JP2005252810A - 電流電圧変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 広帯域周波数特性と低ノイズ特性を同時に満たすだけでなく、オーバーシュート電圧やアンダーシュート電圧を発生させない電流電圧変換回路を提供する。
【解決手段】 光センサ１２の出力信号を入力し、この信号に相関のある信号を出力するバッファ回路１と、基準電圧源１３の出力信号を入力し、この信号に相関のある信号を出力するバッファ回路２と、バッファ回路1の出力信号を反転入力端子に入力し、バッファ回路２の出力信号を正転入力端子に入力する差動増幅回路１１と、光センサの出力端子が接続される端子ＩＮと差動増幅回路の出力端子である端子ＯＵＴとの間に電流電圧変換抵抗Ｒｆとを具備する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電流を電圧に変換する電流電圧変換回路、特に、光ディスク等の情報の記録或いは再生に用いられるピックアップに好適な電流電圧変換回路に関するものである。

従来、光ディスクのピックアップ部に用いられる半導体集積回路において、光ディスクの記録／再生はレーザビームをスポット状に集光して光ディスクへ照射し、そのレーザビームの反射光を検出することで行っている。スポット光の検出手段としては、フォトダイオード等の受光素子が用いられ、受光により受光素子から出力される信号に基づいて記録情報が検出されると共に、レーザビームの照射位置やフォーカス状態についての検出を行う。

このスポット光の検出手段は、受光素子である光センサと、これらの光センサから出力される電流を電圧に変換する電流電圧変換回路から構成されており、また、記録情報やレーザビームの照射位置、フォーカス状態については、電流電圧変換回路から出力される信号に基づいて演算処理を行う演算回路の出力信号により検出する。

図６は光ディスクのピックアップ部に用いられる半導体集積回路の電流電圧変換回路の回路例を示す。この電流電圧変換回路は、例えば、特開２００３−９１８２５号公報に記載されている（特許文献１）。この回路はフォトダイオード等の光センサ４２と、回路の基準電圧であるＶｒｅｆ電圧（基準電圧発生源）４３と、光センサ４２が反転入力端子に接続されると共に回路の基準電圧であるＶｒｅｆ電圧４３が正転入力端子に接続された差動増幅器４１と、この差動増幅器４１の反転入力端子と出力端子間に直列に接続された電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆにより構成されている。

次に、図６に示す回路の動作について説明する。光センサ４２は光が照射されると、電流を出力するタイプのセンサとする。レーザビームがスポット状に集光されて図示しない光ディスクに照射され、このレーザビームの反射光が光センサ４２に入射すると、光センサ４２からこの光量に応じた電流Ｉｓが出力される。この電流Ｉｓは差動増幅器４１の入力インピーダンスが十分高い場合には、電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込み、この時の電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｒｆ×Ｉｓ
このようにして得られた電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、次段の演算回路（図示せず）に入力され、この演算回路により出力電圧Ｖｏｕｔの演算処理を行い、この演算処理信号により光ディスクの記録情報やレーザビームの照射位置、フォーカス状態等を検出するための信号として変換され、光ディスクの記録／再生の制御を行うこととなる。

図７は図６に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す図である。図７に示す回路はＩＮ端子からフォトダイオード等の光センサからの出力電流Ｉｓを入力し、この出力電流Ｉｓを一対のＮＰＮトランジスタ４０１、４０２からなる差動増幅器の反転入力端子と出力端子間に直列に接続された電流電圧変換抵抗Ｒｆにより電圧変換し、差動増幅器の正転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆを基準電圧としてＯＵＴ端子に出力するという電流電圧変換回路である。

即ち、基準電圧源４００が差動増幅器の正転入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源４０９に接続されたＮＰＮトランジスタ４０１及び光センサからの出力電流Ｉｓが入力されるＩＮ端子が差動増幅器の反転入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが定電流負荷である定電流源４０８に接続され、エミッタが定電流源４０９に接続されたＮＰＮトランジスタ４０２からなる差動増幅器、定電流負荷である定電流源４０８とトランジスタ４０２の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源４１２に接続されると共にＯＵＴ端子として出力電圧を帰還するＮＰＮトランジスタ４０５と、ＩＮ端子とＯＵＴ端子間に接続され、光センサからの出力電流Ｉｓを電圧変換する電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗４０６から構成された電流電圧変換回路である。図示しない光ディスクからのレーザビームの反射光が光センサに照射されることで出力されるこの光量に応じた電流Ｉｓは、この差動増幅器の入力インピーダンスが十分高いため、電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込み、この時、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｒｆ×Ｉｓ
ここで、光ディスクの高速記録／再生のためには、この電流電圧変換回路に広帯域の周波数特性を持たせることが求められる。また、近年、光ディスクへの高密度記録を可能にするため、レーザの短波長化が進んでおり、短波長になるとフォトダイオード等の光センサの受光感度は低下する傾向にある。これにより、光センサから出力される光量に応じた電流の電流値が低下するため、電流電圧変換回路におけるノイズの影響が相対的に大きくなり、電流電圧変換回路の出力信号のＳ／Ｎを高めるためには、電流電圧変換回路を低ノイズ化することが求められている。

図７に示す電流電圧変換回路の回路構成例において、電流電圧変換回路を構成する差動増幅器のオープンゲインループ特性が電流電圧変換抵抗ＲｆとＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎにより、遮断周波数ｆｃ＝１／（２π×Ｒｆ×Ｃｉｎ）となる１次ローパスフィルタの周波数特性を持つため、広帯域の周波数特性のためには、電流電圧変換抵抗Ｒｆを小さく、ＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎを小さくすることとが有効となる。

また、電流電圧変換回路を構成する差動増幅器の定電流源４０８、４０９の電流値を増加することも有効であるが、回路を構成するＮＰＮトランジスタ４０１、４０２に流れる電流値を増加すると、そのＮＰＮトランジスタを大きくする必要があるため、このＮＰＮトランジスタの寄生容量が大きくなり、ＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎが増加するため、広帯域周波数特性を実現する妨げとなる。

一方、図７に示す電流電圧変換回路の回路構成例において、主要なノイズ発生源となるのはＮＰＮトランジスタ４０２のベース電流であるため、低ノイズ化にはＮＰＮトランジスタ４０２のベース電流値を低減するためにＮＰＮトランジスタ４０２のコレクタ電流値を低減することが有効となるが、これは広帯域周波数特性を実現するために有効なＮＰＮトランジスタ４０１、４０２に流れる電流値を増加するという条件に反する。

また、電流電圧変換回路の出力電圧に現われるノイズ電圧を低減するためには、ノイズ発生源となるＮＰＮランジスタ４０２のベース電流の影響を小さくするために電流電圧変換抵抗Ｒｆを大きくすることが有効となるが、これでは広帯域周波数特性を実現するために有効な電流電圧変換抵抗Ｒｆを小さくするという条件に反する。

このように電流電圧変換回路に要求される広帯域周波数特性と低ノイズ特性を満たすために有効な条件は相反するものが多く、広帯域周波数特性と低ノイズ特性を同時に満たすことが困難であるという問題点がある。また、光ディスクへの記録／再生において、光ディスクへ照射されるレーザビーム光強度が異なり、記録時にはレーザビーム光強度が大きく、再生時には小さくなる。そのため、光ディスクへの記録／再生で光ディスクからの反射光強度も異なることとなり、反射光を受光する光センサから出力される電流値Ｉｓが光ディスクへの記録／再生で大きく異なり、記録時には電流値Ｉｓが多く、再生時には電流値Ｉｓが少なくなる。従って、同一の電流電圧変換回路でこの電流値Ｉｓの変化に対応するためには電流電圧変換抵抗Ｒｆを光ディスクへの記録／再生で切り替える必要がある。

図８は光ディスクのピックアップ部に用いられる半導体集積回路において電流電圧変換抵抗Ｒｆを切り替える電流電圧変換回路の回路例を示す。この回路は、上記特開２００３−９１８２５号公報に記載されている（特許文献１）。

この回路はフォトダイオード等の光センサ５２と、回路の基準電圧であるＶｒｅｆ電圧（基準電圧発生源）５３と、光センサ５２が反転入力端子に接続されると共に回路の基準電圧であるＶｒｅｆ電圧５３が正転入力端子に接続された差動増幅器５１と、この差動増幅器５１の反転入力端子と出力端子間に接続された電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆ１と、この電流電圧変換抵抗Ｒｆ１と並列に接続された電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆ２と、外部信号Ｖｓｗによりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ１とを備えている。この回路ではスイッチング素子Ｓ１を外部信号Ｖｓｗによりオン／オフ制御することで、電流電圧変換回路の増幅ゲインを設定する電流電圧変換抵抗値を切り替えることが可能である。

図８に示す回路の動作について説明する。光センサ５２は光が照射されると、電流を出力するタイプのセンサとする。レーザビームがスポット状に集光されて光ディスクに照射され、このレーザビームの反射光が光センサ５２に照射されると、光センサ５２からこの光量に応じた電流Ｉｓが出力される。まず、光ディスクの再生状態であるスイッチング素子Ｓ１がオフの状態を説明する。この電流Ｉｓは差動増幅器５１の入力インピーダンスが十分高い場合は、電流電圧変換抵抗Ｒｆ１に流れ込み、この時、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｒｆ１×Ｉｓ
次に、光ディスクへの記録状態であるスイッチング素子Ｓ１がオンの状態を説明する。この時、電流電圧変換抵抗は次式となる。

Ｒｆ＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）
よって、スイッチング素子Ｓ１がオフ状態における電流電圧変換抵抗値Ｒｆ１よりも小さな値となり、電流電圧変換回路の増幅ゲインはスイッチング素子Ｓ１がオフ状態におけるときよりも小さくなる。ここで、光センサ５２から出力される電流Ｉｓは差動増幅器５１の入力インピーダンスが十分高い場合は、電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込み、この時、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｒｆ×Ｉｓ
＝Ｖｒｅｆ−（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）×Ｉｓ
このようにして得られた電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは、次段の図示しない演算回路に入力され、この演算回路により出力電圧Ｖｏｕｔの演算処理を行い、この演算処理信号により光ディスクの記録情報やレーザビームの照射位置、フォーカス状態等を検出するための信号として変換され、光ディスクの記録／再生の制御を行う。

図９は図８に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。図９に示す回路は、ＩＮ端子からフォトダイオード等の光センサからの出力電流Ｉｓが入力され、この出力電流Ｉｓが差動増幅器の反転入力端子と出力端子間に直列に接続された電流電圧変換抵抗Ｒｆにより電圧変換され、差動増幅器の正転入力端子に入力された基準電圧Ｖｒｅｆを基準電圧としてＯＵＴ端子に出力するという電流電圧変換回路である。

即ち、図９の回路は、基準電圧源５００が差動増幅器の正転入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源５０９に接続されたＮＰＮトランジスタ５０１及び光センサからの出力電流Ｉｓが入力されるＩＮ端子が差動増幅器の反転入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが定電流負荷である定電流源５０８に接続され、エミッタが定電流源５０９に接続されたＮＰＮトランジスタ５０２からなる差動アンプと、定電流負荷である定電流源５０８とトランジスタ５０２の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源５１２に接続されると共にＯＵＴ端子として出力電圧を帰還するＮＰＮトランジスタ５０５と、ＩＮ端子とＯＵＴ端子間に接続され、光センサからの出力電流Ｉｓを電圧変換する電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗５０６と、これに並列に接続され、外部信号Ｖｓｗ１によりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ１及びこのスイッチング素子Ｓ１がオンした際に電圧変換抵抗５０６との関係で光センサからの出力電流Ｉｓを電圧変換することに寄与する電圧変換抵抗５０７とを備えている。

ここで、外部信号Ｖｓｗがハイレベルにある時にスイッチング素子Ｓ１がオンし、外部信号Ｖｓｗがローレベルにある時にスイッチング素子Ｓ１がオフするとして、光センサに照射された光量が一定で光センサからの出力電流Ｉｓが一定である時に、スイッチング素子Ｓ１のオン／オフが切り替えられ、電流電圧変換回路のゲインが切り替えられた際の図９に示す電流電圧変換回路の動作について図１０に示す図９の電流電圧変換回路で得られる電圧波形を用いて説明する。

まず、外部信号Ｖｓｗがハイレベルとなり、スイッチング素子Ｓ１がオンした時の電流電圧変換抵抗Ｒｆは、Ｒｆ＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）であるため、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧Ｖｏｕｔ１は次式となる。

Ｖｏｕｔ１＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）×Ｉｓ
また、外部信号Ｖｓｗがローレベルとなり、スイッチング素子Ｓ１がオフした時ときの電流電圧変換抵抗Ｒｆｆは、Ｒｆ＝Ｒｆ1であるため、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧Ｖｏｕｔ２は次式となる。

Ｖｏｕｔ２＝Ｒｆ１×Ｉｓ
特開２００３−９１８２５号公報

しかしながら、実際に外部信号Ｖｓｗをハイレベルからローレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオンからオフに切り替える図１０のｔ１時間においては、実際にスイッチング素子Ｓ１を構成する、例えば、ＭＯＳトランジスタ等の素子の寄生容量が存在するため、外部信号Ｖｓｗがハイレベルからローレベルに変化した際に、この寄生容量の影響により電流電圧変換抵抗５０７とスイッチング素子Ｓ１間の電圧が一瞬低下することとなり、電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎは基準電圧Ｖｒｅｆよりも一瞬低下する。

この時、電流電圧変換回路のＩＮ端子電圧は差動増幅器の反転入力端子電圧であり、基準電圧Ｖｒｅｆは差動増幅器の正転入力端子電圧であるため、差動増幅器の反転入力端子電圧が正転入力端子電圧よりも低下し、差動増幅器の回路は負帰還がかかって、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、これが図１０に示すオーバーシュート電圧ΔＶ１となる。

また、外部信号Ｖｓｗをローレベルからハイレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオフからオンに切り替える図１０のｔ２時間においては、上述の説明と同様にスイッチング素子Ｓ１を構成する、例えば、ＭＯＳトランジスタ等の素子の寄生容量が存在するため、外部信号Ｖｓｗがローレベルからハイレベルに変化した際に、この寄生容量の影響により電流電圧変換抵抗５０７とスイッチング素子Ｓ１間の電圧が一瞬上昇し、電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎは基準電圧Ｖｒｅｆよりも一瞬上昇する。

この時、電流電圧変換回路のＩＮ端子電圧は差動増幅器の反転入力端子電圧であり、基準電圧Ｖｒｅｆは差動増幅器の正転入力端子電圧であるため、差動増幅器の反転入力端子電圧が正転入力端子電圧よりも上昇し、差動増幅器の回路は負帰還がかかって、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは低下し、これが図１０に示すアンダーシュート電圧ΔＶ２となる。

近年、光ディスクの記録密度が高まるにつれて、光ディスクの回転速度の高速化が図られ、ピックアップ部において扱う信号の周波数帯域も広帯域化しており、信号処理の高速化を実現するための技術開発が切望されている。しかしながら、オーバーシュート電圧やアンダーシュート電圧が発生する電流電圧変換回路では、この出力信号の演算処理を行い、この演算処理信号により光ディスクの記録情報やレーザビームの照射位置、フォーカス状態等を検出するという信号処理を行うに当たり、安定した信号処理を行うことが困難となり、短い周期で反射してくるスポット光の入射に対して対応することができないという問題点があった。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたもので、その目的は、広帯域周波数特性と低ノイズ特性を同時に満たすだけでなく、オーバーシュート電圧やアンダーシュート電圧を発生することがない電流電圧変換回路を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、受光量に相関のある電流を出力する受光手段と、前記電流に相関のある電圧を出力する回路において、前記受光手段の出力信号を入力し、前記受光手段の出力信号に相関のある信号を出力する第１のバッファ回路と、基準電圧源の出力信号を入力し、前記基準電圧源の出力信号に相関のある信号を出力する第２のバッファ回路と、前記第１のバッファ回路の出力信号を反転入力端子に入力し、前記第２のバッファ回路の出力信号を正転入力端子に入力する差動増幅回路と、前記受光手段の出力端子と前記差動増幅回路の出力端子の間に接続された電流電圧変換手段とを具備することを特徴とする。

本発明によれば、広帯域周波数特性と低ノイズ特性を同時に満たすだけでなく、オーバーシュート電圧やアンダーシュート電圧を発生させないという安定した電流電圧変換回路を実現でき、光ディスクのピックアップ部等に好適に用いることができる。

次に、発明を実施するための最良の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は本発明による電流電圧変換回路の第１の実施形態の構成を概略的に示す回路図である。図１に示す回路は、フォトダイオード等の光センサ１２と、基準電圧であるＶｒｅｆ電圧（基準電圧発生源）１３と、ベースが光センサ１２に接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１６に接続され、エミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ１４と定電流源１６からなるバッファ回路１と、ベースが基準電圧であるＶｒｅｆ電圧１３に接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１７に接続され、エミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ１５と定電流源１７からなるバッファ回路２とから構成されている。更に、ＮＰＮトランジスタ１４と定電流源１６の接続点が反転入力端子に接続されると共に、ＮＰＮトランジスタ１５と定電流源１７の接続点が正転入力端子に接続された差動増幅器１１と、バッファ回路１の入力端子と差動増幅器１１の出力端子間に接続された電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆにより構成されている。

次に、図１に示す回路の動作について説明する。ここで、光センサ１２は光が照射されると、電流を出力するタイプのセンサとする。まず、レーザビームがスポット状に集光されて光ディスク（図示せず）に照射され、このレーザビームの反射光が光センサ１２に入射すると、光センサ１２からこの光量に応じた電流Ｉｓが出力される。

この電流Ｉｓは光センサ１２と差動増幅器１１の反転入力端子間に挿入されたバッファ回路１の入力端子であるＮＰＮトランジスタ１４のベースにも入力されるが、バッファ回路１の入力インピーダンスが十分高いため、電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込む。また、基準電圧であるＶｒｅｆ電圧１３は光センサ１２と差動増幅器１１の正転入力端子間に挿入されたバッファ回路２の入力端子であるＮＰＮトランジスタ１５のベースに接続され、ＮＰＮトランジスタ１４とＮＰＮトランジスタ１５は差動対を構成することとなるから、この時、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは次式となる。

Ｖｏｕｔ＝Ｖｒｅｆ−Ｒｆ×Ｉｓ
図２は図１に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。図２に示す回路は、ＩＮ端子からフォトダイオード等の光センサからの出力電流Ｉｓを入力し、この出力電流ＩｓをＩＮ端子と差動増幅器の反転入力端子間に挿入されたバッファ回路１に入力し、出力電流ＩｓをＩＮ端子と出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された電流電圧変換抵抗Ｒｆにより電圧変換する。また、差動増幅器の正転入力端子の前段に挿入されたバッファ回路２に入力された基準電圧Ｖｒｅｆを基準電圧としてＯＵＴ端子に出力するという電流電圧変換回路である。

即ち、基準電圧源１００が基準電圧Ｖｒｅｆと差動増幅器の正転入力端子間に挿入されたバッファ回路２の入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１１０に接続されてエミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ１０３と、光センサからの出力電流ＩｓがＩＮ端子と差動増幅器の反転入力端子間に挿入されたバッファ回路１の入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１１１に接続されてエミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ１０４と、トランジスタ１０３と定電流源１１０の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１０９に接続されたＮＰＮトランジスタ１０１、及びトランジスタ１０４と定電流源１１１の接続点にベースが接続され、コレクタが定電流負荷である定電流源１０８に接続され、エミッタが定電流源１０９に接続されたＮＰＮトランジスタ１０２からなる差動アンプとを備えている。

また、トランジスタ１０２と定電流負荷である定電流源１０８とトランジスタ１０２の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源１１２に接続されると共にＯＵＴ端子として出力電圧を帰還するＮＰＮトランジスタ１０５と、ＩＮ端子とＯＵＴ端子間に接続され、光センサからの出力電流Ｉｓを電圧変換する電流電圧変換抵抗Ｒｆとを備えている。

ここで、図２に示す回路において、広帯域の周波数特性のためには差動増幅器の定電流源１０８、１０９の電流値を増加することが有効であるが、ＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタ電流値はＮＰＮトランジスタ１０２のベース電流値にＮＰＮトランジスタ１０２の電流増幅率を乗じたものであり、一般に１００倍程度となる。このＮＰＮトランジスタ１０２のベース電流値はＮＰＮトランジスタ１０４のエミッタ電流値から定電流源１１１の電流値を差し引いたものとなり、電流電圧変換回路におけるノイズ発生源となるＮＰＮトランジスタ１０４のベース電流値はＮＰＮトランジスタ１０４のエミッタ電流値をＮＰＮトランジスタ１０４の電流増幅率で除したものであり、一般に１／１００倍程度となる。

従って、広帯域の周波数特性のために有効である差動増幅器の定電流源１０８、１０９の電流値を増加してＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタ電流値を増加しても、電流電圧変換回路におけるノイズ発生源となるＮＰＮトランジスタ１０４のベース電流値は非常に小さいものとなる。

また、広帯域の周波数特性のためにはＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎを小さくすることが有効となるが、ＮＰＮトランジスタ１０４のエミッタ電流値はＮＰＮトランジスタ１０２のベース電流値を供給するに十分な値であればよいから小さな値となり、このエミッタ電流値を許容するトランジスタの面積は小さいものとなるため、ＮＰＮトランジスタ１０４の寄生容量が小さくなり、ＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎを小さくすることができる。

更に、電流電圧変換回路の出力電圧に現われるノイズ電圧を低減するためには、ノイズ発生源となるＮＰＮトランジスタ１０２のベース電流の影響を小さくするために電流電圧変換抵抗Ｒｆを大きくすることが有効となるが、ここで、電流電圧変換回路を構成する差動増幅器のオープンゲインループ特性において、遮断周波数ｆｃ＝１／（２π×Ｒｆ×Ｃｉｎ）となる１次ローパスフィルタの周波数特性を決定するＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎが小さいものとなるため、この電流電圧変換抵抗Ｒｆを大きくすることが可能となり、ノイズ電圧を低減することが可能となる。

このように本実施形態による電流電圧変換回路によれば、電流電圧変換回路に要求される広帯域周波数特性と低ノイズ特性を満たすために有効な条件を全て満たすことが可能であるため、広帯域周波数特性と低ノイズ特性を同時に満たすことが可能となる。

但し、この図２に示す回路において、図８に示す電流電圧変換回路の回路例のように外部信号Ｖｓｗによりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ１により電流電圧変換回路の増幅ゲインを切り替える回路においては、図１、図２に示す回路では上述したような高速演算処理の妨げとなる電流電圧変換回路の出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートが発生するという問題点は残る。

（第２の実施形態）
図３は本発明による電流電圧変換回路の第２の実施形態の構成を概略的に示す回路図である。図３に示す回路は、フォトダイオード等の光センサ３２と、基準電圧であるＶｒｅｆ電圧（基準電圧発生源）３３と、ベースが光センサ３２に接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３６に接続され、エミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ３４と定電流源３６からなるバッファ回路１と、ベースが基準電圧であるＶｒｅｆ電圧３３に接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３７に接続され、エミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ３５と定電流源３７からなるバッファ回路２とを備えている。

また、ＮＰＮトランジスタ３４と定電流源３６の接続点が反転入力端子に接続されると共に、ＮＰＮトランジスタ３５と定電流源３７の接続点が正転入力端子に接続された差動増幅器３１と、バッファ回路１の入力端子と差動増幅器３１の出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆ１と、この電流電圧変換抵抗Ｒｆ１と並列に接続され、電流電圧変換手段としての電流電圧変換抵抗Ｒｆ２と外部信号Ｖｓｗ１によりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ１と、更に、差動増幅器３１の反転入力端子と正転入力端子間に接続され、外部信号Ｖｓｗ２によりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ２とを備えている。

図４は図３に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。図４に示す電流電圧変換回路は、ＩＮ端子からフォトダイオード等の光センサ３２からの出力電流Ｉｓを入力し、この出力電流ＩｓをＩＮ端子と差動増幅器の反転入力端子間に挿入されたバッファ回路１に入力し、出力電流ＩｓをＩＮ端子と出力端子ＯＵＴ間に直列に接続された電流電圧変換抵抗Ｒｆにより電圧変換し、差動増幅器の正転入力端子の前段に挿入されたバッファ回路２に入力された基準電圧Ｖｒｅｆを基準電圧としてＯＵＴ端子に出力するという電流電圧変換回路である。

具体的には、基準電圧源３００が基準電圧Ｖｒｅｆと差動増幅器の正転入力端子間に挿入されたバッファ回路２の入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３１０に接続されてエミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ３０３と、光センサからの出力電流ＩｓがＩＮ端子と差動増幅器の反転入力端子間に挿入されたバッファ回路１の入力端子でもあるベースに接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３１１に接続されてエミッタフォロア動作するＮＰＮトランジスタ３０４を備えている。

また、トランジスタ３０３と定電流源３１０の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３０９に接続されたＮＰＮトランジスタ３０１、及びトランジスタ３０４と定電流源３１１の接続点にベースが接続され、コレクタが定電流負荷である定電流源３０８に接続され、エミッタが定電流源３０９に接続されたＮＰＮトランジスタ３０２からなる差動アンプを備えている。

更に、トランジスタ３０２と定電流負荷である定電流源３０８とトランジスタ３０２の接続点にベースが接続され、コレクタが電源電圧ＶＤＤに接続され、エミッタが定電流源３１２に接続されると共にＯＵＴ端子として出力電圧を帰還するＮＰＮトランジスタ３０５と、ＩＮ端子とＯＵＴ端子間に接続され、光センサからの出力電流Ｉｓを電圧変換する電圧変換抵抗Ｒｆ１と、この電圧変換抵抗３０６と並列に接続され、電流電圧変換手段としての電圧変換抵抗Ｒｆ２と外部信号Ｖｓｗによりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ１と、差動増幅器の反転入力端子であるＮＰＮトランジスタ３０２のベースと正転入力端子であるＮＰＮトランジスタ３０１のベースとの間に接続され、外部信号Ｖｓｗ２によりオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｓ２とを備えている。

ここで、外部信号Ｖｓｗ１がハイレベルにある時にスイッチング素子Ｓ１がオンし、外部信号Ｖｓｗ１がローレベルにある時にスイッチング素子Ｓ１がオフし、外部信号Ｖｓｗ２がハイレベルにある時にスイッチング素子Ｓ２がオンし、外部信号Ｖｓｗ２がローレベルにある時にスイッチング素子Ｓ２がオフするとして、光センサに照射される光量が一定で光センサからの出力電流Ｉｓが一定である時にスイッチング素子Ｓ１のオン／オフが切り替えられ、電流電圧変換回路の増幅ゲインが切り替えられる際の図４の電流電圧変換回路の動作について図５に示す電圧波形を用いて時間順に説明する。ここで、光センサは光が照射されると、電流を出力するタイプのセンサとする。

まず、外部信号Ｖｓｗ１がハイレベルとなり、スイッチング素子Ｓ１がオンした時の電流電圧変換抵抗ＲｆはＲｆ＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）であるため、バッファ回路１の入力インピーダンスが十分高い場合は、光センサから出力される電流Ｉｓはこの電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込み、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧Ｖｏｕｔ１は次式となる。

Ｖｏｕｔ１＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）×Ｉｓ
また、外部信号Ｖｓｗ１がローレベルとなり、スイッチング素子Ｓ１がオフした時の電流電圧変換抵抗ＲｆはＲｆ＝Ｒｆ1であるため、バッファ回路１の入力インピーダンスが十分高い場合は、光センサから出力される電流Ｉｓはこの電流電圧変換抵抗Ｒｆに流れ込み、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧Ｖｏｕｔ２は次式となる。

Ｖｏｕｔ２＝Ｒｆ１×Ｉｓ
ここで、外部信号Ｖｓｗ１をハイレベルからローレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオンからオフに切り替える際の回路動作を説明する。まず、図５のｔ１時間より以前のスイッチング素子Ｓ１がオン、スイッチング素子Ｓ２がオフの状態では、ＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧は基準電圧３００のＶｒｅｆ電圧からＮＰＮトランジスタ３０３のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた電圧である。また、ＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧ＶｍはＩＮ端子電圧からＮＰＮトランジスタ３０４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた電圧である。ＮＰＮトランジスタ３０３とＮＰＮトランジスタ３０４のベース端子電圧は差動増幅器の入力端子であるから双方のベース端子電圧はほぼ同等の電圧となっている。

また、ＮＰＮトランジスタ３０３とＮＰＮトランジスタ３０４は同特性となるように回路構成され、差動対を構成しているため双方のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅはほぼ同等の電圧となっている。従って、ＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧はＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍとほぼ同等の電圧であり、Ｖｍ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅとなっている。

次いで、図５のｔ１時間にて外部信号Ｖｓｗ２をローレベルからハイレベルとしてスイッチング素子Ｓ２をオフからオンに切り替える。この時、スイッチング素子Ｓ２がオンしたことによりＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧ＶｍはＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧と同電位となるが、ｔ１時間より以前でもＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧はＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍとほぼ同等の電圧であり、Ｖｍ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅであるから、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧はｔ１時間より以前の出力電圧であるＶｏｕｔ１で変化しないこととなる。

次に、図５のｔ２時間にて外部信号Ｖｓｗ１をハイレベルからローレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオンからオフに切り替える。この時、実際にスイッチング素子Ｓ１を構成する、例えば、トランジスタ等の素子の寄生容量が存在するため、この寄生容量の影響により電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが一瞬低下する。

ここで、本来、ＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍ＝Ｖｉｎ−Ｖｂｅとなり、電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが低下した影響でＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍも電圧が低下するはずが、スイッチング素子Ｓ２がオンしたことによりＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧ＶｍはＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧と同電位となっており、このＩＮ端子電圧Ｖｉｎの電圧低下の影響を受けずに一定となるため、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは変化しない。

その後、外部信号Ｖｓｗ１が切り替わったことで電圧の低下した電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆと同等の電圧に十分復帰した図５のｔ３時間にて、外部信号Ｖｓｗ２をハイレベルからローレベルとしてスイッチング素子Ｓ２をオンからオフに切り替える。ここで、図５のｔ２時間にて電流電圧変換抵抗Ｒｆ＝Ｒｆ1となっており、この電流電圧変換抵抗Ｒｆ＝Ｒｆ1にて回路の帰還がかかって、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧はＶｏｕｔ２となる。

次に、外部信号Ｖｓｗ１をローレベルからハイレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオフからオンに切り替える際の回路動作を説明する。まず、図５のｔ４時間にて外部信号Ｖｓｗ２をローレベルからハイレベルとしてスイッチング素子Ｓ２をオフからオンに切り替える。この時、スイッチング素子Ｓ２をオンしたことによりＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧ＶｍはＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧と同電位となるが、ｔ４時間より以前でもＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧はＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍとほぼ同等の電圧であり、Ｖｍ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｂｅであるから、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧はｔ４時間より以前の出力電圧であるＶｏｕｔ２で変化しないこととなる。

また、図５のｔ５時間にて外部信号Ｖｓｗ１をローレベルからハイレベルとしてスイッチング素子Ｓ１をオフからオンに切り替える。この時、実際にスイッチング素子Ｓ１を構成する、例えば、トランジスタ等の素子の寄生容量が存在するため、この寄生容量の影響により電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが一瞬上昇する。ここで、本来、ＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍ＝Ｖｉｎ−Ｖｂｅとなり、電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが上昇した影響でＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧Ｖｍも上昇するはずが、スイッチング素子Ｓ２がオンしたことによりＮＰＮトランジスタ３０２のベース端子電圧ＶｍはＮＰＮトランジスタ３０１のベース端子電圧と同電位となっており、このＩＮ端子電圧Ｖｉｎの電圧上昇の影響を受けずに一定となるため、電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔは変化しない。

その後、外部信号Ｖｓｗ１が切り替わったことで電圧の上昇した電流電圧変換回路のＩＮ端子の電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆと同等の電圧に十分復帰した図５のｔ６時間にて、外部信号Ｖｓｗ２をハイレベルからローレベルとしてスイッチング素子Ｓ２をオンからオフに切り替える。ここで、図５のｔ５時間にて電流電圧変換抵抗ＲｆはＲｆ＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）となっており、この電流電圧変換抵抗Ｒｆ＝（Ｒｆ１×Ｒｆ２）／（Ｒｆ１＋Ｒｆ２）にて回路の帰還がかかって、基準電圧Ｖｒｅｆと電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔ間の差電圧はＶｏｕｔ１となる。

上述のようにスイッチング素子Ｓ１のオン／オフを切り替えることによって電流電圧変換回路のゲインを切り替える電流電圧変換回路において、このスイッチング素子Ｓ１のオン／オフ切り替え時にスイッチング素子Ｓ２をオンさせることによって差動増幅器の反転入力端子と正転入力端子とを短絡し、スイッチング素子Ｓ１のオン／オフ切り替え時の反転入力端子電圧の変動を抑えることにより、電流電圧変換回路の出力電圧のシュートを抑えることができる。

ここで、スイッチング素子Ｓ２の位置はＮＰＮトランジスタ３０１のベースとＮＰＮトランジスタ３０２のベース間にある必要は必ずしもなく、例えば、ＮＰＮトランジスタ３０３のベースとＮＰＮトランジスタ３０４のベース間にあってもよい。但し、広帯域周波数特性を実現するには電流電圧変換回路のＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎを可能な限り低減することが重要となり、ＮＰＮトランジスタ３０３のベースとＮＰＮトランジスタ３０４のベース間にスイッチング素子Ｓ２を設けることは電流電圧変換回路のＩＮ端子の入力容量Ｃｉｎを増加させることとなるため、この広帯域周波数特性を実現するという観点においては不利である。

しかしながら、スイッチング素子Ｓ１のオン／オフ切り替え時にこのスイッチング素子Ｓ２をオンさせることによって差動増幅器の反転入力端子と正転入力端子とを短絡し、スイッチング素子Ｓ１のオン／オフ切り替え時の反転入力端子電圧の変動を抑えることにより、電流電圧変換回路の出力電圧のシュートを抑えることは可能であるため、スイッチング素子Ｓ２の位置はＮＰＮトランジスタ３０３のベースとＮＰＮトランジスタ３０４のベース間にあってもよい。

また、図１から図４に示す電流電圧変換回路において、ＮＰＮトランジスタと定電流源からなるバッファは１段であるが、これは２段以上であってもよく、差動増幅器の反転入力端子に最終的に入力されるバッファ群と差動増幅器の正転入力端子に最終的に入力されるバッファ群において、これらのバッファ間のどの位置にスイッチング素子をおいても電流電圧変換回路の出力電圧のシュートを抑えることは可能である。また、第１及び第２の実施形態の電流電圧変換回路において、バッファ回路の回路構成は上述したＮＰＮトランジスタと定電流源である必要は必ずしもない。

更に、第１及び第２の実施形態の電流電圧変換回路において、差動増幅器を構成する回路素子は上述した図１から図４に示すＮＰＮトランジスタのみで構成される回路である必要は必ずしもなく、ＰＮＰトランジスタ、ＮＭＯＳトランジスタ、ＰＭＯＳトランジスタ等その他の素子及び回路構成であってもよい。また、第１及び第２の実施形態において電流電圧変換手段は上述の抵抗とは限らず、例えば、ＭＯＳトランジスタのチャネル抵抗を利用したもの等抵抗以外の素子及び回路構成であってもよい。更に、第１及び第２の実施形態の説明では、光センサは光が照射されると、電流を出力するタイプのセンサとしたが、光が照射されると電流が入力されるタイプのセンサであってもよい。

本発明による電流電圧変換回路の第１の実施形態の構成を概略的に示す回路図である。 図１に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。 本発明による電流電圧変換回路の第２の実施形態の構成を概略的に示す回路図である。 図３に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。 図４の電流電圧変換回路の各部の電圧波形を示す波形図である。 従来の電流電圧変換回路の構成を概略的に示す回路図である。 図６に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。 従来のゲイン切り替え機能を備える電流電圧変換回路の構成を概略的に示す回路図である。 図８に示す電流電圧変換回路の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。 図９の電流電圧変換回路で得られる電圧波形を示す波形図である。

符号の説明

１、２ バッファ回路
１１ 差動増幅器
１２ 光センサ
１３ Ｖｒｅｆ電圧
１４、１５ ＮＰＮトランジスタ
１６、１７ 定電流源
３１ 差動増幅器
３２ 光センサ
３３ Ｖｒｅｆ電圧
３４、３５ ＮＰＮトランジスタ
３６、３７ 定電流源
１００ 基準電圧源
１０１〜１０５ ＮＰＮトランジスタ
１０８〜１１２ 定電流源
３００ 基準電圧源
３０１〜３０５ ＮＰＮトランジスタ
３０８〜３１２ 定電流源
Ｓ１、Ｓ２ スイッチング素子
Ｒｆ、Ｒｆ１、Ｒｆ２ 電流電圧変換抵抗

Claims (5)

1. 受光量に相関のある電流を出力する受光手段と、前記電流に相関のある電圧を出力する回路において、前記受光手段の出力信号を入力し、前記受光手段の出力信号に相関のある信号を出力する第１のバッファ回路と、基準電圧源の出力信号を入力し、前記基準電圧源の出力信号に相関のある信号を出力する第２のバッファ回路と、前記第１のバッファ回路の出力信号を反転入力端子に入力し、前記第２のバッファ回路の出力信号を正転入力端子に入力する差動増幅回路と、前記受光手段の出力端子と前記差動増幅回路の出力端子との間に接続された電流電圧変換手段とを具備することを特徴とする電流電圧変換回路。
2. 前記第１、第２のバッファ回路はトランジスタと定電流源から構成され、エミッタフォロア動作することを特徴とする請求項１に記載の電流電圧変換回路。
3. 前記受光手段の出力から前記差動増幅回路の反転入力端子と、前記基準電圧源の出力から前記差動増幅回路の正転入力端子との間にオンまたはオフ制御可能なスイッチング素子を具備することを特徴とする請求項１または２に記載の電流電圧変換回路。
4. 前記電流電圧変換手段のゲインを選択的に設定するゲイン設定手段を具備することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流電圧変換回路。
5. 前記スイッチング素子をオン制御する期間は、前記電流電圧変換手段のゲインを設定するために前記ゲイン設定手段が動作するタイミングを包含することを特徴とする請求項３または４に記載の電流電圧変換回路。
   
   

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