JP4340390B2 - ディジタル形式の信号のサンプリング中にクロック再生する方法 - Google Patents
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Description
本発明は、ディジタル形式の信号のサンプリング中にクロック再生する方法に関し、特に、グラフィックカードのようなコンピュータ装置から発生するビデオ信号のサンプリング中に、クロックを再生することが可能な方法に関する。
【0002】
ビデオ信号のサンプリングは既知である。それは、シャノン−ナイキスト定理を使用する。この定理によれば、信号の通過帯域が例えば、[0,Fmax]のような周波数領域に制限されているときには、サンプルから信号を再生できるためには、2xFmaxの最小周波数で信号をサンプリングすれば必要十分である。この制約は、サンプリング前に信号のスペクトラムを制限するための低域通過フィルタの採用を通して明らかとされる。この場合には、サンプリング処理では、クロック信号の位相は重要ではない。確かに、同じ周波数であるが位相がシフトした2つのクロックによりサンプルされる1つのそして同じ信号は、一定の遅延内で同じ情報を含む。
【0003】
コンピュータ装置から発生するビデオ信号即ち、ディジタルオリジンの信号をサンプルする必要があるときには、そのようではない。確かに、これらの信号のスペクトラムは非常に広くかつ、最も高く可能な解像度で表示されることが意図されている。従って、精密さの損失が生じるであろうから、通過帯域は制限されるべきではない。この種の信号がサンプリング段階を有する装置へ注入される必要がある場合には、以下の問題に直面する。
【0004】
−通過帯域を制限するために入力信号がフィルタされかつナイキスト基準を満たす場合には、急峻な遷移を示すディジタル形式の信号へのフィルタの応答は、文字のシャープさにかなり有害である過発振を出現させる。
【0005】
−過発振を避けるために入力信号が僅かにフィルタされている場合には、周波数成分に与えられる減衰は、同様に有害な周波数スペクトルエイリアスを避けるためには不充分である。
【0006】
−入力信号が前フィルタ無しにサンプルされる場合には、信号を発生するのに役立つ正確な周波数ばかりでなく、各ポーチの真中に対応するサンプリング位相も適用することが避けられない。
【0007】
この領域には予め定義された固定の標準がないので、問題は、更に複雑である。確かに、グラフィックカードから発生するビデオ信号の表示に関しては、ソースのライン当りのアクティブな画素の数と、ソースの画像当りのアクティブなラインが定義されているだけである。従って、ライン当りの全画素数、全ライン数及び、画像周波数と画素周波数は標準化されていない。同様に、同期クロックのエッジに対する第1のアクティブな画素の位相は、ライン毎にも画像毎にも定義されていない。
【0008】
従って、本発明の目的は、ディジタル形式の信号のサンプリングの場合に、特にコンピュータ形式の装置から生じるビデオ信号の場合に、サンプリングクロックの周波数と位相のパラメータを自動的に再生することが可能な方法を提案することである。
【0009】
本発明は、正しくサンプルされるためには、入力する情報は1つのエッジと特にサンプリングクロックの立下りエッジと位相が合っていなければならず、1つのそして同じラインの種々の点でこれらの基準の実現は周波数の正しい値を意味する。
【0010】
本発明の主題は、サンプリングクロックが整数又は”除算等級”により所定の周波数を乗じる”位相ロックループ又はPLLから発生される、ディジタル形式の信号のサンプリング中にクロック再生する方法であって、サンプリングクロックの選択された形式の遷移は、ディジタル形式の信号の同じ形式の遷移と位相が合っているか否かを決定するために、
−サンプリングクロックの周期にわたり、選択された形式の遷移に対応するゾーンの幾つかのゾーンを作り、
−サンプリングクロックの立ち上りと立下りの遷移に関してディジタル形式の信号の遷移を分析し、
−対応する領域内で分析結果を集合し、
−集合の関数として、サンプリングクロックの周波数及び/又は位相の変更が行われることが必要か否かを決定することにより、
サンプリングクロックに関してディジタル形式の信号の相対位置を比較するステップを有することを特徴とする方法である。
【0011】
本発明の他の特徴に従って、分析するステップは、ディジタル形式の信号を論理信号に整形するステップにより先行される。
【0012】
好ましくは、選択された形式の遷移は立下り遷移である。
【0013】
好適な実施例に従って、遷移の分析を行うために、4つのゾーンが作られ、1つのゾーンは立ち上り遷移に対応し、1つのゾーンは立ち下がり遷移に対応し、1つのゾーンはトップポーチに対応し、かつ1つのゾーンはボトムポーチに対応し、分析は、サンプリングクロックの立ち上りと立下り遷移にそれぞれ対応する2つの窓の助けで行われる。
【0014】
集合の結果は、
a)全ての情報が選択された形式の遷移に対応するゾーン内にある場合には、ディジタル形式の信号は位相が合っておりかつサンプリングクロックと周波数が合っており、
b)情報が2つの非隣接ゾーンにある場合には、ディジタル形式の信号とサンプリングクロック間に周波数誤差があり、
c)情報が2つの隣接ゾーン又は選択された形式の遷移に対応するゾーンと異なる単一のゾーンにある場合には、ディジタル形式の信号とサンプリングクロック間に位相誤差があるように使用されることが好ましい。
【0015】
2つの異なる領域内の情報の相対値又は、選択された形式の遷移に対応するゾーンと異なるゾーン内の情報の値は、サンプリングクロックに与えられる位相補正又は周波数補正の方向と振幅を決定する。
【0016】
本発明は、上述の方法を実行するための装置にも関し、この装置は本質的に、入力としてディジタル形式の信号の受信する消去可能なプログラム可能な電子回路と、種々のゾーンの位置を決定するための信号を、前記消去可能なプログラム可能な電子回路へ送る窓発生回路とを有し、前記消去可能なプログラム可能な電子回路は、出力として、出力がPLLに基づいて動作するパルス幅変調回路へ送られる位相誤差信号を送る。
【0017】
本発明の他の特徴と優位点は、図を参照して、実行の好適なモードを読めば、明らかとなろう。
【0018】
図の説明を簡単にするために、同一の構成要素は同一の記号を付す。
【0019】
図1に示す回路は、入力情報即ちディジタル形式DATA INの信号の位置を、位相ロックループ又はPLL1から発生するクロックCKに関して分析することが可能である。この分析を使用するために、ディジタル形式DATA INの信号は、既知の方法で増幅器を含む受信回路2へ送られる。回路2の出力では、ディジタル形式の信号は、特にTTL形式の信号の論理信号を得るために整形される。整形回路は特に、キャパシタC3と抵抗R3の既知の方法で構成される微分器3を有する。キャパシタC3は受信回路2の出力と微分器3の出力間に直列に配置され、抵抗R3は微分器3の出力点とグランド間に配置される。微分器には、正の入力には微分器3からの出力を受けそして負の入力には0Vに近い正の電圧で固定された比較電圧Vthresh受ける比較器COMP4で本質的に構成された整形回路が続く。更に、Vthreshに等しいレベルの微分器から生じる信号の存在で、比較器を時機を失してトリガするのを防ぐために、比較器COMP4の反転出力は、抵抗R4により前記比較器の正の入力帰還される。整形回路4から発生する論理信号DATAは、分析回路又は、消去可能なプログラム可能な論理回路EPLD5へ送られる。この回路は以後詳細に説明する。
【0020】
更に、位相ロックループ又はPLL1は、同期信号H INを受信する。この同期信号は、本質的にFETトランジスタT7と前記トランジスタの出力に並列に配置されたキャパシタC7を有する既知の形式の受信回路7を通過する。このように、信号H INは、前記トランジスタT7を介してキャパシタを充電し、そして、8で示される信号が出力で得られ、信号の立ち上りエッジは、キャパシタの電荷のイメージの、指数形状を有する。この信号8は、比較器COMP9よりなる整形回路9の入力へ送られる。この信号8は、比較器の負の端子に与えられ、一方、正の端子は、入力としてPWM(”パルス幅変調”)信号を受信するフィルタ回路10から生じる信号を受信する。その信号の取得は以後説明する。このように、比較器COMP9の正の入力に向けた信号の変化は、PLL1への基準信号として働く信号を遅延させることを可能とし、それによりクロックCKの位相を変更する。PLL1は、位相比較器と電圧制御発振器又はVCOを統合する従来の回路である。PLL1の出力には、分析ゾーン即ち、窓を作ることが可能な回路6が設けられる。この回路はEPLD5に集積されることも可能である。回路6は、遅延回路Dと種々の論理ゲートからなりクロックCKから組み合わせ論理で窓FEN1とFEN2を発生しそして、図2の上部に示すように4つの分析ゾーン即ちトップポーチに対応するゾーン1、ボトムポーチに対応するゾーン2、立ち上り遷移に対応するゾーン3及び、立ち下がり遷移に対応するゾーン4を生成することが可能である。実際に、システムの正確さは、立ち上りエッジと立下りエッジ遷移がおおよそ中心となる窓FEN1とFEN2の幅に依存する。このように、立下り遷移に対応する窓FEN2が狭くなればなるほど、システムは更に正確となる。
【0021】
それゆえ、本発明に従ったクロック再生法は、クロックCKの立ち上り及び立下り遷移に関して、ディジタル形式の信号DATAの遷移を分析することよりなる。上述のように、この分析は、分析ゾーン即ちゾーン1、ゾーン2、ゾーン3及びゾーン4を決定することが可能な窓FEN1とFEN2を使用して行われる。このように、所定の分析期間中に、論理信号DATAと種々のゾーン間の位相に関する位相情報は、種々のゾーンで集合される。規定の時間の最後で、可能な位相補正及び/又は周波数補正をそれより推論するために、集合の結果は利用される。種々のゾーンへの可能な配分を図2に示す。ゾーン4に集合された全ての情報、即ち、立下り遷移のゾーンは、図4のAR4に示されるように、これから、信号CKは論理信号DATAと位相が合っており、位相に何も動作が行われないことが推論できる。情報がゾーン1のみにある場合には、即ちトップポーチゾーンのみにある場合には、図2のAR1により示されるように、位相の減少が行われなければならないことが推論される。同様に、情報がゾーン1(AR1)とゾーン3(DEP3)にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン1(AR1)で達成されている場合がある。情報がゾーン1とゾーン4にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン1で達成されている場合、又は、情報がゾーン1とゾーン4にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン4で達成されている場合、又は、情報がゾーン3とゾーン1にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン3で達成されている場合がある。これは、ゾーンで得られた累積合計に対してARiにより記号を付し、そして、ゾーン内の情報の存在に対してDEPiにより記号を付す。
【0022】
逆に、集合の以下の結果が得られたときには、位相シフトの増加が行われる。情報がゾーン2内にのみある場合、即ち、ボトムポーチゾーンにある場合。情報がゾーン4とゾーン2にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン2で達成されている場合。情報がゾーン2とゾーン3にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン2で達成されている場合。情報がゾーン4とゾーン2にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン4で達成されている場合。情報がゾーン3のみにあり累積合計のレベルがこのゾーンで達成されている場合及び、情報がゾーン2とゾーン3にあるが、しかし、累積合計のレベルがゾーン3で達成されている場合である。
【0023】
情報が非隣接ゾーンにある場合には周波数に関する動作が行われる。このように、図2の下側に示されているように、情報は累積合計のレベルが達成されること無くゾーン1とゾーン2にある可能性があり又は、情報は累積合計のレベルがゾーン2で達成されてゾーン1とゾーン2にある可能性があり又は、情報は累積合計のレベルがゾーン2で達成されてゾーン1とゾーン2にある可能性がある。累積合計のレベルはゾーン1とゾーン2の両方で達成されることができ、情報は累積合計のレベルが達成されずにゾーン1とゾーン3にある可能性がある。情報は累積合計のレベルがゾーン4で達成されてゾーン3とゾーン4にある可能性がある。情報は累積合計のレベルがゾーン3で達成されてゾーン3とゾーン4にある可能性がありそして、情報は累積合計のレベルがゾーン3とゾーン4で達成されてゾーン3とゾーン4にある可能性がある。
【0024】
この方法は、図4に記号的表現が与えられるステートマシンを使用して図3に示されるようなプログラム可能な論理回路EPLD内で実行されても良い。位相情報の集合体は、ゾーン当りの遷移の数を集合する4つのカウンタCPTZ1,CPTZ2,CPTZ3,CPTZ4で行われる。これらのカウンタは、入力として、信号FEN1とFEN2、クロック信号CK及び、反転されたクロック信号CKBを受信する。それらは、論理信号DATAも受信する。各カウントは、ステートマシンの状態S2により初期化され権限を与えられる。この状態は、通常の様式の信号arとincfの初期化状態である。この状態では、カウンタDECODAGEZ1、DECODAGEZ2、DECODAGEZ3、DECODAGEZ4の権限を意味するarは、ゼロで、infc=0であり、そして、周波数増加を決定するのに働くパルスは0にリセットされることを意味し、かつ、pwm_decは回路PWM_DECは前の状態で維持されることを意味する。累積合計のレベルがゾーン内で達成されたことを意味する信号ARiは、カウンタCPTZ1,CPTZ2,CPTZ3,CPTZ4の1つが最終値に達するとすぐに活性化され、これによりテストに権限を与える。情報がゾーンiに存在することを意味する信号DEPiは、分析中に関連するゾーンに関連するカウンタがその初期状態のままである場合には、活性化される。この分析はDECODAGEZ1、DECODAGEZ2、DECODAGEZ3、DECODAGEZ4として参照される回路内で行われる。続いて、テストゾーンは、図2を参照して述べるテスト即ち、位相を維持するTEST4、位相シフトの減少を行うTEST3、位相シフトの増加を行うTEST2及び、状態ARiが達成されると周波数に関する動作に関係するTEST1を実行することを可能とする。結果により、処理は、位相動作又は、周波数動作のいずれかに向けられる。このように、図3に示されているように、回路特にカウンタDECODAGEZiが集合レベルに達したときには情報は隣接していないゾーン内に存在するということに対応するTEST1からの出力は、timeo=1,incf=1,pwm_dec=pwm=initに対応するステートマシンの状態S6を通り、これは周波数情報は誤っておりそしてタイム合うとが設定されかつの地位周波数に関する動作を実行するカウンタCPTINFCFへ送られることを意味し、一方、それぞれの状態S5,S4,S3を通したTEST2、TEST3及び、TEST4の出力は、位相の動作に関してカウントアップ又はカウントダウンすることを可能とする回路PWM DECへ送られる。特に、カウンタDECODAGEZiが集合レベルに達したときには情報は隣接しているゾーン内に存在するということを意味するTEST2から生じる値は、”アップ”カウント入力へ送られ、カウンタDECODAGEZiが集合レベルに達したときには情報は隣接しているゾーン内に存在するということを意味するTEST3から生じる値は、”ダウン”カウント入力へ送られ、一方、カウンタDECODAGEZ4が集合レベルに達したときには隣接しているゾーン内に情報は存在しないということを意味するTEST4から生じる値は、アップ/ダウンカウンタPWM_DECの値を変更しない。更に、アップ/ダウンカウンタPWM_DECは、状態S1とS6により”ロード”入力にロードされ、そして、以下に説明する情報DATAによりトリガされる。
【0025】
更に詳しくは、図4に示されたステートマシンの種々の場多Siは、以下の状態に対応する。
【0026】
S1:ステートマシンの初期化状態。S1は電源投入システムによりアクセスされる。
【0027】
S2:通常の様式での、信号arとincfの初期化状態。毎回、システムはS2を通り、arとincfはゼロにリセットされる。
【0028】
S3:システムがこの状態にあるときには、位相と周波数情報は正しい。タイムアウトが設定される。
【0029】
S4:システムがこの状態にあるときには、周波数情報は正しいが、位相情報は正しくない。位相シフトを減少する必要がある。タイムアウトが設定される。
【0030】
S5:システムがこの状態にあるときには、周波数情報は正しいが、位相情報は正しくない。位相シフトを増加する必要がある。タイムアウトが設定される。
【0031】
S6:システムがこの状態にあるときには、周波数情報はは正しくなく、そして、タイムアウトが設定される。
【0032】
S7:システムがこの状態にあるときには、信号arは1に設定されそして、incfは0に設定される。カウンタpwm_dec[]は、前の状態に維持される。
【0033】
S8:システムがこの状態にあるときには、信号arは1に設定されそして、incfは0に設定される。カウンタpwm_dec[]は、前の状態に維持される。実際にこの状態はS7と冗長であり、削除可能である。
【0034】
本発明に従って、位相のモニタはパルス幅変調又はPWMを使用して行われる。EPLD回路5により発生された信号PWM−OUTは可変のデューティー比を有する。DC成分はこの信号より、抵抗R10とキャパシタC10の既知の方保で構成する回路のような低域通過フィルタ10により抽出される。フィルタ10の出力での結果は、それゆえに、信号のデューティ比に直接的に比例するDC電圧である。パルス幅変調回路の代わりに、シリアルディジタル/アナログ変換器を使用することも可能である。このように、デューティ比の変更は、サンプリング信号H INのオーバーラップしきい値の変更を起こし、PLL1の出力で、信号の位相の変更として現れる。図3に示すように、PWM信号は、アップ/ダウンカウンタPWM_DECと、例えば、クロックCKにより初期化され、かつ0と768間でカウントするフリーカウンタであるカウンタPWM_CPTの、2つのカウンタの助けで発生される。アップ/ダウンカウンタPWM_DECは、葉に0/255で動作する。アップ/ダウンカウンタPWM_DECは、状態S1の開始で初期化され、そして、毎回、ステートマシンは状態S6を通過する。上述のように、状態S4又は、S5の活性化は、それぞれ、カウンタの前の値をそれぞれ増加又は、減少を決定する。カウンタの切換レートは、DATA信号に同期し、そして、その最大周期は、分析の累積合計とタイムアウト時間に同期する。状態S3を通ることは、前の値を維持し、状態S6を通ることは、初期値即ち、50%のデューティー比に戻ることを起こす。この最中央化は、特に、カウンタが255に位置し、そして、増加は0状態に戻るときに、状態の不安定さにより現れうる終端に向かって位置されることを避けることを可能とする。回路PWM_DECとPWM_CPTから発生する信号は、入力として、比較器COMP1へ送られる。比較器COMP1の出力は、回路Tへ送られ、回路Tの他の入力は復号回路DEC1からの出力を受ける。復号回路DEC1は、カウンタPWM_CPTが状態256に達すると、信号PWM_OUTを1レベルに設定する。信号PWM_OUTは以下の条件即ち、カウンタPWM_CPTが1に等しくかつ、カウンタPWM_CPTの7つの低次ビットとカウンタPWM_DECが等しい場合が、同時に成り立つときに0に戻る。回路Tは、位相器へ時間の各変更をを与えるようにして、信号PWM_OUTのタイムアウトに影響を及ぼすことが可能である。
【0035】
本発明に従って、周波数はPLL1に対して働く分割器の幾つかの点を変更することにより監視される。EPLD回路5内では、周波数の管理は2つのカウンタCPT PLLとCPT INCFを使用して行われる。カウンタCPT PLLは、実施例では、範囲0,1279をカバーし、そして、クロックCKの各遷移で変化する。カウンタCPT PLLは、状態DS1でロードされる。本発明の実施例では、カウンタCPT INCFは、0,127をカバーする。カウンタCPT INCFは、状態S1の開始で初期化され、カウンタの切換レートは、DATA信号に同期し、そして、その最大周期は、分析の累積合計とタイムアウト時間に同期する。上述のように、カウンタCPT INCFは、TEST1から生じる状態S6の活性化により発生されたパルスINCAにより増加される。
【0036】
本発明では、周波数サーチは、位相サーチとは異なる原理に従う。位相サーチでは、ある種のスレービングが実行され、一方周波数サーチは経験的な形式である。出発点は、最小のキャプチャレンジに対応する値である。カウンタCPT INCFは、位相基準が満たされるまで増加される。更に、カウンタCPT PLLは、カウンタCPT PLLの4MSBが”1000”に等しく、カウンタCPT PLLとカウンタCPT INCFの6つの低次のビットが等しく、後者の条件はカウンタPWM CPTの各周期で満足されるという、条件が満足するときに、ゼロにリセットされる。カウンPWM_DECに関しては、カウンタCPTINCFの状態の各変更がタイムアウト時間に対応する最小時間の間保持され、これは、それゆえ、分周器に各変更を与えることを可能とする。更に、図3に示すように、カウンタCPT PLLからの出力は、入力にクロックCKも受信する復号回路DEC2の入力と、比較器COMP2の入力へ送られる。比較器COMP2は、上述の比較動作を行うために、他の入力に回路CPT INDFからの出力を受ける。比較器COMP2はクロックCKも受信する。比較器COMP2からの出力は、カウンタCPT PLLの反転入力へ送られる。更に、復号回路DEC2の出力は、信号H LOCK、PLL比較信号を与え、カウンタCPT PLLが0状態を達成するときにレベルへ変化する。この信号の回帰は、カウンタCPT PLLの周期の継続時間に直接関連する。更に、図3のEPLD回路は、状態S8を発生することを可能とする回路を有する。状態S8は、図4に示されたように、タイムアウトが経過したときに、S2へ戻ることを可能とする。この状態のために、クロック情報Hは、EPLD回路の入力で、出力としてFHを与える積分器11へ送られる。この信号は、状態S3、S4,S5,S6で最初にロードされるタイムアウト回路へ送られる。タイムアウト信号からの出力は、入力としてクロックCKも受ける、復号回路DEC3へ送られる。復号回路の出力は、信号DATA CKにより切り替えられるDフリップフロップへ送られ、そして、更に、復号回路の出力は、タイムアウト回路の入力へ帰還される。
【0037】
種々の変更と改良が上述のシステムにはなされ得る。このように、テストの権限は、集合するカウンタの1つが例えば、値768に固定された値VAL ENDに達したときに得られる状態ARiに依存する。この場合には、システムのロックオン時間を決定することが可能である。この時間は以下の式により与えられる。
【0038】
T=(F+P)×((ΣTD)+2×10−3)
ここで、Fは正しい周波数を得るために要求される増加の数を表し、Pは正しい位相を得るために要求される増加の数を表す。
【0039】
ΣTDは、768データを取得するのに要する時間を表す。
【0040】
実際に、最大の収束時間は、画像当り丁度1点であるときに達成される。50Hzの画像周波数と周波数と位相補償範囲の最大にあるポイント周波数については、時間Tは72分に等しい。この時間は、入力ビットレートの関数として値VAL ENDを適用することにより、即ち、画像中のイベントを数えることにより、大きく減少されうる。さらに、画像当り丁度1点の存在では、周波数が悪くても、位相収束基準を守ることが可能である。より良い収束のためには、単純な解決方法は、情報の立ち上りエッジと立下りエッジを使用することよりなる。この場合には、正確さは、パルスの幅に依存し、これゆえ、イベントのライン毎の位置に依存する。
【0041】
更に、標準の検出により、即ち、画像当りのライン数を数えることにより、得られた周波数が目標補償範囲の最低制限であるように、カウンタCPT PLLを初期値にプリセットすることが可能である。従って、この動作は、収束速度を最適化し、かつアンダー又はオーバーサンプリングの現象を制限することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明に従った装置の概略を示す図である。
【図2】 本発明の方法に従って行われる種々のテストを示す図である。
【図3】 消去可能なプログラム可能な論理回路又はEPLDの概略を示す図である。
【図4】 消去可能なプログラム可能な論理回路又はEPLD内で、本発明の方法を実行することが可能なステートマシンを示す図である。
Claims (7)
- ディジタル信号をサンプリングする場合にサンプリングクロックを同期させる装置であって、
位相ロックループ回路と、n個の分析ゾーンを作る手段と、分析回路とを有し、
前記位相ロックループ回路は、前記分析回路から出力される所与の周波数にある信号に整数を乗じ、当該位相ロックループ回路の入力部で基準信号を受信し、クロック信号を出力し、
前記n個の分析ゾーンを作る前記手段は、前記n個の分析ゾーンを作るよう窓を生成するために前記位相ロックループ回路からの前記クロック信号を扱う回路を有し、入力部で前記クロック信号を受信し、前記n個の分析ゾーンを決定する信号を出力し、
前記分析回路は、
特定の時間の間、ディジタル信号を、前記n個の分析ゾーンを決定する信号と比較する手段と、
該比較の結果を、分析期間の間、ゾーンによってカウントする手段と、
前記基準信号を受信する他の入力部と前記位相ロックループ回路の入力部へ接続されている出力部とを有する比較器の入力部への位相補正信号を、又は前記整数を変更するよう前記位相ロックループ回路の入力部へ送信される周波数補正信号を送信するために、前記カウントする手段からの結果を分析する手段と
を有し、
前記比較する手段及び前記カウントする手段の各々は、ゾーンによって遷移の数をカウントするよう各々のゾーンに関連付けられる、装置。 - 前記n個の分析ゾーンを作る前記手段は、前記n個の分析ゾーンを作るよう組み合わせ論理で窓を生成するために前記位相ロックループ回路からの前記クロック信号を扱う組み合わせ論理での回路を有する、請求項1記載の装置。
- 前記窓は、各々、前記サンプリングクロックの立ち上がり遷移及び立ち下がり遷移に対応する、請求項2記載の装置。
- 前記n個の分析ゾーンを作る前記手段は、4個のゾーンを作り、
第1のゾーンは立ち上がり遷移に対応し、第2のゾーンは立ち下がり遷移に対応し、第3のゾーンはトップポーチに対応し、第4のゾーンはボトムポーチに対応する、請求項1記載の装置。 - 前記分析回路は、消去可能プログラム可能な電子回路を有する、請求項1記載の装置。
- 前記分析回路は、
各々のゾーンに夫々が関連付けられる複数のカウンタであって、該複数のカウンタの夫々は、ゾーンによって遷移の数をカウントし、各分析時間の開始時にリセットされ、最大累積値までカウントアップすることができる複数のカウンタと、
各々のカウンタの出力部へ夫々接続されている複数の復号回路と、
前記複数の復号回路の夫々の出力部へ接続され、第1のカウンタへ信号を送信するテスト回路と
を有し、
前記第1のカウンタの出力は、前記周波数補正信号の値を与える回路へ及び前記位相補正信号の値を与えるパルス変調回路へ送信される、請求項1記載の装置。 - 前記テスト回路は、各復号回路の出力値を比較し、2つの異なる復号回路の相対出力に又は前記クロック信号での特定の遷移に対応する特定の分析回路とは異なる復号回路の出力値と関連して、前記クロック信号に適用される前記位相補正信号又は前記周波数補正信号の方向及び大きさを決定する、請求項6記載の装置。
Applications Claiming Priority (3)
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