JP2008070277A - 電流−電圧変換アンプの検査回路及びそれを用いた光ピックアップ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流−電圧変換アンプの実動作時のハイゲインの周波数特性を劣化させること無く電流−電圧変換アンプの検査を行うことが可能な電流−電圧変換アンプの検査回路を提供する。
【解決手段】フォトダイオード１０１で生じた光電流を電圧変換する電流−電圧変換アンプ１０７を検査する回路であって、入力側がテスト端子１０５に接続され、出力側が電流−電圧変換アンプ１０７に接続されたカレントミラー回路１０６を備え、カレントミラー回路１０６は、電流−電圧変換アンプ１０７の入力に接続されてミラー電流を生成する出力側ＮＰＮトランジスタ１３０、１３１と、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１と電流−電圧変換アンプ１０７の入力との間に挿入され、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１を流れるミラー電流を電流−電圧変換アンプ１０７から引き抜くことを断続するアナログスイッチ１０８とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流−電圧変換アンプの検査回路に関し、特に光ディスク用ピックアップ装置や各種光センサー等に使用される電流−電圧変換アンプの検査回路に関する。

電流−電圧変換アンプは、光ディスク用ピックアップ装置、カメラ用オートフォーカス装置、光電スイッチ等の各種センサーとして使用されるようになり、テスト容易化の要望に伴って、電流−電圧変換アンプの検査回路が多数提案されている。

以下、図４の回路ブロック図を参照しながら、特許文献１に示される電流−電圧変換アンプの検査回路について説明する。

この電流−電圧変換アンプの検査回路は、図４に示されるように、オペアンプ５０２及びゲイン抵抗５０９から構成され、フォトダイオード５０１と接続された電流−電圧変換アンプ５０７の検査を行う回路であり、検査用のテスト端子５０５と、テスト端子５０５に入力側が接続されたカレントミラー回路５０６から構成される。

このとき、フォトダイオード５０１のアノード端子は接地され、カソード端子はオペアンプ５０２の反転入力端子に接続される。抵抗値Ｒｆのゲイン抵抗５０９は、オペアンプ５０２の反転入力端子と出力端子５０３との間に接続される。オペアンプ５０２の非反転入力端子は基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電圧源５０４に接続される。テスト端子５０５はカレントミラー回路５０６を介してオペアンプ５０２の反転入力端子に接続される。

上記構成を有する回路において、電流−電圧変換アンプ５０７を実動作させる場合、フォトダイオード５０１に入射した光によって発生した光電流Ｉｐｄがゲイン抵抗５０９に流れることにより電圧降下が生じ、オペアンプ５０２の非反転入力端子に接続された基準電圧源５０４によって与えられる基準電圧Ｖｒｅｆに対して
Ｖｏ＝Ｉｐｄ×Ｒｆ
で示される出力電圧値Ｖｏ、つまりＶｒｅｆ＋Ｖｏが電流−電圧変換アンプ５０７の出力端子５０３に出力される。

一方、電流−電圧変換アンプ５０７の検査を行う場合、フォトダイオード５０１にテスト光を照射することで上記と同様な実動作を実現し、電流−電圧変換アンプ５０７を検査することができる。しかし、実際にテスト光をフォトダイオード５０１に照射して検査する場合、テスト光を照射するためのテスト装置が複雑かつ高価であり、テスト時間も長くなることからテストコストが高くなる。よって、図４の検査回路では、フォトダイオード５０１にテスト光を照射する代わりに、テスト端子５０５に電圧を印加して電流−電圧変換アンプ５０７の検査が行われる。テスト端子５０５に電圧を印加すると、光電流Ｉｐｄと同等のテスト電流Ｉｔが電流−電圧変換アンプ５０７からカレントミラー回路５０６へ引き抜かれる。電流−電圧変換アンプ５０７が正常に動作した場合、フォトダイオード５０１に光を照射した時と同様に、電流−電圧変換アンプ５０７の出力端子５０３に基準電圧Ｖｒｅｆに対して
Ｖｏｔ＝Ｉｔ×Ｒｆ
で与えられる出力電圧値Ｖｏｔ、つまりＶｒｅｆ＋Ｖｏｔが発生する。従って、光電流Ｉｐｄとテスト電流Ｉｔとが同一であれば
Ｖｏ＝Ｖｏｔ
となり、フォトダイオード５０１に光を照射したときの電流−電圧変換アンプ５０７の検査と同等の検査をテスト端子５０５からの電圧印加により行うことができる。
特開平８−１２９０４６号公報

ところで、前述した従来の電流−電圧変換アンプの検査回路では、電流−電圧変換アンプがゲイン切り替え機能を有し、ローゲイン（抵抗値が小さいゲイン）のＤレンジやリニアリティを測定する場合、ｍＡオーダのテスト電流を電流−電圧変換アンプから引き抜く必要がある。よって、このようなテスト電流引き抜きを目的として、カレントミラー回路のミラー電流を生成する出力側トランジスタの電流能力を増強し、かつ高ｈｆｅを保つために、カレントミラー回路の出力側トランジスタの並列数は増やされる。その結果、電流−電圧変換アンプの入力に対して寄生容量が大きくなり実動作時のハイゲイン（抵抗値が大きいゲイン）の周波数特性が劣化するという問題が起きる。

例えば図５の回路ブロック図に示されるように、電流−電圧変換アンプ５０７が抵抗値Ｒｆ１のゲイン抵抗６０９ａ、抵抗値Ｒｆ２のゲイン抵抗６０９ｂ及びスイッチ６１０を有する場合には、ローゲイン（スイッチ６１０＝ＯＮ）のＤレンジやリニアリティを測定するために、カレントミラー回路５０６の出力側トランジスタ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）の並列数は増やされる。このようにカレントミラー回路の出力側トランジスタの並列数が増やされた場合、電流−電圧変換アンプ５０７の入力に対して寄生容量が大きくなるため、図６に示されるように、実動作時のハイゲイン（スイッチ６１０＝ＯＦＦ）の周波数特性の波形が波形１（出力側トランジスタの並列数が少ないときの波形）から波形２（出力側トランジスタの並列数が多いときの波形）に変化し、周波数特性がｆｃ１からｆｃ２へ劣化する。

また近年、ＢＤ（Blu-ray Disc）やＤＶＤ（Digital Versatile Disc）等では高周波特性が要求されるため、本特性劣化を補うことが困難となってきている。さらにローゲインとハイゲインとでは供給するテスト電流のオーダが異なることがあるため、ゲインを変更する毎に、テスト端子５０５に供給する電圧の値（テスターの電圧レンジ）を再設定する必要があるため、検査時のテスト時間も増加する。

そこで、本発明は、上記課題に鑑み、電流−電圧変換アンプの実動作時のハイゲインの周波数特性を劣化させること無く電流−電圧変換アンプの検査を行うことが可能な電流−電圧変換アンプの検査回路を提供することを第１の目的とする。

また、検査時の時間を削減することが可能な電流−電圧変換アンプの検査回路を提供することを第２の目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る電流−電圧変換アンプの検査回路は、フォトダイオードで生じた光電流を電圧変換する電流−電圧変換アンプを検査する回路であって、入力側が検査端子に接続され、出力側が電流−電圧変換アンプに接続されたカレントミラー回路を備え、前記カレントミラー回路は、前記電流−電圧変換アンプの入力に接続されてミラー電流を生成する第１トランジスタ及び第２トランジスタと、前記第２トランジスタと前記電流−電圧変換アンプの入力との間に挿入され、前記第２トランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプから引き抜くことを断続する第１スイッチとを有することを特徴とする。

これにより、カレントミラー回路の電流−電圧変換アンプの入力と接続される出力側トランジスタの数を第１スイッチにより適切に切り替えることができる。つまり、ローゲイン時は電流能力が必要となるため第１トランジスタ及び第２トランジスタを電流−電圧変換アンプの入力と接続し、ハイゲイン時は第１トランジスタのみを電流−電圧変換アンプの入力と接続することができる。従って、従来の電流−電圧変換アンプの検査回路に比べて、ハイゲイン時の寄生容量を低減することができるため、電流−電圧変換アンプの実動作時のハイゲインの周波数特性劣化を回避できる。

ここで、前記電流−電圧変換アンプは、第１ゲイン抵抗と、前記第１ゲイン抵抗に並列に接続された直列接続の第２ゲイン抵抗、及び第２スイッチとを備え、前記第１スイッチの制御信号を出力する制御端子は、前記第２スイッチの制御信号を出力する制御端子と共用されてもよい。

これにより、ゲイン切り替えに連動して、カレントミラー回路の出力側トランジスタの数を切り替えることができ、第１スイッチ及び第２スイッチの制御端子（回路面積）のいずれかを削減できる。

また、前記カレントミラー回路は、さらに前記第１トランジスタのエミッタに接続された第１抵抗と、前記第２トランジスタのエミッタに接続された第２抵抗とを備え、前記第１抵抗及び第２抵抗の抵抗比は、前記第１ゲイン抵抗及び第２ゲイン抵抗の抵抗比と等しくてもよい。

これにより、電流−電圧変換アンプの各ゲインモード（ハイゲイン及びローゲイン）の検査をする場合、検査端子から供給する電圧の値（テスターの電圧レンジ）又は電流の値（テスターの電流レンジ）を切り替えることなく一定にして、各ゲインモードで必要となる電流をカレントミラー回路の出力側から引き抜くことができる。その結果、検査時の時間を短縮することができる。

また、前記電流−電圧変換アンプの検査回路は、さらに前記第１トランジスタ及び第２トランジスタと前記電流−電圧変換アンプの入力との間に挿入され、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプから引き抜くことを断続する第３スイッチを備えてもよい。

これにより、実動作時には負荷として作用するカレントミラー回路を電流−電圧変換アンプから切り離し、電流−電圧変換アンプの入力に対する寄生容量を低減することができる。その結果、全ゲインモードにおいて電流−電圧変換アンプの実動作時の周波数特性劣化を回避できる。

また、前記第１スイッチ、第２スイッチ及び第３スイッチはＣＭＯＳスイッチであってもよい。

これにより、スイッチ切り替えの制御が簡単で、スイッチ回路の面積が小さく、低消費電力のスイッチを実現するこができる。

また本発明は、上記電流−電圧変換アンプ及びその検査回路を備えることを特徴とする光ピックアップ装置とすることもできる。

これにより、電流−電圧変換アンプの実動作時の周波数特性劣化がなくなる。また、電流−電圧変換アンプの検査を光ピックアップ装置の組み立て前に行える。その結果、品質が高く、かつ特性のよい光ピックアップ装置を実現することができる。

本発明の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、ゲイン切り替え機能を有する電流−電圧変換アンプの検査回路において、ゲイン切り替えに連動してカレントミラー回路の出力側トランジスタの並列数（電流能力）を変更できる。従って、並列数を変更できない従来の電流−電圧変換アンプと比較して、ハイゲイン時の電流−電圧変換アンプの入力に対する寄生容量を低減することができるため、実動作時の周波数特性を劣化させることなく電流−電圧変換アンプの検査を行うことができる。また、電流−電圧変換アンプの検査時に、カレントミラー回路の入力側から供給する電圧の値（テスターの電圧レンジ）又は電流の値（テスターの電流レンジ）を切り替える必要がなくなるため、検査時の時間も削減できる。

以下、本発明の実施の形態における電流−電圧変換アンプの検査回路及び光ピックアップ装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。

（第１の実施の形態）
以下、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路を説明する。図１は同電流−電圧変換アンプ及びその検査回路の一例を示す回路ブロック図である。

電流−電圧変換アンプの検査回路は、図１に示されるように、フォトダイオード１０１で生じた光電流を電圧変換する電流−電圧変換アンプ１０７の検査を行う回路である。同回路は、検査用のテスト端子１０５と、テスト端子１０５に入力側が接続され、電流−電圧変換アンプ１０７にテスト電流を供給するカレントミラー回路１０６から構成される。

電流−電圧変換アンプ１０７は、オペアンプ１０２、アナログスイッチ１１０及びゲイン抵抗１０９ａ、１０９ｂから構成され、ハイゲイン及びローゲインのゲイン切り替え機能を有する。抵抗値Ｒｆ１のゲイン抵抗１０９ａは、オペアンプ１０２の反転入力端子と出力端子１０３との間に接続される。抵抗値Ｒｆ２のゲイン抵抗１０９ｂは、ゲイン抵抗１０９ａと並列に接続され、その一端がオペアンプ１０２の反転入力端子に接続され、他端がアナログスイッチ１１０を介して出力端子１０３に接続される。アナログスイッチ１１０は、ゲイン抵抗１０９ｂと出力端子１０３との電気的な接続を断続し、ゲイン抵抗１０９ｂを選択するか否かを決定する。オペアンプ１０２の非反転入力端子は基準電圧源１０４に接続される。

なお、アナログスイッチ１１０は、本発明の第２スイッチの一例である。
フォトダイオード１０１のアノード端子は接地され、カソード端子はオペアンプ１０２の反転入力端子に接続される。

テスト端子１０５は、カレントミラー回路１０６を介してオペアンプ１０２の反転入力端子に接続される。カレントミラー回路１０６は、並列数がｍ１の出力側ＮＰＮトランジスタ１３０、並列数がｍ２の出力側ＮＰＮトランジスタ１３１、電流が入力される入力側ＮＰＮトランジスタ１３２、１３３、抵抗値Ｒ１の抵抗１２１、抵抗値Ｒ２の抵抗１２２、抵抗値Ｒｂの抵抗１２３、及びアナログスイッチ１０８で構成される。出力側ＮＰＮトランジスタ１３０、１３１は、フォトダイオード１０１から電流−電圧変換アンプ１０７への電流経路、つまり電流−電圧変換アンプ１０７の入力に接続される。抵抗１２１は出力側ＮＰＮトランジスタ１３０に直列に接続され、抵抗１２２は出力側ＮＰＮトランジスタ１３１に直列に接続される。アナログスイッチ１０８は、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１のコレクタを介してオペアンプ１０２の反転入力端子に接続される。アナログスイッチ１０８は、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１と電流−電圧変換アンプ１０７の入力との間に挿入され、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１を流れるミラー電流を電流−電圧変換アンプ１０７から引き抜くことを断続する。

ここで、アナログスイッチ１０８、１１０は、制御回路１１１から出力される制御信号を共用し、ゲイン切り替え信号（電流切り替え信号）でＯＮ・ＯＦＦ制御される。また、アナログスイッチ１０８、１１０は、例えばＣＭＯＳから構成される。さらに、出力側ＮＰＮトランジスタ１３０のエミッタに接続される抵抗１２１と出力側ＮＰＮトランジスタ１３１のエミッタに接続される抵抗１２２との抵抗比は、ゲイン抵抗１０９ａとゲイン抵抗１０９ｂとの抵抗比に等しい（Ｒｆ１：Ｒｆ２＝Ｒ１：Ｒ２）。

なお、アナログスイッチ１０８は本発明の第１スイッチの一例である。また、出力側ＮＰＮトランジスタ１３０は本発明の第１トランジスタの一例であり、出力側ＮＰＮトランジスタ１３１は本発明の第２トランジスタの一例である。また、抵抗１２１は本発明の第１抵抗の一例であり、抵抗１２２は本発明の第２抵抗の一例である。

次に、上記構成を有する回路の動作を詳細に説明する。
上記構成を有する回路では、電流−電圧変換アンプ１０７のローゲイン（ゲイン抵抗の抵抗値＝Ｒｆ１／／Ｒｆ２、アナログスイッチ１１０＝ＯＮ）の検査をする場合、Ｄレンジやリニアリティを測定する際にｍＡオーダの電流を引き抜く必要があるために、カレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの電流能力を増強し、かつ高ｈｆｅを保つ必要がある。よって、アナログスイッチ１１０がＯＮにされるのに連動してカレントミラー回路１０６の電流切り替え用のアナログスイッチ１０８をＯＮにし、カレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数が増やされる（並列数＝ｍ１＋ｍ２）。続いて、テスト端子１０５から所定値の電流Ｉをカレントミラー回路１０６の入力側に供給すると、その電流と一定の関係にある電流Ｉｌｏがカレントミラー回路１０６の出力側から引き抜かれ、出力が得られる。ここで、オペアンプ１０２の入力インピーダンスは非常に大きく、電流Ｉｌｏはゲイン抵抗１０９ａ、１０９ｂを介して引き抜かれるため、結果として出力端子１０３は、基準電圧源１０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、（Ｒｆ１／／Ｒｆ２）×Ｉｌｏで与えられる電圧値Ｖｌｏを示す。

従って、出力端子１０３から所望の電圧値Ｖｒｅｆ＋Ｖｌｏが出力されているかを測定することで、電流−電圧変換アンプ１０７のローゲインの動作確認検査を行うことができる。

例えば、Ｒｆ１＝４０ｋΩ、Ｒｆ２＝１ｋΩ、Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝５００Ω、Ｒｂ＝１ｋΩとすると、ローゲインのゲイン抵抗の抵抗値Ｒｌｏは、
Ｒｌｏ＝Ｒｆ１／／Ｒｆ２＝４０／４１ｋΩ
となる。ローゲインのＤレンジ（＝２Ｖ：Ｖｒｅｆ基準）を測定する際、テスト端子１０５から所定値の電流Ｉ（＝１ｍＡ）をカレントミラー回路１０６の入力側から供給して、カレントミラー回路１０６の出力側から、電流
Ｉｌｏ＝Ｉ×Ｒｂ／（Ｒ１／／Ｒ２）＝２．０５ｍＡ
を引き抜くと、出力端子１０３は、基準電圧源１０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、電圧値
Ｖｌｏ＝Ｒｌｏ×Ｉｌｏ＝２Ｖ
を示す。従って、出力端子１０３から所望の出力電圧値４Ｖが出力されているかを測定することでローゲインのＤレンジを検査することができる。

また、電流−電圧変換アンプ１０７のハイゲイン（ゲイン抵抗の抵抗値＝Ｒｆ１、アナログスイッチ１１０＝ＯＦＦ）の検査をする場合、Ｄレンジやリニアリティを測定する際にローゲイン時と比較してカレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの電流能力を小さくできる。よって、アナログスイッチ１１０がＯＦＦにされるのに連動してカレントミラー回路１０６の電流切り替え用のアナログスイッチ１０８をＯＦＦにし、カレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数が減らされる（並列数＝ｍ１）。続いて、テスト端子１０５から所定値の電流Ｉをカレントミラー回路１０６の入力側から供給すると、その電流と一定の関係にある電流Ｉｈｉがカレントミラー回路１０６の出力側から引き抜かれるため、出力端子１０３は、基準電圧源１０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、Ｒｆ１×Ｉｈｉで与えられる電圧値Ｖｈｉを示す。

従って、出力端子１０３から所望の電圧値Ｖｒｅｆ＋Ｖｈｉが出力されているかを測定することで、電流−電圧変換アンプ１０７のハイゲインの動作確認検査を行うことができる。

例えば、Ｒｆ１＝４０ｋΩ、Ｒｆ２＝１ｋΩ、Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝５００Ω、Ｒｂ＝１ｋΩとすると、ハイゲインのゲイン抵抗の抵抗値Ｒｈｉは、
Ｒｈｉ＝Ｒｆ１＝４０ｋΩ
となる。ハイゲインのＤレンジ（＝２Ｖ：Ｖｒｅｆ基準）を測定する際も、テスト端子１０５からローゲイン時と同様の所定値の電流Ｉ（＝１ｍＡ）をカレントミラー回路１０６の入力側から供給して、カレントミラー回路１０６の出力側から、電流
Ｉｈｉ＝Ｉ×Ｒｂ／Ｒ１＝５０μＡ
を引き抜くと、出力端子１０３は、基準電圧源１０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、電圧値
Ｖｈｉ＝Ｒｆ１×Ｉｈｉ＝２Ｖ
を示す。

従って、出力端子１０３から所望の出力電圧値４Ｖが出力されているかを測定することでハイゲインのＤレンジを検査することができる。

一方、実動作の場合も、電流−電圧変換アンプ１０７の検査と同様に各ゲインモードに応じてカレントミラー回路１０６の電流切り替え用のアナログスイッチ１０８を切り替えることで、従来の電流−電圧変換アンプの検査回路に比べて、ハイゲイン時の寄生容量を低減することができるため、電流−電圧変換アンプの実動作時のハイゲインの交流特性劣化を回避できる。

以上のように本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、各ゲインモードに応じて、カレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数（電流能力）がアナログスイッチ１０８により適切に切り替えられる。つまり、ローゲイン時は電流能力が必要となるためカレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数が増やされ、ハイゲイン時はカレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数が減らされる。従って、従来の電流−電圧変換アンプの検査回路に比べて、ハイゲイン時の寄生容量を低減することができるため、電流−電圧変換アンプの実動作時のハイゲインの周波数特性劣化を回避できる。

また、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、アナログスイッチ１１０及びアナログスイッチ１０８は制御信号を共用している。従って、ゲイン切り替えに連動して、カレントミラー回路１０６の出力側トランジスタの並列数（電流能力）を切り替えることができ、アナログスイッチの制御端子（回路面積）を削減できる。

また、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、出力側ＮＰＮトランジスタ１３０のエミッタに接続される抵抗１２１と出力側ＮＰＮトランジスタ１３１のエミッタに接続される抵抗１２２との抵抗比は、ゲイン抵抗１０９ａとゲイン抵抗１０９ｂとの抵抗比に等しくされる（Ｒｆ１：Ｒｆ２＝Ｒ１：Ｒ２）。よって、電流−電圧変換アンプ１０７の各ゲインモード（ハイゲイン及びローゲイン）の検査をする場合、テスト端子１０５から供給する電流の値（テスターの電流レンジ）を切り替えることなく一定にして、各ゲインモードで必要となる電流をカレントミラー回路１０６の出力側から引き抜くことができる。その結果、検査時のテスト時間を短縮することができる。

（第２の実施の形態）
以下、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路を説明する。図２は同電流−電圧変換アンプ及びその検査回路の一例を示す回路ブロック図である。

電流−電圧変換アンプの検査回路は、図２に示されるように、電流−電圧変換アンプ３０７とカレントミラー回路３０６との電気的な接続を断続するアナログスイッチ３１２を備えるという点で第１の実施の形態の検査回路と異なる。

電流−電圧変換アンプ３０７は、ハイゲイン及びローゲインのゲイン切り替え機能を有し、オペアンプ３０２、アナログスイッチ３１０及びゲイン抵抗３０９ａ、３０９ｂから構成される。抵抗値Ｒｆ１のゲイン抵抗３０９ａは、オペアンプ３０２の反転入力端子と出力端子３０３との間に接続される。抵抗値Ｒｆ２のゲイン抵抗３０９ｂは、ゲイン抵抗３０９ａと並列に接続され、その一端がオペアンプ３０２の反転入力端子に接続され、他端がアナログスイッチ３１０を介して出力端子３０３に接続される。アナログスイッチ３１０は、ゲイン抵抗３０９ｂと出力端子３０３との電気的な接続を断続し、ゲイン抵抗３０９ｂを選択するか否かを決定する。オペアンプ３０２の非反転入力端子は基準電圧源３０４に接続される。

なお、アナログスイッチ３１０は、本発明の第２スイッチの一例である。
フォトダイオード３０１のアノード端子は接地され、カソード端子はオペアンプ３０２の反転入力端子に接続される。

カレントミラー回路３０６は、並列数がｍ１の出力側ＮＰＮトランジスタ３３０、並列数がｍ２の出力側ＮＰＮトランジスタ３３１、入力側ＮＰＮトランジスタ３３２、３３３、抵抗値Ｒ１の抵抗３２１、抵抗値Ｒ２の抵抗３２２、抵抗値Ｒｂの抵抗３２３及びアナログスイッチ３０８で構成される。抵抗３２１は出力側ＮＰＮトランジスタ３３０に直列に接続され、抵抗３２２は出力側ＮＰＮトランジスタ３３１に直列に接続される。出力側ＮＰＮトランジスタ３３０、３３１は、フォトダイオード３０１から電流−電圧変換アンプ３０７への電流経路、つまり電流−電圧変換アンプ３０７の入力に接続される。アナログスイッチ３０８は、出力側ＮＰＮトランジスタ３３１のコレクタを介してオペアンプ３０２の反転入力端子に接続される。アナログスイッチ３０８は、出力側ＮＰＮトランジスタ３３１と電流−電圧変換アンプ３０７の入力との間に挿入され、出力側ＮＰＮトランジスタ３３１を流れるミラー電流を電流−電圧変換アンプ３０７から引き抜くことを断続する。

アナログスイッチ３１２は、モード切り替え信号で制御され、一端がオペアンプ３０２の反転入力端子に接続され、他端がカレントミラー回路３０６を介してテスト端子３０５に接続される。アナログスイッチ３１２は、アナログスイッチ３０８と電流−電圧変換アンプ３０７の入力との間に挿入され、出力側ＮＰＮトランジスタ３３０及び出力側ＮＰＮトランジスタ３３１を流れるミラー電流を電流−電圧変換アンプ３０７から引き抜くことを断続する。

ここで、アナログスイッチ３０８、３１０は、制御回路３１１から出力される制御信号を共用し、ゲイン切り替え信号（電流切り替え信号）でＯＮ・ＯＦＦ制御される。また、アナログスイッチ３０８、３１０、３１２はＣＭＯＳから構成される。さらに、出力側ＮＰＮトランジスタ３３０のエミッタに接続される抵抗３２１と出力側ＮＰＮトランジスタ３３１のエミッタに接続される抵抗３２２との抵抗比は、ゲイン抵抗３０９ａとゲイン抵抗３０９ｂとの抵抗比に等しい（Ｒｆ１：Ｒｆ２＝Ｒ１：Ｒ２）。

なお、アナログスイッチ３１２は本発明の第３スイッチの一例であり、アナログスイッチ３０８は本発明の第１スイッチの一例である。また、出力側ＮＰＮトランジスタ３３０は本発明の第１トランジスタの一例であり、出力側ＮＰＮトランジスタ３３１は本発明の第２トランジスタの一例である。また、抵抗３２１は本発明の第１抵抗の一例であり、抵抗３２２は本発明の第２抵抗の一例である。

次に、上記構成を有する回路の動作を詳細に説明する。
上記構成を有する回路では、電流−電圧変換アンプ３０７のローゲイン（ゲイン抵抗の抵抗値＝Ｒｆ１／／Ｒｆ２、アナログスイッチ３１０＝ＯＮ）の検査をする場合、Ｄレンジやリニアリティを測定する際にｍＡオーダの電流を供給する必要があるために、カレントミラー回路３０６の出力側トランジスタの電流能力を増強し、かつ高ｈｆｅを保つ必要がある。よって、カレントミラー回路３０６のアナログスイッチ３０８をアナログスイッチ３１０に連動させてＯＮにし、カレントミラー回路３０６の出力側トランジスタの並列数が増やされる（並列数＝ｍ１＋ｍ２）。また、モード切り替え用のアナログスイッチ３１２をＯＮにし、電流−電圧変換アンプ３０７がカレントミラー回路３０６に接続される。続いて、テスト端子３０５から所定値の電流Ｉをカレントミラー回路３０６の入力側に供給すると、その電流と一定の関係にある電流Ｉｌｏがカレントミラー回路３０６の出力側から引き抜かれ、出力が得られる。ここで、オペアンプ３０２の入力インピーダンスは非常に大きく、電流Ｉｌｏはゲイン抵抗３０９ａ、３０９ｂを介して引き抜かれるため、結果として出力端子３０３は、基準電圧源３０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、（Ｒｆ１／／Ｒｆ２）×Ｉｌｏで与えられる電圧値Ｖｌｏを示す。

従って、出力端子３０３から所望の出力電圧値Ｖｒｅｆ＋Ｖｌｏが出力されているかを測定することで、電流−電圧変換アンプ３０７のローゲインの動作確認検査を行うことができる。

また、電流−電圧変換アンプ３０７のハイゲイン（ゲイン抵抗の抵抗値＝Ｒｆ１、アナログスイッチ３１０＝ＯＦＦ）の検査をする場合、Ｄレンジやリニアリティを測定する際にローゲイン時と比較してカレントミラー回路３０６の出力側トランジスタの電流能力を小さくできる。よって、カレントミラー回路３０６のアナログスイッチ３０８をアナログスイッチ３１０に連動させてＯＦＦにし、カレントミラー回路３０６の出力側トランジスタの並列数が減らされる（並列数＝ｍ１）。また、モード切り替え用のアナログスイッチ３１２をＯＮにし、カレントミラー回路３０６が電流−電圧変換アンプ３０７に接続される。続いて、テスト端子３０５から所定値の電流Ｉをカレントミラー回路３０６の入力側に供給すると、その電流と一定の関係にある電流Ｉｈｉがカレントミラー回路３０６の出力側から引き抜かれるため、出力端子３０３は、基準電圧源３０４によって与えられた基準電圧Ｖｒｅｆに対して、Ｒｆ１×Ｉｈｉで与えられる電圧値Ｖｈｉを示す。

従って、出力端子３０３から所望の電圧値Ｖｒｅｆ＋Ｖｈｉが出力されているかを測定することで、電流−電圧変換アンプ３０７のハイゲインの動作確認検査を行うことができる。

一方、実動作の場合は、モード切り替え用のアナログスイッチ３１２をＯＦＦにして、負荷として作用するカレントミラー回路３０６を切り離す。

以上のように本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、電流−電圧変換アンプの実動作時には負荷として作用するカレントミラー回路３０６を電流−電圧変換アンプ３０７から切り離し、電流−電圧変換アンプ３０７の入力に対する寄生容量を低減する。よって、全ゲインモードにおいて電流−電圧変換アンプの実動作時の周波数特性劣化を回避できる。

また、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、アナログスイッチ３１０及びアナログスイッチ３０８は制御信号を共用している。従って、ゲイン切り替えに連動して、カレントミラー回路３０６の出力側トランジスタの並列数（電流能力）を切り替えることができ、アナログスイッチの制御端子（回路面積）を削減できる。

また、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、出力側ＮＰＮトランジスタ３３０のエミッタに接続される抵抗３２１と出力側ＮＰＮトランジスタ３３１のエミッタに接続される抵抗３２２との抵抗比は、ゲイン抵抗３０９ａとゲイン抵抗３０９ｂとの抵抗比に等しくされる（Ｒｆ１：Ｒｆ２＝Ｒ１：Ｒ２）。よって、電流−電圧変換アンプ３０７の各ゲインモード（ハイゲイン及びローゲイン）の検査をする場合、テスト端子３０５から供給する電流の値（テスターの電流レンジ）を切り替えることなく一定にして、各ゲインモードで必要となる電流をカレントミラー回路３０６の出力側から引き抜くことができる。その結果、検査時のテスト時間を短縮することができる。

また、本実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路によれば、アナログスイッチ３０８、３１０、３１２がＣＭＯＳスイッチである。従って、スイッチ切り替えの制御が簡単で、スイッチ回路の面積が小さく、低消費電力のスイッチを実現することができる。

（第３の実施の形態）
以下、本実施の形態の光ピックアップ装置を説明する。図３は同光ピックアップ装置の構成の一例を示す図である。

この光ピックアップ装置は、レーザ光を用いて光ディスク媒体４０５への情報の記録又は再生を行う装置であって、図３に示されるように、レーザ素子４０１と、第１又は第２の実施の形態の電流−電圧変換アンプ及びその検査回路、フォトダイオード、基準電圧源並びに制御回路を有する光電変換装置４０７と、光電変換装置４０７の上方に順に配置された集光レンズ４０６、ハーフミラー４０２、コリメートレンズ４０３及び対物レンズ４０４とから構成される。

以上のように本実施の形態の光ピックアップ装置は、第１又は第２の実施の形態の電流−電圧変換アンプの検査回路を有する光電変換装置４０７を備える。よって、電流−電圧変換アンプの実動作時の周波数特性劣化がない光ピックアップ装置を実現できる。また、電流−電圧変換アンプの検査を光ピックアップ装置の組み立て前に行えるため、品質が高く、かつ特性のよい光ピックアップ装置を実現できる。

以上、本発明の電流−電圧変換アンプの検査回路及びこれを用いた光ピックアップ装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態に限定されるものではない。本発明の要旨を逸脱しない範囲内で当業者が思いつく各種変形を施したものも本発明の範囲内に含まれる。

例えば、上記実施の形態において、出力側トランジスタと接続された２つの抵抗の抵抗比は、２つのゲイン抵抗の抵抗比と異なってもよい。

また、上記実施の形態において、カレントミラー回路の電流切り替え用のアナログスイッチ及び電流−電圧変換アンプのゲイン切り替え用のアナログスイッチは別々の制御信号により制御されてもよい。この場合には、ゲインモードに関わらず、カレントミラー回路の電流切り替え用のアナログスイッチをＯＦＦにすることで、全ゲインモード時の寄生容量を低減することができる。

また、上記実施の形態において、カレントミラー回路の共通ベースとグランド端子との間には抵抗が挿入されてもよい。これによって、実際にＩＣを使用する場合にテスト端子が解放状態であっても、オペアンプの反転入力端子に不要な電流が流れ込むことが無くなり、誤出力を防止することができる。

また、上記実施の形態において、電流−電圧変換アンプは、２段のゲイン切り替えを有するとしたが、ゲインの段数が２段以上あってもよく、制御回路、ゲイン抵抗及びアナログスイッチで構成されるゲイン切り替え回路は他の構成であってもよい。

また、上記実施の形態では、アノードコモンのフォトダイオードに電流−電圧変換アンプを接続しているため、カレントミラー回路はＮＰＮトランジスタにより構成されるとした。しかし、カソードコモンのフォトダイオードに電流−電圧変換アンプを接続し、カレントミラー回路をＰＮＰトランジスタにより構成してもよい。

また、上記実施の形態において、カレントミラー回路をＰＮＰトランジスタタイプとＮＰＮトランジスタタイプの２段構成にし、テスト端子に入力する電流方向を反転させてもよく、入力端子に抵抗を挿入して電圧入力にしてもよい。

また、上記実施の形態において、カレントミラー回路は他の回路構成のものであってもよく、例えば使用する素子がＣＭＯＳトランジスタやＪ−ＦＥＴであってもよい。

本発明は、電流−電圧変換アンプの検査回路及びこれを用いた光ピックアップ装置に利用でき、特にゲイン切り替え機能を有する電流−電圧変換アンプの検査回路等に利用することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る電流−電圧変換アンプ及びその検査回路の一例を示す回路ブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る電流−電圧変換アンプ及びその検査回路の一例を示す回路ブロック図である。 本発明の第３の実施の形態に係る光ピックアップ装置の構成の一例を示す図である。 従来の電流−電圧変換アンプ及びその検査回路を示す回路ブロック図である。 従来の電流−電圧変換アンプ及びその検査回路を示す回路ブロック図である。 電流−電圧変換アンプにおける周波数特性劣化を説明するためのグラフである。

符号の説明

１０１、３０１、５０１ フォトダイオード
１０２、３０２、５０２ オペアンプ
１０３、３０３、５０３ 出力端子
１０４、３０４、５０４ 基準電圧源
１０５、３０５、５０５ テスト端子
１０６、３０６、５０６ カレントミラー回路
１０７、３０７、５０７ 電流−電圧変換アンプ
１０８、１１０、３０８、３１０、３１２ アナログスイッチ
１０９ａ、１０９ｂ、３０９ａ、３０９ｂ、５０９、６０９ａ、６０９ｂ ゲイン抵抗
１１１、３１１ 制御回路
１２１、１２２、１２３、３２１、３２２、３２３ 抵抗
１３０、１３１、３３０、３３１ 出力側ＮＰＮトランジスタ
１３２、１３３、３３２、３３３ 入力側ＮＰＮトランジスタ
４０１ レーザ素子
４０２ ハーフミラー
４０３ コリメートレンズ
４０４ 対物レンズ
４０５ 光ディスク媒体
４０６ 集光レンズ
４０７ 光電変換装置
６１０ スイッチ

Claims (7)

1. フォトダイオードで生じた光電流を電圧変換する電流−電圧変換アンプを検査する回路であって、
   入力側が検査端子に接続され、出力側が電流−電圧変換アンプに接続されたカレントミラー回路を備え、
   前記カレントミラー回路は、前記電流−電圧変換アンプの入力に接続されてミラー電流を生成する第１トランジスタ及び第２トランジスタと、前記第２トランジスタと前記電流−電圧変換アンプの入力との間に挿入され、前記第２トランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプの入力から引き抜くことを断続する第１スイッチとを有する
   ことを特徴とする電流−電圧変換アンプの検査回路。
2. 前記電流−電圧変換アンプは、第１ゲイン抵抗と、前記第１ゲイン抵抗に並列に接続された直列接続の第２ゲイン抵抗、及び第２スイッチとを備え、
   前記第１スイッチの制御信号を出力する制御端子は、前記第２スイッチの制御信号を出力する制御端子と共用される
   ことを特徴とする請求項１に記載の電流−電圧変換アンプの検査回路。
3. 前記カレントミラー回路は、さらに前記第１トランジスタのエミッタに接続された第１抵抗と、前記第２トランジスタのエミッタに接続された第２抵抗とを備え、
   前記第１抵抗及び第２抵抗の抵抗比は、前記第１ゲイン抵抗及び第２ゲイン抵抗の抵抗比と等しい
   ことを特徴とする請求項２に記載の電流−電圧変換アンプの検査回路。
4. 前記電流−電圧変換アンプの検査回路は、さらに前記第１トランジスタ及び第２トランジスタと前記電流−電圧変換アンプの入力との間に挿入され、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプの入力から引き抜くことを断続する第３スイッチを備える
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電流−電圧変換アンプの検査回路。
5. 前記第１スイッチ、第２スイッチ及び第３スイッチはＣＭＯＳスイッチである
   ことを特徴とする請求項４に記載の電流−電圧変換アンプの検査回路。
6. 請求項１〜５のいずれか１項に記載の電流−電圧変換アンプ及びその検査回路を備える
   ことを特徴とする光ピックアップ装置。
7. ハイゲイン及びローゲインのゲイン切り替え機能を有し、フォトダイオードで生じた光電流を電圧変換する電流−電圧変換アンプを、ミラー電流を生成する複数のトランジスタを有し、入力側が検査端子に接続され、出力側が前記電流−電圧変換アンプの入力に接続されたカレントミラー回路を用いて検査する方法であって、
   前記ハイゲインの電流−電圧変換アンプを検査するときには、前記複数のトランジスタのうちの所定の数のトランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプの入力から引き抜き、前記ローゲインの電流−電圧変換アンプを検査するときには、前記複数のトランジスタのうちの前記所定の数より大きい数のトランジスタを流れるミラー電流を前記電流−電圧変換アンプの入力から引き抜く
   ことを特徴とする電流−電圧変換アンプの検査方法。

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