 von der Gleich- Spannungsquelle 10 mit Energie zu ermöglichen, was zu einer Zunahme der Drain-Spannung VD führt. Wenn die Drain-Spannung VD geringer wird als die Spannung des Kondensators 12, kommt der Stabilisierungskreis in Be­ trieb, um den Kondensator 12 durch den Widerstand 41 und die Diode 42 und durch den FET 31 zu entladen, wodurch die Gatter-Spannung VG unter die Schwellenspannung VTH absinkt, um den FET 31 auszuschalten. Zu diesem Zeit­ punkt wird die Drain-Spannung VD nicht negativ, der Im­ pulsgenerator 50 bleibt daher inaktiv. Der LC-Resonanz­ kreis antwortet mit der Erzeugung der Oszillationsspan­ nung unter Induzierung der entsprechenden Rückkopplungs- Spannung. Es ist hier zu beachten, daß während des vor­ angehenden Schritts des anfänglichen Ausschaltens des FET 31 das Absenken der Gatter-Spannung VG durch den Vorspannungs-Stabilisierungsschaltkreis relativ lange dauert, bevor die Gatter-Spannung VG unter die Schwel­ lenspannung VTH absinkt. Infolgedessen wird die Primär­ wicklung 21 in der vorangehenden Einschaltdauer des FET 31 mit mehr Energie versorgt, als diese für den Resonanzbe­ trieb erforderlich ist, so daß die Oszillationsspannung oder die Drain-Spannung VD des FET 31 negativ werden kann. Infolgedessen geht der Impulsgenerator 50 in Ant­ wort auf das Absinken der Drain-Spannung in den negati­ ven Bereich in Betrieb, um die Impulsspannung auf die Rückkopplungsspannung, die jetzt mit dem Ansenken der Drain-Spannung VD zunimmt, zu überlagern. Während die Offset-Spannung VB des Kondensators 12 ausreichend hoch ist, damit die Vorspannung (= Offset-Spannung + Rückkop­ plungsspannung) allein die Schwellenspannung VTH für ei­ ne längere Zeitdauer übersteigt als die Impulsbreite, wird der FET 31 dazu veranlaßt, wieder leitend zu werden während dieser Dauer, in der der Kondensator 12 sich über den Vorspannungs-Stabilisierungskreis entlädt, um die Vorspannung (= Offset-Spannung + Rückkopplungsspan­ nung) weiter abzusenken. Auf diese Weise wird der obige Schritt wiederholt, bis der Schaltkreis in einen stabi­ len Schwingungsbetrieb kommt, in dem der FET 31 nur für eine Zeitdauer, die durch die Impulsbreite bestimmt wird, eingeschaltet wird, wie in Fig. 6 gezeigt. Das heißt, der stabile Oszillationsbetrieb wird erreicht, wenn die Spannung des Kondensators 12 einen geeigneten Wert erreicht.

Sodann kommt die Spannungsversorgung in den stabilen Schwingbetrieb zur Erzeugung einer Wechselspannung über der Primärwicklung 21, um so eine im wesentliche kon­ stante Ausgangsspannung auf die Last aufzugeben. In die­ sem Oszillationsbetrieb ist die Einschaltdauer T des FET 31 nur durch die Impulsbreite des auf die Vorspannung auf­ geprägten Impulses bestimmt, wie in den Fig. 6 und 7 ge­ zeigt. Da der Impuls von dem Impulsgenerator 50 nur dann ausgegeben wird, wenn der Nullspannungs-Detektor 60 er­ kennt, daß die Drain-Spannung VD auf den Nullpegel ab­ sinkt, wird der FET 31 nicht leitend, bis die Drain- Spannung VD auf Null absinkt. Der FET 31 wird daher dar­ an gehindert, leitend zu werden, bevor die Drain- Spannung VD auf Null absinkt, was einen Schaltverlust verhindert, der ansonsten bei Beginn der Einschaltdauer bei Fehlen der auf die Vorspannung aufgeprägten Impulsspan­ nung auftreten könnte. Die Impulsbreite der Einschaltdauer des FET 31 wird unter Berücksichti­ gung des Resonanzkreises, so gewählt, daß die Drain-Spannung VD innerhalb der Einschaltdauer von negativ auf Null wechselt. Wie in Fig. 7 gezeigt, besteht die Einschaltdauer T des FET 31 aus einer Totzeit T0, in der die Drain- Spannung VD negativ ist und daher kein Strom durch den FET 31 fließt, und einer Wirkzeit T2, in der der FET 31 einen Stromfluß ID erlaubt, um den Resonanzkreis für eine kontinuierliche Schwingung zu erregen. Es ist hier zu beachten, daß die Einschaltdauer T als Optimaldauer unter Berücksichtigung des Reso­ nanzkreises gewählt werden kann, um den Schaltungsverlust am Ende der Einschaltdauer weiter zu reduzieren. Der FET 31 kann, mit ande­ ren Worten, gesteuert werden, um einen Stromfluß ID nur dann zu erlauben, wenn die Drain-Spannung VD etwa Null ist, wie in Fig. 7 gezeigt, durch geeignetes Wählen der Einschaltdauer T unter Berücksichtigung der Resonanzeigen­ schaften.

Es wird jetzt auf Fig. 8 Bezug genommen, in der ein Wechselrichter nach einem zweiten Ausführungsbei­ spiel der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Dieses ist dem ersten Ausführungsbeispiel ähnlich, mit der Ausnah­ me, daß ein Negativspitzen-Spannungsdetektor 70 anstelle des Nullspannungsdetektors 60 verwendet wird. Einander entsprechende Elemente sind durch dieselben Bezugszei­ chen mit dem Zusatz des Buchstabens "A" gekennzeichnet. Zur Vereinfachung wird hier keine erneute Erläuterung vorgenommen. Der Negativspitzen-Spannungsdetektor 70 er­ kennt eine negative Spitze der Drain-Spannung VD und triggert einen entsprechenden Impulsgenerator 50A bei Erkennung der negativen Spitze, um so eine sich ergeben­ de Impulsspannung auf die Vorspannung aufzuprägen für denselben Zweck wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Eine Hilfswicklung 24 ist magnetisch mit der Primärwick­ lung 21A gekoppelt, um an den Detektor 70 eine induzier­ te Spannung anzulegen, die die Wechselspannung oder die Drain-Spannung VD angibt. Der Detektor 70 weist, wie in Fig. 9 gezeigt, einen Operationsverstärker 71 auf, der mit einem Kondensator 72 und einem Widerstand 73 zusam­ menwirkt, um einen Differentiator zu bilden, der eine Ausgangsspannung VH bildet, die einer Differenz zwischen der Spannung VF, die über einen Widerstand 74 von der Hilfswicklung 24 und einer Bezugsspannung Vref1 an dem nicht-invertierenden Eingang, empfangen wird, proportio­ nal ist. Der Ausgang VH ist, wie in Fig. 10 gezeigt, mit der Spannung VF oder der Drain-Spannung VD um 90° pha­ senverschoben und hat einen Mittelpunkt, der mit den po­ sitiven und negativen Spitzen der Spannung VF überein­ stimmt. Der Ausgang VH des Verstärkers 71 wird einem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 76 zuge­ führt, der eine Bezugsspannung Vref2 an seinem invertie­ renden Eingang aufnimmt. Die Bezugsspannung Vref2 wird so ausgewählt, daß sie einem Pegel an dem Mittelpunkt der Spannung VH gleich ist, so daß der Komparator 76 ein Ausgangssignal V1 mit einem hohen Pegel für eine Zeit­ dauer t1 bis t2 ausgibt, die einer Periode entspricht, in der die Spannung VF von einem Minimalwert auf einen Maximalwert zunimmt, wie in Fig. 10 gezeigt. Das Aus­ gangssignal V1 von dem Komparator 76 wird dem Impulsge­ nerator 50A zugeführt, der durch die führende Flanke des Ausgangssignals V1 getriggert wird, um eine Impulsspan­ nung VJ mit einer Impulsbreite T, die durch den Wider­ stand 51A und die Kapazität 52A in derselben Weise wie in dem ersten Ausführungsbeispiel bestimmt wird, zu er­ zeugen. Die Impulsspannung VJ wird der Vorspannung über­ lagert, um eine zusammengesetzte Gatter-Spannung VG an den FET 31A anzulegen, wie in Fig. 11 gezeigt. Der FET 31A wird nur leitend, nachdem die Drain-Spannung VD auf seinen negativen Spitzenwert abgesenkt ist, und bleibt für die Einschaltdauer T leitend, die nur durch die Impuls­ breite bestimmt ist. Die Einschaltdauer besteht aus der Totzeit T0, in der die Drain-Spannung VD negativ ist, um keinen Stromfluß zu erlauben, und der Wirkzeit T2, in der der FET 31A den Stromfluß ID erlaubt, um den Re­ sonanzkreis für eine stabile Schwingung zu erre­ gen. In diesem Ausführungsbeispiel ist der Negativ- Spitzen-Spannungsdetektor 70 mit der Hilfswicklung 24 verbunden, um die negative Spitze der Drain-Spannung VD entsprechend der induzierten Spannung über der Hilfs­ wicklung 24 zu erkennen. Es ist auch möglich, daß der Detektor 70 mit einem Punkt zwischen der Primärwicklung 21A und dem FET 31A verbunden ist, um die Drain-Spannung VD direkt zu erkennen.

Fig. 12 und 13 zeigen einen Wechselrichter in Über­ einstimmung mit einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die dem ersten Ausführungsbei­ spiel gleich ist, aber weiter einen Eingangsspannungs- Überwacher 81 aufweist. Einander entsprechende Elemente sind durch die gleichen Bezugszeichen mit dem Zusatz des Buchstabens "B" bezeichnet. Der Eingangsspannungs-Überwacher 81 ist mit der Gleichspannungsquelle 10B verbunden, um ein Begrenzungssignal abzugeben, wenn festgestellt wird, daß die Gleichspannung einen vorgegebenen Pegel übersteigt. Das Begrenzungssignal wird dem Impulsgenera­ tor 50B zugeführt, um die Breite der Impulsspannung VJ einzuengen, um das Ausgangssignal des Resonanzkreises zu begrenzen. Der Impulsgenerator 50B weist einen Hilfswi­ derstand 54 auf, der in Reihe mit einem Schalter 55 über den Widerstand 51B verbunden ist. Der Schalter 55 ist normalerweise geschlossen und wird in Antwort auf ein Begrenzungssignal von dem Eingangsspannungs-Überwacher 81 geöffnet, so daß der Widerstand 51B allein mit dem Kon­ densator 52B zusammenwirkt, um die Impulsbreite des von dem Impulsgenerator 50B erzeugten Impulses zu reduzie­ ren. Das heißt, wenn die Eingangsspannung kleiner als ein vorgegebener Pegel ist, bleibt der Schalter 55 ge­ schlossen, so daß der Impulsgenerator 50B die Impuls­ spannung erzeugt, aus der die Impulsbreite durch den zu­ sammengesetzten Widerstand aus den parallel verbundenen Widerständen 51B und 54 und der Kapazität des Kondensators 52B bestimmt ist, und die auf die Vorspannung aufge­ prägt ist, um eine entsprechende Gatterspannung VG dem FET 31B aufzugeben, wie dies in Fig. 14 gezeigt ist. Wenn festgestellt wird, daß die Eingangsspannung den Be­ zugspegel übersteigt, wird der Schalter 55 geöffnet, um die Impulsbreite des Impulses, der von dem Impulsgenera­ tor 50B erzeugt wird, zu reduzieren, und wird auf die Vorspannung aufgeprägt, wie in Fig. 15 gezeigt, und senkt so die Ausgangsspannung entsprechend ab. Der Wechselrichter nach diesem Ausführungsbeispiel kann so eine Gleichspannungsversorgung mit änderbaren Span­ nungen verwenden, erzeugt jedoch eine konstante Aus­ gangsspannung durch geeignetes Wählen des Wertes der Wi­ derstände 51B und 55. Es ist entsprechend möglich, eine mögliche Schwankung der Eingangsgleichspannung zu kom­ pensieren, um eine stabile Ausgangsspannung sicherzu­ stellen.

Die Fig. 16 und 17 zeigen einen Wechselrichter in Übereinstimmung mit einem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das dem ersten Ausführungs­ beispiel ähnlich ist, aber weiter einen Ausgangsspan­ nungs-Überwacher 82 aufweist. Einander entsprechende Ele­ mente sind durch entsprechende Bezugszeichen unter Zu­ satz des Buchstabens "C" angegeben. Der Ausgangsspan­ nungs-Überwacher 82 ist mit der Kathode der Diode 26C ver­ bunden, um ein Begrenzungssignal auszugeben, wenn die Ausgangsgleichspannung von der Sekundärwicklung 22C als einen vorgegebenen Pegel übersteigend beobachtet wird. Das Begrenzungssignal wird dem Impulsgenerator 50C zuge­ führt, um die Breite der Impulsspannung VJ zu verengen, um so das Ausgangssignal des Resonanzkreises zu begren­ zen. Der Impulsgenerator 50C weist einen Hilfswiderstand 54C auf, der in Reihe mit einem Schalter 55C über den Widerstand 51C verbunden ist. Der Schalter 55C ist nor­ malerweise geschlossen und wird in Antwort auf ein Be­ grenzungssignal von dem Ausgangsspannungs-Überwacher 82 ge­ öffnet, so daß der Widerstand 51C allein mit dem Konden­ sator 52C zusammenwirkt, um die Impulsbreite des von dem Impulsgenerator 50C erzeugten Impulses zu reduzieren. Wenn die Ausgangsspannung kleiner ist als der vorgegebe­ ne Pegel, bleibt der Schalter 55C geschlossen, so daß der Impulsgenerator 50C eine Impulsspannung mit einer Standardimpulsbreite erzeugt, die durch den zusammenge­ setzten Widerstand der parallel geschalteten Widerstände 51C und 54C und die Kapazität des Kondensators 52C be­ stimmt wird, wie dies bei dem dritten Ausführungsbei­ spiel unter Bezugnahme auf Fig. 14 erläutert ist. Wenn die Ausgangsspannung dagegen als den Bezugspegel über­ steigen beobachtet wird, wird der Schalter 55C dagegen geöffnet, um die Impulsbreite des Impulses zu reduzie­ ren, in ähnlicher Weise, wie dies anhand des dritten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf Fig. 15 erläu­ tert ist, wodurch die Ausgangsspannung entsprechend ab­ gesenkt wird. Infolgedessen kann die Spannungsversorgung nach diesem Ausführungsbeispiel Änderungen der Impedanz in der Last 27C kompensieren, um der Last eine konstante Ausgangsspannung aufzugeben.

Es ist hier zu beachten, daß sowohl der Eingangsspan­ nungs-Überwacher 81 als auch der Ausgangsspannungs-Überwacher 82 dazu ausgebildet sein können, unterschiedliche Pegel innerhalb eines geeigneten Bereichs der Eingangs- und Ausgangsspannungen zu überwachen und Signale zu er­ zeugen, die die beobachteten Pegel angeben. Es ist wei­ ter zu beachten, daß der Impulsgenerator eine Möglich­ keit der Variation der Impulsbreite nacheinander über einen weiten Bereich in Antwort auf die sich ändernden Eingangs- und Ausgangsspannungen haben kann, um eine ge­ nauere Steuerung der Begrenzung der Ausgangsspannung der Spannungsversorgung zu bewirken. Beispielsweise kann ein variabler Widerstand in dem Impulsgenerator vorgesehen sein, um die Impulsbreite sukzessiv zu variieren.

Fig. 18 zeigt einen Wechselrichter nach einem fünf­ ten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das dem ersten Ausführungsbeispiel ähnlich ist, jedoch wei­ ter eine Diode 90 aufweist, die in Reihe mit dem FET 31D eingesetzt ist, wobei eine Anode der Diode 90 mit dem Source-Anschluß des FET 31D verbunden ist und einem wei­ teren FET 91, der parallel mit der Diode 90 liegt. Ein­ ander entsprechende Elemente sind durch gleiche Bezugs­ zeichen unter Zusatz des Buchstabens "D" bezeichnet. Wenn der FET 31D leitend ist, um einen Stromfluß durch diesen zu erlauben, entwickelt die Diode 90, die so zwi­ schen dem FET 31D und Masse liegt, über diesem eine Spannung V90, die eine Anhebung einer Schwellenspannung VTH des FET 31D bezüglich Masse bewirkt, wie in Fig. 19 gezeigt. Der FET 91 nimmt an seinem Gatter einen Impuls auf, der von dem Impulsgenerator 50D erzeugt wird, wenn der Negativspitzen-Spannungsdetektor 70D erkennt, daß die Drain-Spannung VD auf seine negative Spitze sich ab­ senkt, so daß der FET 91 durch den Impuls eingeschaltet wird, sobald die Drain-Spannung VD sich auf ihre negati­ ve Spitze absenkt und für die Einschaltdauer, die nur durch die Impulsbreite bestimmt wird, leitfähig bleibt, wodurch die Diode 90 während der Einschaltdauer überbrückt ist. Infolgedessen wird der FET 31D leitfähig, wenn die sinusförmige Gatterspannung VG die Schwellenspannung VTH mit einer Zunahme der Rückkopplungsspannung übersteigt. Die Schwellenspannung VTH wird zunehmen, um den FET 31D auszuschalten. Sodann wird die Diode 90 sofort durch den FET 91 überbrückt, wenn die Drain-Spannung ihre negative Spitze erreicht, um so die Schwellenspannung VTH wieder auf den Ausgangswert abzusenken. Infolgedessen wird der FET 31D wieder eingeschaltet und bleibt für die Einschaltzeit T leitfähig, während die Gatter-Spannung VG den Schwel­ lenwert übersteigt. Die Impulsbreite des Impulses VJ, die von dem Impulsgenerator 50D erzeugt wird, wird so gewählt, daß sie sich bei oder vor der sinusförmigen Gatter- Spannung VG auf die Schwellenspannung VTH absenkt, so daß der FET 31D nur während der Einschaltdauer T leit­ fähig gemacht wird, die durch die Impulsbreite bestimmt ist. Während der Einschaltdauer T kann der Strom ID durch den FET 31D strömen, nachdem die Drain-Spannung VD von negativ auf Null angestiegen ist. Es ist daher möglich, die Schaltverluste des FET 31D durch geeignetes Wählen der Impulsbreite derart, daß der Strom ID nur fließt, nachdem die Drain-Spannung VD von negativ auf Null ange­ stiegen ist, zu reduzieren. Durch das Leitendmachen des FET 31D ist, kurz gesagt, dieses Ausführungsbeispiel ge­ kennzeichnet durch die Verwendung eines Begrenzungsab­ schnitts einer Dauer, in der die sinusförmige Gatter- Spannung VG die Schwellenspannung VTH übersteigt, gegen­ über den vorangehend diskutierten Ausführungsbeispielen, in denen die Impulsspannung der Gatter-Spannung VG über­ lagert ist. Obwohl die Diode 90 in dem vorliegenden Aus­ führungsbeispiel dazu verwendet wird, das Potential zum Anheben der Schwellenspannung VTH des FET 31D bezüglich Masse zu entwickeln, ist es ebenso möglich, ein anderes Teil, etwa einen Widerstand, zu verwenden, das dazu in der Lage ist, das Potential zum Anheben der Schwel­ lenspannung VTH gegenüber Masse anzuheben.

Fig. 20 zeigt einen Resonanz-Wechselrichter nach einem sech­ sten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das dem fünften Ausführungsbeispiel ähnlich ist, jedoch wei­ ter einen Widerstand 92 aufweist, der in Reihe mit der Diode 90E über der Gleichspannungsquelle 10E verbunden ist. Einander entsprechende Elemente sind durch einander entsprechende Bezugszeichen unter Zufügung des Buchsta­ bens "E" bezeichnet. Zur Vereinfachung wird keine erneu­ te Erläuterung einander entsprechender Elemente vorge­ nommen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel dient dazu, ein Problem, das sich bei dem fünften Ausführungsbei­ spiel zeigt, zu vermeiden. Bei dem fünften Ausführungs­ beispiel wird wahrscheinlich ein kleiner Strom ID zu dem Zeitpunkt strömen, wenn die Gatter-Spannung VG erstmalig die Schwellenspannung VTH übersteigt und bevor die Diode 90 das Potential entwickelt, um die Schwellenspannung VTH bezüglich Masse zu entwickeln, wodurch der Effekt der Reduzierung der Schaltungsverluste etwas einge­ schränkt wird. Dieses Problem wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch das Vorsehen des Widerstands 92 vermieden, der ein über der Diode 90E während des nicht-leitenden Zustands des FET 91E konstantes Potential schafft. Die Schwellenspannung VTH kann daher bezüglich Masse über die Gatter-Spannung VG konstant angehoben werden und unter die Gatter-Spannung VG nur dann abge­ senkt werden, wenn der Impulsgenerator 50E den Impuls VJ erzeugt, wenn die Drain-Spannung VD auf den Nullwert ab­ sinkt und unterhalb der Gatter-Spannung VG für die Zeit­ dauer bleibt, die durch die Impulsbreite des Impulses VJ bestimmt ist. Infolgedessen wird die Einschaltdauer T des FET 31E im wesentlichen allein durch die Impulsbreite des Impulses VJ bestimmt. Infolgedessen wird der FET 31E nur, nachdem die Drain-Spannung VD auf Null absinkt, eingeschaltet, damit kein Strom ID fließt, bis die Drain-Spannung VD von negativ auf Null wechselt, wodurch das oben genannte Problem des Fließens eines Stromes, bevor die Drain-Spannung VD auf Null abgesunken ist, er­ folgreich vermieden wird. Obwohl das vorliegende Ausfüh­ rungsbeispiel den Nullspannungsdetektor 60E verwendet, um den Beginn der Einschaltdauer T zu bestimmen, kann der Negativspitzen-Spannungsdetektor des fünften Ausfüh­ rungsbeispiels alternativ verwendet werden, so daß die Einschaltdauer zu dem Zeitpunkt, zu dem die Drain-Spannung VD auf seine negative Spitze absinkt, beginnt.

In Fig. 22 ist einWechselrichter gezeigt, der dem fünften Ausführungsbeispiel ähnlich ist, mit der Ausnah­ me, daß ein bipolarer Transistor 103 vorgesehen ist, um den Gatter-Source-Weg des FET 31F zu überbrücken, und daß eine Reihenkombination von Widerständen 101 und 102 zwischen der Source des FET 31F und Masse statt der Di­ ode 90 eingesetzt ist zur Entwicklung des Potentials über diesem, das die Schwellenspannung VTH des FET 31F bezüglich Masse anhebt. Einander entsprechende Elemente sind durch einander entsprechende Bezugszeichen unter Zusatz des Buchstabens "F" bezeichnet. Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist insbesondere dazu ausgebildet, zu vermeiden, daß durch den FET 31F ein schneller Strom beim Beginn des Anregens des Schaltkreises über eine erhebliche Dauer strömt, neben dem Effekt der Reduzierung des Schaltverlustes während der stabilen Schwingung. Der Transistor 103 hat einen Kollektor, der über die Diode 104 mit einem Punkt zwischen der Rückkopplungswicklung 23F und dem Gatter des FET 31F verbunden ist, während der zweite Widerstand 102 über dem Basis-Emitter-Weg des Transistors 103 verbunden ist. Wenn beim Beginn der Spannungsversorgung der Kondensator 12F aufgeladen wird, um die Schwellenspannung VTH zu übersteigen, wird der FET 31F leitfähig, damit ein Strom mit einer entspre­ chenden Spannung über dem Widerstand 102 fließt. Sobald die Spannung über dem Widerstand 102 zunimmt, um eine Vorspannung für den Transistor 103 zu geben, wird der Transistor 103 ausgeschaltet, um den Gatter-Drain-Weg des FET 31F zu überbrücken, um die Gatterspannung schnell abzusenken, wodurch der FET 31F ausgeschaltet wird. Auf diese Weise kann verhindert werden, daß der schnelle Strom durch den FET 31F über eine längere Zeitdauer strömt, was ansonsten bei dem Beginn der Erregung des Schaltkreises geschehen würde. Das heißt, beim Einschalten des Wechselrichters fließt zunächst ein Strom durch die Primärwicklung 21F, um die Rückkopplungsspan­ nung an der Rückkopplungswicklung 23F zu induzieren, die der Spannung des Kondensators 12F in Richtung auf die Erhöhung der Gatter-Spannung aufaddiert wird, um die Gatter-Spannung über dem Schwellwert zu halten, trotz der graduellen Abnahme der Spannung des Kondensators 12 durch den Vorspannungs-Stabilisierungs-Kreis des Wider­ stands 41F und der Diode 42F. Ohne den Transistor 103 würde der FET 31F daher über eine längere Zeitdauer leit­ fähig bleiben mit einer Zunahme der Gatter-Spannung, wo­ bei ein unerwünscht hoher Strom fließen würde. Da der anfängliche Strom beim Einschalten des Wechselrichters durch die Wirkung des Transistors auf einem geringeren Wert gehalten werden kann, ist es möglich, die Energie, die durch den anfänglichen Strom erzeugt wird, zu begrenzen und dadurch die Rückstromspannung, die auf­ tritt, nachdem der FET 31F ausgeschaltet wird, zu redu­ zieren. Die Widerstände 101 und 102 werden so gewählt, daß sie einen geeigneten Widerstandswert haben, so daß der Transistor 103 nur einmal bei dem Start des Wechselrichters betrieben wird. Danach kommen der Vorspannungs- Stabilisierungs-Kreis des Widerstands 31F und der Diode 42F in Betrieb, um den stabilen Oszillationsbetrieb auf­ rechtzuerhalten, wie dies unter Bezugnahme auf das erste Ausführungsbeispiel beschrieben ist.

Obwohl in den obigen Ausführungsbeispielen einen FET als Schaltelement verwendet wird, um die Energie periodisch dem Resonanzkreis zuzuführen, ist es auch möglich, ein anderes Schaltelement mit einem Steueranschluß zu ver­ wenden, beispielsweise einen bipolaren Transistor und ein IGBT (Isolationsgatter-Bipolartransistor). Wenn ein IGBT anstelle eines FET verwendet wird, kann auf die Di­ ode 35 und den Widerstand 36 verzichtet werden. Wenn ein bipolarer Transistor verwendet wird, wird ein Widerstand zwischen der Basis des Transistors und der Rückkop­ plungswicklung 23 eingesetzt.

Die Merkmale nach den verschiedenen Ausführungsbeispie­ len der Erfindung können sowohl einzeln als auch in ver­ schiedenen Kombinationen für die Ausführung der Erfin­ dung von Bedeutung sein.

Claims (12)

1. Resonanz-Wechselrichter, bestehend aus:

• - einer Gleichspannungsquelle (10);
• - einem Transformator (20) mit einer Primärwicklung (21), einer Sekundärwicklung (22) mit einer an sie angeschlossenen Last (27) und einer Rückkopplungswicklung (23);
• - einem Parallel-LC-Resonanzkreis, der aus der Primärwicklung (21) und einem Kondensator (25) besteht;
• - einem Schalttransistor (31), der in Reihe mit der Primärwicklung (21) über der Gleichspannungsquelle (10) liegt und den LC-Resonanzkreis so anregt, daß eine Wechselspannung an der Primärwicklung (21) und eine Rückkopplungsspannung an der Rückkopplungswicklung (23) erzeugt wird, wobei die Wechselspannung an einem Punkt zwischen dem Schalttransistor (31) und der Primärwicklung (21) negativ werden kann;
• - einem Starterkreis, bestehend aus einem Widerstand (11) und einem Vorspannungs-Kondensator (12), die in Reihe über der Gleichspannungsquelle (10) liegen, wobei der Vorspannungs-Kondensator(12) in Reihe mit der Rückkopplungswicklung (23) liegt und eine Vorspannung erzeugt, die zur Rückkopplungsspannung addiert wird;
  gekennzeichnet durch
• - einen Pegeldetektor (60), der ein Nullspannungssignal abgibt, wenn die Wechselspannung wenigstens Null ist; und
• - einen Impulsgenerator (50), der bei anstehendem Nullspannungssignal einen Impuls einer vorgegebenen Impulsbreite erzeugt, der an den Steueranschluß des Schalttransistors (31) angelegt wird, um diesen für eine durch die Impulsbreite bestimmte Zeit einzuschalten.

2. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Impuls von dem Impulsgenerator (50) auf die Vorspannung so aufgeprägt wird, daß der Schalttransistor (31) nur für die durch die Impulsbreite bestimmte Zeit eingeschaltet wird.

3. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch:

• - ein einen Spannunsabfall bewirkendes Teil (90; 101, 102) zwischen dem Schalttransistor (31) und Masse zur Anhebung der Schwellenspannung des leitenden Schalttransistors (31) bezüglich Masse;
• - einen parllel zu dem Teil (90; 101, 102) liegenden Bypass-Schalter (91), der in geschlossenem Zustand das Teil (90; 101, 102) überbrückt und die Schwellenspannung des Schalttansistors (31) absenkt:
• - wobei der Impuls, der von dem Impulsgenerator (50) bei Absenken der Wechselspannung auf wenigstensd Null erzeugt wird, den Bypass-Schalter (91) schließt.

4. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Pegeldetektor (60) des Nullspannungssignal ausgibt, wenn die Maximalamplitude der Wechselspanmnung negativ ist.

5. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

• - einen Eingangsspannungs-Überwacher (80), der ein Begrenzungssignal ausgibt, wenn die Spannung der Gleichspannungsquelle (10) größer als ein vorgegebener Spannungspegel ist, wobei der Impulsgenerator (50) eine Impulsbreiten-Controller aufweist, der die Impulsbreite dem Begrenzungssignal entsprechend reduziert.

6. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

• - einen Ausgangsspannung-Überwacher (82), der ein Begrenzungssignal abgibt, wenn die Spannung an der Sekundärwicklung (22) größer als ein vorgegebener Spannungspegel ist, wobei der Impulsgenerator (50) einem Impulsbreiten-Coltroller aufweist, der die Impulsbreite dem Betätigungssignal, entsprechend reduziert.

7. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (92) in Reihe zu dem Teil (90) über der Gleichspannungsquelle (10) liegt, um den Spannungsabfall konstant zu halten, solange der Schalttransistor (31) ausgeschaltet bleibt.

8. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das einen Spannungsabfall bewirkende Teil eine Diode (90) ist.

9. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das einen Spannungsabfall bewirkende Teil ein Widerstand (101, 102) ist .

10. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 3. dadurch gekennzeichnet, daß das einen Spannungsabfall bewirkende Teil eine Reihenschaltung bestehend aus einem ersten (101) und einem zweiten (102) Widerstand ist und an ein Schaltelement (103) angeschlossen, das den Schalttransistor (31) ausschaltet, wenn dieser beim Einschalten der Spannungsquelle (10) leitend wird, so daß ein Initialstrom durch den zweiten Widerstand (102) fließt, der einen vorgegebenen Wert übersteigt.

11. Resonanz-Wechselrichter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltelement (103) ein bipolarer Transistor ist, der parallel zu einer Reihenschaltung aus dem Vorspannungskondensator (12) und der Rückkopplungswicklung (23) liegt, wobei der Kollektor des bipolaren Transistors (103) mit einem Punkt zwischen der Rückkopplungswicklung (23) und dem Steueranschuß des Schalttransistors (31) verbunden ist und der zweite Widerstand (102) über dem Basis-Emitter-Pfad des bipolaren Transistors (103) derart geschaltet ist, daß dann, wenn der Schalttransistor (31) beim Einschalten der Spannungsquelle leifähig wird und der Initialstrom fließt, eine entsprechende Spannung über dem zweiten Widerstand (102) erzeugt wird, der bipolare Transistor (103) eingeschaltet und der Schalttransistor (31) ausgeschaltet wird.

12. Resonanz-Wechselrichter nach einem der vorangehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Vorsprung-Stabilisierungskreis mit einer parallel zur Rückkopplungswicklung (23) geschalteten Reihenschaltung aus einem Widerstand (41) und einer Diode (42), über die der Vorspannungs-Kondensator (12) bei leitendem Schlalttransistor (31) entladen wird.