JP4454750B2 - イメージセンサ用のフロントエンド信号処理の方法および装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、CCDイメージセンサのような種々のイメージセンサからの信号を処理するフロントエンド信号処理の方法および装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来、CCDイメージセンサのようなイメージセンサからの信号を処理するのに使用されているフロントエンド信号処理器においては、通常、図6に示したような回路構成のものが使用されている。すなわち、図示のように、この従来のフロントエンド信号処理器では、CCDイメージセンサからの入力(CCD Input)を受ける相関二重標本化器CDS(Correlated Double Sampler)と、アナログのプログラマブル・ゲイン増幅器PGA(Programmable Gain Amplifier)と、A/DコンバータADC(Analog-to-Digital Converter)とを備えていた。アナログPGAは、図示のように、CDSとADCとの間に設け、CDS後の信号をアナログ的に増幅をしてから、ADCに入力するように構成していた。このアナログPGAは、CDSからの信号の増幅(または減衰)のために、ゲイン制御信号に対しゲイン・カーブがdB(デシベル)表示でリニアとなるゲイン特性を有する対数増幅器(あるいは対数減衰器)を備えるものもあった。ゲイン・カーブを対数特性にするのは人間の視覚の明るさに対する特性に由来するものである。この場合、PGA内には、制御信号(PGACONT)に対しゲインの特性が対数特性になるような特殊な増幅器またはアッテネータが用いられていた。また、このフロントエンド信号処理器では、イメージセンサからの輝度信号の黒レベルをクランプするため、オプティカルブラック(OB)クランプ回路OBCLAMPと黒レベル記憶のためのコンデンサCAPとを含むフィードバック・ループを備えていた。このフィードバック・ループは、図示のように、ADCの入力または出力(図6では入力からのみ図示)から、CDSまたはPGAに戻す形(実線および点線で示す)をとっていたので、フィードバック・ループの中にPGAのようなゲイン段が存在する場合が多かった。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような構成の従来のフロントエンド信号処理器においては、アナログPGAに設けた対数増幅器(または対数減衰器)の特性を向上させることが難しく、対数増幅器に要求されるデシベル表示でリニアなゲイン・カーブを得ることが困難であった。また、この対数増幅器のゲイン・カーブは、製造上の素子バラツキに対する依存性が高く、直線からのズレが大きくなることもあった。これは、フロントエンド信号処理器全体の歩留まりを落とす原因となっていた。また、対数増幅器のリニアリティやノイズ性能を確保するため、このPGAブロックでかなりの電力を消費していた。
【0004】
さらに、上記従来の信号処理器では、対数増幅器のような増幅器を含むアナログPGAがOBクランプ・フィードバック・ループ中にあるため、ループの収束時定数が、増幅器のゲインによって大きく変化する。このゲイン変化の補正には、PGA中の増幅器のゲインの逆数のゲインをもつ増幅器をフィードバック・ループ内に挿入して、時定数の一定化を図るなどの、複雑なアナログ処理が必要であった。
【0005】
上記の理由から、従来のフロントエンド信号処理器では、消費電力が通常150〜200mWと大きく、100mWを切るものは希であった。
したがって、本発明の目的は、電力消費の低いフロントエンド信号処理の方法および装置を提供することである。
【0006】
本発明の別の目的は、センサ出力の増幅のためのゲイン・カーブのリニアリティを向上させることができるフロントエンド信号処理の方法および装置を提供することである。
【0007】
本発明の別の目的は、向上した黒レベル・クランプを行えるフロントエンド信号処理の方法および装置を提供することである。
本発明の別の目的は、製造歩留まりを向上させることができるフロントエンド信号処理の方法および装置を提供することである。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するため、本発明では、イメージセンサからの信号の信号増幅をデジタル化し、この信号増幅をA/D変換の後で行い、そして信号増幅前の信号をOBクランプに使用することを特徴とする。
【0009】
すなわち、本発明によれば、イメージセンサからの信号を処理するフロントエンド信号処理方法は、イ)前記イメージセンサからのセンサ出力信号から、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すデジタル輝度信号を発生する輝度検出/デジタル化ステップと、ロ)前記デジタル輝度信号に基づき、前記輝度信号の黒レベルを一定値にクランプするクランプ・ステップと、ハ)前記デジタル輝度信号にデジタル的に乗算を行ってフロントエンド信号処理した出力を発生するデジタル処理ステップと、から成る。
【0010】
本発明によれば、前記輝度検出/デジタル化ステップは、イ)前記イメージセンサ出力を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すアナログの輝度信号を発生するステップと、ロ)該アナログ輝度信号をデジタル化してデジタル化出力を発生するステップと、とから構成できる。また、前記輝度検出/デジタル化ステップは、前記デジタル化出力を、前記フロントエンド信号処理出力よりも高い分解能で発生することができる。さらに、前記輝度検出/デジタル化ステップは、さらに、イ)前記イメージセンサに対する基準黒レベル値を発生するステップと、ロ)前記デジタル化出力から前記基準黒レベル値を減算して、その減算結果を前記デジタル輝度信号として発生する減算ステップと、を含むことができる。また、前記基準黒レベル値は、可変とすることができる。
【0011】
さらに、本発明によれば、前記デジタル処理ステップは、デジタルPGAを使用することから成るようにできる。この場合、前記デジタル処理ステップは、イ)所定のゲイン・コードを発生するステップと、ロ)前記デジタル輝度信号に前記ゲイン・コードをデジタル的に乗算して増幅デジタル輝度信号を発生するステップと、ハ)ペデスタル・レベルを表すペデスタル・コードを発生するステップと、ニ)前記増幅デジタル輝度信号に前記ペデスタル・コードを加算して、その加算結果を前記のフロントエンド信号処理信号として発生するステップと、から成るようにできる。さらに、前記ペデスタル・コードは、可変とすることができる。
【0012】
また、本発明によれば、イメージセンサからの信号を処理するフロントエンド信号処理装置は、イ)前記イメージセンサからのセンサ出力信号を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すデジタルの輝度信号を発生する輝度検出/デジタル化手段と、ロ)前記デジタル輝度信号を受け、該デジタル輝度信号に乗算を行ってその乗算結果をフロントエンド信号処理出力として発生するデジタル処理手段と、ハ)前記デジタル輝度信号を受け、該デジタル輝度信号から得たフィードバック信号を前記輝度検出/デジタル化手段に供給することにより、前記輝度信号の黒レベルを一定値にクランプするためのクランプ手段と、から成る。
【0013】
本発明によれば、前記輝度検出/デジタル化手段は、イ)前記イメージセンサ出力を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すアナログの輝度信号を発生するCDSと、ロ)該アナログ輝度信号を受け、これをデジタル化してデジタル化出力を発生するADCと、から成るようにできる。また、前記ADCは、前記デジタル化出力を、前記フロントエンド信号処理出力よりも高い分解能で発生するようにできる。この場合、前記ADCは、ADCへの入力が減少するにつれリニアリティが増大する構成を有するようにでき、例えばパイプラインADCで構成することができる。また、前記輝度検出/デジタル化手段は、さらに、イ)前記イメージセンサに対する基準黒レベル値を発生する基準黒レベル値発生手段と、ロ)前記ADCの出力と前記黒レベル値発生手段とに接続した減算器であって、前記デジタル化出力から前記基準黒レベル値を減算して、その減算結果を、前記輝度検出/デジタル化手段の前記デジタル輝度信号として発生する、前記の減算器と、を含むことができる。また、前記基準黒レベル値発生手段は、可変の基準黒レベル値を発生するようにできる。前記デジタル処理手段は、デジタルPGAを含むようにできる。この場合、前記デジタル処理手段は、イ)所定のゲイン・コードを発生するゲイン・コード発生手段と、ロ)前記デジタル輝度信号に前記ゲイン・コードをデジタル的に乗算して増幅デジタル輝度信号を発生する乗算器手段と、ハ)ペデスタル・レベルを表すペデスタル・コードを発生するペデスタル・コード発生手段と、ニ)前記増幅デジタル輝度信号に前記ペデスタル・コードを加算して、その加算結果を前記のフロントエンド信号処理信号として発生する加算器と、から成るようにすることができる。前記ペデスタル・コード発生手段は、可変のペデスタル・コードを発生するようにできる。
【0014】
本発明によれば、前記クランプ手段は、前記フィードバック信号を前記CDSの基準電圧端子あるいは前記ADCの基準電圧端子に供給するようにできる。
【0015】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
図1は、本発明によるフロントエンド信号処理器の基本構成を示す1実施形態のブロック図である。このフロントエンド信号処理器Aは、図示のように、イメージセンサ1と、輝度信号検出/デジタル化部3と、デジタル処理部5と、そしてOB(オプティカルブラック)クランプ部7とから成っている。イメージセンサ1は、本実施形態ではCCDイメージセンサであるが、CMOSイメージセンサ、ラインセンサ等のその他の任意のイメージセンサとすることもできる。
【0016】
図2(a)は、CCDセンサ1の構成を示し、図2(b)はセンサの画素からの出力信号の波形を示している。図示のように、CCDセンサ1は、多数の画素10のマトリックス(その一部のみを図示)から成る矩形の領域12を有している。この矩形領域12には、その中央に領域12より小さな矩形の有効エリア14と、その周囲のオプティカルブラック(OB)エリア16とがある。有効エリア14には光は入射するが、OBエリア16には光は完全に遮断されるようになっている。図2(b)には、OBエリア16中の1つのOB画素(OB pixel)100からの出力信号と、有効エリア14内の1つの有効画素(Active pixel)102からの出力信号の波形を示している。各画素からの出力波形は、同じ周期を有しており、また基準レベルRLを定める基準インターバルRLIと、輝度成分を定めるインターバルICIとを有している。輝度成分インターバルICIは、OB画素100の場合は通常は基準レベルRLよりわずかに低いレベルである黒レベル部分OBLを有し、そして有効画素102の場合は黒レベルあるいはこれより低いレベルの輝度成分レベルILを有する。この輝度成分レベルILは、OB画素100において検出した黒レベルOBLとの差が輝度を表す。したがって、黒レベルOBLを含む輝度成分の検出のためには、基準インターバルRLIと輝度成分インターバルICIの各々のインターバルで一回ずつの二重サンプリングを行ってその差を検出することが必要である。また、輝度信号IS検出のためには、輝度成分レベルILと黒レベルOBLとの差を検出することが必要である。尚、黒レベルOBLは、イメージセンサ1として使用するCCDセンサ毎にまちまちである。
【0017】
図2(c)は、OBエリア16のOB画素100から出力される黒レベルOBLを検出するためのクランプ・タイミング信号CLPOBを示しており、この信号は、図示のように有効エリア14の有効画素102の間はローであり、そしてOBエリア16に対応するブランキング期間中にハイ(アクティブ)となる。
【0018】
このCCDセンサ1の出力に接続した入力を有する輝度信号検出/デジタル化部3は、受けるイメージセンサ出力信号内の輝度信号ISを上記のようにして検出し、そしてこの検出した輝度信号ISを表すデジタルの輝度信号を出力に発生する。次のデジタル処理部5は、入力が輝度信号検出/デジタル化部3の出力に接続しており、そして受けるデジタル輝度信号に対しデジタル的に乗算処理を行うことによって、その出力にフロントエンド信号処理した信号を出力に発生する。また、OBクランプ部7も、入力が輝度信号検出/デジタル化部3の出力に接続してそれからのデジタル輝度信号を受け、そしてイメージセンサ1から検出する輝度信号の黒レベルOBLのバラツキまたは変動を補償するため、その出力が輝度信号検出/デジタル化部3に接続している。OBクランプ部7は、この黒レベルOBL変動補償のため、イメージセンサ1がOB画素100のようなOB画素からの出力を発生している期間中、デジタル輝度信号の値が、一定値、すなわち基準黒レベル値(OBクランプ・レベルとも呼ぶ)となるようにフィードバック制御すると共にその値を記憶し、そしてイメージセンサ1が画素102のような有効画素からの出力を発生している期間中は、その記憶した値を供給し続ける。
【0019】
図3は、図1の構成をより具体化したフロントエンド信号処理器Bをブロック図で示している。このフロントエンド信号処理器Bは、図1の各要素3,5,7に対応して、輝度信号検出/デジタル化部3Bと、デジタルPGA50Bと、OBクランプ部7Bとを備えている。輝度信号検出/デジタル化部3Bは、CCDセンサ1から出力信号を受ける入力端子CCDINとOBクランプ部7Bからのフィードバック信号を受ける入力とを有したCDS(相関二重標本化器)30Bと、このCDS30Bの出力に入力が接続したADC32Bと、このADC32Bの出力に入力が接続した減算器34Bとから成っている。CDS30Bは、図2で説明したように二重サンプリングを行うことにより、輝度情報を検出するものであり、これの出力はアナログの輝度信号である。このアナログ輝度信号を受けるADC32Bは、14ビットのADCであって、受けたアナログ輝度信号をデジタル形態に変換した結果のデジタル輝度信号ADCOUTを出力する。尚、この出力は、符号なしの14ビットである(US14)。この出力を一方の入力に受ける減算器34Bは、他方の入力に14ビットの基準の黒レベル・コードBLCODE(Black Level Code)を受ける。この基準黒レベル・コードは、図示の黒レベル・コード発生器36Bが出力するものであって、CCDセンサ1の黒レベル変動補償に使用する。減算器34Bは、デジタル信号ADCOUTから黒レベル・コードBLCODEを減算することにより、黒レベル変動補償したデジタル輝度信号ADCOUTCを、符号付きの15ビット(S15)で発生する。この補償により、CCDセンサ1からの“全黒”入力時には、デジタル輝度信号ADCOUTCはゼロの値となる。
【0020】
デジタル処理部5Bは、デジタルPGA50Bと、ゲイン・コード発生器52Bと、ペデスタル・コード発生器54Bとから成っており、そしてデジタルPGA50Bは、デジタル的に乗算を行う乗算器500Bと、加算器502Bとから成っている。詳細には、乗算器500Bは、一方の入力に、輝度信号検出/デジタル化部3Bからの出力であるデジタル輝度信号ADCOUTCを受け、そして他方の入力にゲイン・コード発生器52Bからのゲイン・コード(Gain Code)を受ける。ゲイン・コードが表すゲインGAINは、従来と同様の対数増幅を行うため、発生器52Bが受ける入力(図示せず)の大きさに依存して対数的に変化する値を有する。この対数ゲインの発生は、例えば、リニア−LOGの専用の変換テーブルを使用することによりデジタル的に実現できる。このような構成により、乗算器500Bは、デジタル輝度信号ADCOUTCにGAINを乗算した結果を11ビットで出力する。次の加算器502Bは、この乗算出力を一方の入力に受け、他方の入力に10ビットのペデスタル・コードPCODE(Pedestal Code)を受ける。このペデスタル・コードPCODEは、ペデスタル・コード発生器54Bが発生するものであり、乗算後のデジタル輝度信号をプラスにオフセットさせる。加算器502Bは、それら両入力を加算した結果を、10ビットのフロントエンド信号処理済みの出力OUTとして発生する。この出力は、以下の式で表せる。
【0021】
【数1】
OUT=GAIN*(ADCOUT−BLCODE)+PCODE
これから判るように、CCDセンサ1の全黒入力時には、ADCOUT=BLCODEとなるので、出力OUTは、ペデスタル・コードPCODEと一致し、そしてCCDセンサ1に光が入った場合には、このコードより大きなコードとなる。このように、ゲイン・コード発生器52Bでは、GAINの発生をデジタル的に行うため、従来のアナログの対数増幅器を使っていたときと比べ、対数カーブのような所望の任意のゲイン特性を簡単に実現することができる。また、デジタル的にゲインをつくるので、ゲイン特性の理想特性からのズレを予め完全に予測できるようになる。しかも、製造上の素子のバラツキによるゲイン・カーブのズレがなくなり、歩留まりも大幅に向上するという利点がある。
【0022】
次に、OBクランプ部7Bについて説明すると、これは、D/Aコンバータ(DAC)70Bと、トラスミッション・ゲート(T−G)72Bと、コンデンサ(CAP1)74Bと、そしてバッファ76Bとから成っている。DAC70Bは、減算器34Bの出力であるデジタル輝度信号ADCOUTCを入力に受け、そしてこれをアナログ信号に変換したものを出力に発生する。このアナログ出力を一方の端子に受けるゲート72Bは、図2(c)に示したタイミング信号CLPOBを受ける制御入力を有していて、タイミング信号CLPOBがハイの間のみDAC70Bからのアナログ出力を他方の端子に通す。ゲート72Bのこの他方の端子は、コンデンサ74Bを介してグランドに接続して、ゲート72Bからのアナログ出力を積分することにより、黒レベル補償用のフィードバック電圧を記憶する。ゲート72Bは、コンデンサ74Bへの回路を開閉するためのスイッチとして働く。このコンデンサ74Bの上側の端子は、バッファ76Bを介してCDS30Bの基準電圧端子に接続しており、これによりフィードバック電圧をその基準電圧端子に供給する。これにより、CDS30Bは、発生するアナログ輝度信号をオフセットさせて、その黒レベルOBLがデジタル輝度信号ADCOUTCにおいてゼロ・レベルとなるように負帰還を行う。詳しくは、信号ADCOUTと黒レベル・コードBLCODEとの差が正の場合には、信号ADCOUTが減少するようにCDSのオフセットを調節し、負の場合には信号ADCOUTが増加するようにCDSのオフセットを調節する。
【0023】
このOBクランプ部7Bの動作について説明すると、このクランプ・ループは、OBピクセルからの全黒信号を受けている期間(実際には、タイミング信号CLPOBがハイの期間)中に閉じて、この期間中のデジタル輝度信号ADCOUTCが一定になるようなフィードバック電圧をコンデンサに蓄積することにより、黒レベル補償用の電圧を準備する。それ以外の期間中すなわちCLPOBがローが期間中は、コンデンサに蓄積したこのフィードバック電圧をCDSに供給することにより、黒レベル補償を実行する。このフィードバック・ループは、従来のような可変のゲイン段を含んでいないため、時定数は、実質上一定である。このため、従来必要であったようなゲイン変化時における時定数一定化のための複雑なアナログ処理が不要となっている。
【0024】
次に、図4を参照して、ゲイン・コード発生器52Bにより実現する対数GAIN発生について説明する。図中、横軸はゲイン・コード発生器の入力であり、縦軸は、対数スケールでのゲイン・コード発生器の出力であるGAINである。図示のように、本実施形態では、ほぼリニアのゲイン特性(実線)が得られるが、従来の対数増幅器を使用した場合では、リニアな特性が得られず(点線で示す)、また直線からのズレが大きいときには6dBもあった。本発明によれば、簡単に、対数のゲイン特性を得ることが可能となる。また、デジタル的にゲインをつくるので、ゲイン特性の理想特性からのズレを予め完全に予測できるため、製造上の素子バラツキによるゲイン・カーブのズレがなくなり、フロントエンド信号処理器の歩留まりも大幅に向上させることができる。さらに、デジタル的にゲインをつくることができるため、対数特性に限らずその他の任意の特性を容易に作り出すことができるという利点がある。
【0025】
次に、ADC32Bの分解能を、フロントエンド信号処理器全体の分解能よりも高くしている理由について説明する。上記実施形態では、ADC32Bの分解能は14ビットとし、フロントエンド信号処理出力の分解能である10ビットより4ビット高くしている。これは、デジタルPGA50Bでのデジタル乗算により失われる可能性のある最大の分解能分を、ADC32Bに余分にもたせる必要があるからである。詳しくは、デジタル乗算では、信号をデジタル的に2倍にすると(すなわちデータコードを1ビット左へシフトすると)、一番右側の1ビットの情報が失われ、1ビット分解能が減る。したがって、ゲインを高くした場合にも、信号処理器全体としての分解能を保つには、デジタル乗算で欠落する分の分解能を予めADCに余分にもたせることが必要になる。例えば、1例として最大ゲインが64(=26)倍で、最大ゲイン使用時の信号処理器に要求される分解能が8ビットとした場合には、ADCには 8+6=14ビットの分解能が必要となる。この理由から、ADC32Bの分解能を信号処理出力OUTの分解能よりも高くしている。
【0026】
次に、図5を参照して、ADC32Bの1つのより具体的な実施形態32Cについて説明する。このADC32Cは、信号処理器の分解能より高い分解能である14ビットのパイプラインADCで構成している。この14ビット・パイプラインADCでは、ADCがフルスケールすなわち全入力信号では、14ビットのリニアリティをもつことが要求されない、ということを利用する。すなわち、上述の例でADCに14ビットのリニアリティが必要になるのは、最大ゲイン64倍(6ビットの左シフトに相当)の場合であり、ゲインがこれより低くなるにつれ、ADCのリニアリティも低くてすむからである。また、最大ゲインを使用するのは、CCDカメラの被写体が大変暗い場合であり、この場合には、CCDセンサからの出力レベルも大変小さく、ADCへの入力信号も微小である。このため、ADCには、マイナス・フルスケール付近の微小信号に対してのみ高いリニアリティをもたせればよく、ADCへの入力信号が大きくて低ゲインしか要求されない場合には、リニアリティも低くてよいからである。このような目的に合致するADCとして、本実施形態では、分解能とリニアリティが一致していないパイプラインADCを使用する。
【0027】
このパイプラインADC32Cでは、図示のように、パイプライン接続した段(STAGE)1−13の13段のフラッシュADCから成っていて、各段の分解能(各段のフラッシュADCの分解能)は、1ビットないし2ビット(図示例では2ビット)の低い分解能を有している。各段は、2ビットのフラッシュADC320−1〜13と、これの出力に入力が接続した2ビットのDAC322−1〜12(最終段にはなし)と、フラッシュADC320−1〜13の出力に入力が接続したデジタル遅延器324−1〜13と、から成っている。初段には、ADC32Cへの入力信号を受けるサンプル/ホールド回路326があり、その出力がフラッシュADC320−1の入力に接続している。尚、このサンプル/ホールド回路(Input S/H(Sample and Hold))の機能は、実際にはCDSが果たすため不要である。各段間には、加算器327−1〜12と2倍増幅器328−1〜12とがある。各加算器は、サンプル/ホールド回路326または前段の2倍増幅器の出力から前段のDACの出力を減算する。各段のデジタル遅延器324−1〜13の出力は、デジタル・エラー訂正回路329に供給され、そしてこの回路が、エラー訂正をした後に、14ビット出力端子D0〜D13にA/D変換出力を発生する。
【0028】
このADCの動作について説明すると、まず、入力アナログ信号が段1の低分解能(2ビット)フラッシュADC320−1によってデジタル化され、2ビットのコードを出力する。これを2ビットDAC322−1を通して再びアナログ値に変換して、加算器327−1で入力信号から減算する。こうして得られた残余の信号(Residue Signal)をゲイン2倍の増幅器328−1で増幅し、次段に引き渡す。以下、上記動作を繰り返して、段13まで進む。こうして各段から2ビットずつ合計26ビットのデジタル出力データが得られるが、デジタル・エラー訂正回路を通して、冗長ビットを落として、最終的に14ビットのみを出力する。段1がある画素の信号をサンプリングしている時、段2は1つ前の画素の信号をホールドし、これを段3がサンプリングするというように、各段の動作がコンカレントに進むので、非常に高いスループットを達成できる。段1−13のデジタル出力は、段13のデジタル出力と足並みが揃うまでそれぞれ適当に遅延をかけ、最終的に14ビットが同時に出力する。この同時出力のタイミングは、段1が入力信号をサンプリングした時点より約7クロック遅れる(パイプライン遅延)。
【0029】
このような構成のパイプラインADC32Cでは、まず初段のフラッシュADC320−1のしきい値レベル付近で大きく精度が低下するが、ADC入力信号が小さくなるにつれてリニアリティが良くなるという特性がある。したがって、各フラッシュADCの分解能が低いほど、この効果が顕著になる。例えば、フラッシュADCの分解能が1ビットの場合には、FS(FS=フルスケール入力)の1/2のところにしきい値レベルがあるので、これよりADC入力信号が小さいと、フルスケール入力の場合より、約1ビット精度が高くなる。さらに、入力信号がFS/4より小さければ、もう1ビット、FS/8より小さければさらにもう1ビットというように、入力信号が小さいほどリニアリティが良くなるという特性を有する。
【0030】
このパイプラインADCの分解能を増やすと、段数が増え、パイプライン遅延も増えるが、パイプライン遅延はほとんどのアプリケーションにおいてさしたる問題にはならない。尚、このようなパイプラインADCの使用は、10ビット以上でビデオレートのADCを実現する場合には一般的である。本発明では、その中でも特に各段のフラッシュADCの分解能が1ビットないし2ビットと低い構成のパイプラインADCを用いて、入力信号レベルが下がるほど顕著にリニアリティがよくなるようにした。これでADCにフルスケールで14ビット精度がなくても目的が達成され、ADCの高分解能化に伴う消費電力の増加を最小限に抑えることができる。
【0031】
本発明のこの実施形態のADC32Cを使用すれば、図3に示したADC32Bのように入力信号のダイナミックレンジ全体に対して14ビットの高いリニアリティをもたなくてもよく、信号処理器の10ビット・リニアリティに対し十分となる。マイナス・フルスケール付近でのみ高いリニアリティを発揮するADCがあれば実現できるという点が大きな特徴である。このようにすることにより、ADCを低消費電力のもので実現することができる。
【0032】
以上に、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態においては、以下のような変更が可能である。例えば、第1に、図3の黒レベル・コード発生器36Bは、外部から変更可能とするため、専用のレジスタを設け、シリアル通信などの手段により、外部より設定変更可能とすることもできる。ペデスタル・コード発生器54Bについても、これと同様に、専用のレジスタを設けてシリアル通信等の手段で外部より設定変更可能にできる。第2に、図3のゲイン・コード発生器52Bは、ゲイン・コードの発生を、減算器34Bの出力あるいは加算器502Bの出力である信号処理器の出力、あるいはその他の箇所から得た信号に基づいて設定することができる。また、このゲイン・コード発生器52Bでは、必要に応じて、対数増幅以外の任意の特性を実現するためのGAINを発生するように変更することも可能である。第3に、図3の実施形態では、バッファ76Bの出力は、CDS30Bの基準電圧端子にフィードバックしているが、ADC32Bの基準電圧端子にフィードバックするようにすることもできる。
【0033】
【発明の効果】
以上、詳細に説明した本発明のフロントエンド信号処理の方法および装置によれば、デジタル処理で対数演算を実行するため、複雑なアナログの対数増幅器が不要となるため、消費電力の大幅な低減できる。また、ゲイン乗算前のデジタル信号を使用して黒レベル・クランプを実行するため、ゲイン変更をフィードバック・ループ外で行うことになり、これによりゲイン変更による時定数変動を回避することができる。この結果、時定数変動補償のための複雑なアナログ処理回路も不要となり、これによってもさらに消費電力を低減することができる。さらに、対数演算をデジタル処理で実行するため、ゲイン・カーブのリニアリティを従来と比べ向上させることができる。さらにまた、上記の効果が合わさって製造歩留まりが向上し、フロントエンド信号処理器のコスト低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の1実施形態によるフロントエンド信号処理器を示すブロック図。
【図2】(a)は、CCDセンサ1の構成を示し、(b)はこのセンサの画素からの出力信号の波形を示し、(c)は、クランプ・タイミング信号CLPOBを示す図。
【図3】図1の構成をより具体化した、本発明による別の実施形態のフロントエンド信号処理器を示すブロック図。
【図4】図3に示したデジタルPGA内の乗算器により実現する対数増幅特性を示す図。
【図5】図3のADCとして使用できる別の実施形態のADCを示すブロック図。
【図6】CCDイメージセンサ用の従来のフロントエンド信号処理器のブロック図。
【符号の説明】
A,B フロントエンド信号処理器
1 イメージセンサ
3 輝度信号検出/デジタル化部
5 デジタル処理部
7 OB(オプティカルブラック)クランプ部
10 画素
12 矩形領域
14 有効エリア
16 OBエリア
100 OB画素
102 有効画素
30B CDS
32B ADC
32C パイプラインADC
34B 減算器
36B 黒レベル・コード発生器
50B デジタルPGA
52B ゲイン・コード発生器
54B ペデスタル・コード発生器
70B DAC
72B トラスミッション・ゲート
74B コンデンサ
76B バッファ
500B 乗算器
502B 加算器
Claims (12)
- イメージセンサからの信号を処理するフロントエンド信号処理方法であって、
イ) 前記イメージセンサからのセンサ出力信号から、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すデジタル輝度信号を発生する輝度検出/デジタル化ステップと、
ロ) 前記デジタル輝度信号に基づき、前記輝度信号の黒レベルを一定値にクランプするクランプ・ステップと、
ハ) 前記デジタル輝度信号に対してデジタル的に対数増幅を行うための乗算を行ってフロントエンド信号処理した出力を発生するデジタル処理ステップと、
を備え、
前記輝度検出/デジタル化ステップは、
イ) 前記イメージセンサ出力を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すアナログの輝度信号を発生するステップと、
ロ) 該アナログ輝度信号をデジタル化してデジタル化出力を発生するステップと、
を含み、
前記クランプ・ステップは、
イ)前記デジタル輝度信号の黒レベルを表すアナログ値を発生するステップと、
ロ)前記黒レベルを表すアナログ値を積分してフィードバック電圧を発生するステップと、
ハ)前記フィードバック電圧を前記イメージセンサに供給するステップであって、前記イメージセンサは、前記フィードバック電圧に応答して、前記デジタル輝度信号の黒レベルが一定値になるよう前記センサ出力信号をオフセットさせる、ステップと、
を含み、
そして、前記輝度検出/デジタル化ステップは、さらに、
イ) 前記イメージセンサに対する基準黒レベル値を発生するステップと、
ロ) 前記デジタル化出力から前記基準黒レベル値を減算して、その減算結果を前記デジタル輝度信号として発生する減算ステップと、
を含む、
フロントエンド信号処理方法。 - 請求項1記載の方法において、前記輝度検出/デジタル化ステップは、前記デジタル化出力を、前記フロントエンド信号処理出力よりも高い分解能で発生すること、を特徴とするフロントエンド信号処理方法。
- 請求項1記載の方法において、前記基準黒レベル値は、可変であること、を特徴とするフロントエンド信号処理方法。
- 請求項1記載の方法において、前記デジタル処理ステップは、デジタルPGAを使用することを含むこと、を特徴とするフロントエンド信号処理方法。
- イメージセンサからの信号を処理するフロントエンド信号処理装置であって、
イ) 前記イメージセンサからのセンサ出力信号を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すデジタルの輝度信号を発生する輝度検出/デジタル化手段と、
ロ) 前記デジタル輝度信号を受け、該デジタル輝度信号に対して対数増幅を行うための乗算を行ってその乗算結果をフロントエンド信号処理出力として発生するデジタル処理手段と、
ハ) 前記デジタル輝度信号を受け、該デジタル輝度信号から得たフィードバック信号を前記輝度検出/デジタル化手段に供給することにより、前記輝度信号の黒レベルを一定値にクランプするためのクランプ手段と、
を備え、
前記輝度検出/デジタル化手段は、
イ) 前記イメージセンサ出力を受け、該センサ出力信号に含まれた輝度情報を検出してこれを表すアナログの輝度信号を発生するCDSと、
ロ) 該アナログ輝度信号を受け、これをデジタル化してデジタル化出力を発生するADCと、
を含み、
前記クランプ手段は、
イ)前記デジタル輝度信号の黒レベルを表すアナログ値を発生するDACと、
ロ)前記黒レベルを表すアナログ値を積分してフィードバック電圧を発生する積分手段と、
ハ)前記フィードバック電圧を前記イメージセンサに供給するバッファであって、前記イメージセンサは、前記フィードバック電圧に応答して、前記デジタル輝度信号の黒レベルが一定値になるよう前記センサ出力信号をオフセットさせる、前記のバッファと、
を含み、
そして、前記輝度検出/デジタル化手段は、さらに、
イ) 前記イメージセンサに対する基準黒レベル値を発生する基準黒レベル値発生手段と、
ロ) 前記ADCの出力と前記黒レベル値発生手段とに接続した減算器であって、前記デジタル化出力から前記基準黒レベル値を減算して、その減算結果を、前記輝度検出/デジタル化手段の前記デジタル輝度信号として発生する、前記の減算器と、
を含む、
フロントエンド信号処理装置。 - 請求項5記載の装置において、前記ADCは、前記デジタル化出力を、前記フロントエンド信号処理出力よりも高い分解能で発生すること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記ADCは、ADCへの入力が減少するにつれリニアリティが増大する構成を有すること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記ADCは、パイプラインADCであること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記基準黒レベル値発生手段は、可変の基準黒レベル値を発生すること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記デジタル処理手段は、デジタルPGAを含むこと、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記クランプ手段は、前記フィードバック信号を前記CDSの基準電圧端子に供給すること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
- 請求項5記載の装置において、前記クランプ手段は、前記フィードバック信号を前記ADCの基準電圧端子に供給すること、を特徴とするフロントエンド信号処理装置。
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