JP4177412B2 - 直流電源装置、及びそれを搭載する電池式電子機器 - Google Patents
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Description
電池式電子機器に搭載される直流電源装置では、DC−DCコンバータが例えば昇圧チョッパを含み、その昇圧動作により電池容量の利用効率を以下のように向上させる。ここで、昇圧動作とは、電圧変換率(入力電圧に対する出力電圧の比)を1より高い値に維持するための動作、すなわち外部負荷への出力電圧を入力電圧より高く上昇させるための動作をいう。以下、1より高い電圧変換率を昇圧比という。
図19はその従来の直流電源装置100の回路図である。直流電源装置100の入力端子101Aと101Bとはそれぞれ、電池Bの正極端子と負極端子とへ接続される。直流電源装置100の出力端子102Aと102Bとはそれぞれ、外部負荷L(すなわち電子機器内の他の装置)の高電位側端子と低電位側端子とへ接続される。それにより、直流電源装置100は電池Bからの入力電圧(すなわち電池電圧)Viを外部負荷Lへの出力電圧Voへ変換する。
昇圧チョッパ103はチョッパスイッチ103Sのスイッチングにより昇圧動作を行う。
コンバータ制御部104は出力端子102Aと102Bとの間の電圧Voを検出し、外部負荷Lへ供給すべき目標電圧ETと比較する。ここで、その目標電圧ETは例えば、外部負荷Lの動作電圧に対する許容下限より所定の余裕だけ高く設定される。コンバータ制御部104は更に、出力電圧Voの目標電圧ETからのずれに基づきチョッパスイッチ103Sのスイッチングをパルス幅変調(PWM)方式で制御する。
バイパス制御部106はバイパススイッチ105のスイッチングを制御する。特に以下に示す通り、昇圧チョッパ103の停止期間ではバイパススイッチ105をオン状態に維持し、昇圧チョッパ103の動作期間ではバイパススイッチ105をオフ状態に維持する。
こうして、電池Bが完全放電状態近くに達するまで、直流電源装置100は出力電圧Voを目標電圧ETに維持できる。その結果、電池Bの容量のほとんどを外部負荷Lへ電力として提供できる。
近年、新型のリチウムイオン二次電池が開発されている(例えば特開2003-47238号公報(EP1381135)参照)。新型リチウムイオン二次電池では新たな電極材料が採用される。それにより、エネルギー密度が更に高い。
携帯情報機器が例えば、携帯電話機のように無線による通信機能を持つとき、その携帯情報機器は無線送信部を有する。無線送信部に含まれる電力増幅部は通常、電池電圧をそのまま動作電圧として利用し、送信対象の信号を増幅する。新型電池の採用により電池電圧の変動範囲全体が低下するとき、電力増幅部の出力すべき電力は決まっているので、入力電流が増加する。従って、信号の増幅効率が低下する。そのような効率低下は電池の持続時間の延長を阻むので好ましくない。それ故、新型電池の採用は電力増幅部に対して、より低い動作電圧下での高効率化を要求する。そのような要求を満たすべく、電力増幅部の回路設計を変更するのは容易ではない。
しかし、コンバータ制御部は通常、その起動時点から実質的に零より長い時間(以下、起動時間という)の経過後にスイッチング制御を開始できる。コンバータ制御部の起動時間は、例えばコンバータ制御部の初期化時間、すなわち、基準電圧提供用の内部電源の立ち上げ時間とラッチ回路の初期化時間とを含む。
従って、上記のような従来の直流電源装置では、コンバータ制御部によるスイッチング制御の開始、すなわち昇圧チョッパによる昇圧動作の実際の開始がバイパススイッチのオフから上記の起動時間だけ遅れる。
図20Bに示される領域I、すなわち電池電圧Viが起動入力電圧Eiと一致する時刻Ts以前では、電池電圧Vi(破線)が出力電圧Vo(実線)より停止時電圧降下Vonだけ高い。
しかし、ダイオードの順電圧降下は一般に、スイッチ素子のオン電圧より大きい。すなわち、ダイオードはスイッチ素子より、導通損失が大きい。従って、バイパススイッチ105からダイオードへの置換は変換効率の点で不利であった。
スイッチング動作により、外部直流電源から印加される入力電圧をそれ以上の出力電圧へ変換し、その出力電圧を外部負荷へ印加するDC−DCコンバータ、
DC−DCコンバータの出力電圧を目標電圧と比較し、それらの差に基づきDC−DCコンバータのスイッチング動作を制御するコンバータ制御部、
制御端子を有し、前記制御端子に入力する制御信号に基づきDC−DCコンバータの入出力間を短絡、開放するバイパススイッチ、及び、
DC−DCコンバータの停止期間ではバイパススイッチをオン状態に維持し、DC−DCコンバータがスイッチング動作を開始するとき、その開始時点から所定時間、更にバイパススイッチをオン状態に維持するように、前記バイパススイッチの制御端子に制御信号を出力するバイパス制御部、
を有する。
停止時出力下限は例えば、外部負荷の動作電圧の許容下限より所定の余裕(以下、停止時出力余裕という)だけ高く設定される。停止時出力余裕は、コンバータ制御部の起動時間中の入力電圧の降下量と、外部負荷での電流量の予測可能な急増(例えば、ノートPCでのアプリケーションの起動による急増)に伴う出力電圧の落下に対する余裕との和で決まる。
コンバータ制御部の起動時間とは、コンバータ制御部がその起動時の状態からスイッチング制御動作が可能な状態へ遷移する時間をいう。コンバータ制御部の起動時間は主に、コンバータ制御部による初期化処理に要する時間である。その初期化処理は例えば、基準電圧提供用の内部電源の立ち上げ及びラッチ回路の初期化を含む。
動作時出力下限は例えば、外部負荷の動作電圧の許容下限より所定の余裕(以下、動作時出力余裕という)だけ高く設定される。動作時出力余裕は、DC−DCコンバータの動作期間での出力電圧に含まれるリプル電圧と、外部負荷での電流量の予測可能な急増に伴う出力電圧の落下に対する余裕との和で決まる。
無線送信部は更に好ましくは、DC−DCコンバータの出力電圧を印加されて送信対象の信号を増幅する電力増幅部、を有する。電力増幅部は一般に、動作電圧の低下が困難である。従って、目標電圧が一般に比較的高い。それ故、電池の放電中期で電池電圧が目標電圧を下回る。そのとき、本発明による上記の直流電源装置は確実に、出力電圧を低くとも目標電圧と等しく維持する。従って、特に無線通信機能を持つ電池式電子機器では、電池容量の利用効率の点で本発明による上記の直流電源装置が有利である。
更に好ましくは、バイパススイッチを通る電流(以下、バイパス電流という)が実質的に零に等しい状態でバイパス制御部はバイパススイッチをオフさせる。それによりスイッチング損失が生じない。従って、本発明による上記の直流電源装置は消費電力を小さく抑える。その結果、特に外部直流電源が電池であるとき、電池容量の利用効率が向上する。
第一の態様では、バイパス制御部がDC−DCコンバータの昇圧動作に起因する入出力間の状態変化に基づき、バイパススイッチのオン/オフを決定する。
第二の態様では、バイパス制御部がコンバータ制御部に対する起動信号を所定の遅延時間だけ遅らせ、バイパススイッチに対しオフ信号として送出する。
DC−DCコンバータの入力電圧と出力電圧とを比較し、
入力電圧が出力電圧より高いとき、バイパススイッチをオンさせ、
入力電圧が出力電圧より低いとき、バイパススイッチをオフさせる。好ましくは、バイパス制御部がコンパレータを含む。そのコンパレータはDC−DCコンバータの入力電圧と出力電圧との大小に応じ論理レベルを出力する。更にそのH/Lレベルがそれぞれオン/オフ信号として、又はその逆として、バイパススイッチへ送出される。
第一の態様では、DC−DCコンバータによるスイッチング動作の開始時点から入力電圧と出力電圧との実質的な一致時点まで、バイパススイッチがオン状態を維持する。それにより、その期間では入力電圧と出力電圧との差が停止時電圧降下以下に抑えられる。特に出力電圧には過大なアンダーシュートが発生しない。更に、バイパス電流が実質的に零に等しい状態でバイパススイッチがオフするので、スイッチング損失が生じない。
DC−DCコンバータの入力電圧若しくは出力電圧のいずれか又は両方に基づきコンバータ制御部へ所定の起動信号を送出する起動制御部、を上記の直流電源装置が有し、
コンバータ制御部がその停止期間中、起動信号の受信により起動し、
バイパス制御部が、
(a) 起動信号をその受信時点から所定の遅延時間だけ保持する信号遅延部、及び、
(b) 信号遅延部から起動信号を受信するまではバイパススイッチをオン状態に維持し、起動信号の受信時にバイパススイッチをオフさせるスイッチ駆動部、を含む。ここで、遅延時間は短くともコンバータ制御部の起動時間と実質的に等しく設定され、好ましくは、コンバータ制御部の起動時点から入力電圧と出力電圧との一致時点までの時間として推定される一定値と実質的に等しい。
更に、遅延時間の上記の好ましい設定により、バイパススイッチのオフ時点が入力電圧と出力電圧との一致時点に十分近い。従って、バイパス電流が十分に小さい状態でバイパススイッチがオフするので、スイッチング損失が小さく抑えられる。ここで、バイパス制御部は、起動信号の受信後バイパス電流を監視し、その電流量に基づき遅延時間を調節しても良い。その調節により、バイパス電流が実質的に零まで減衰するときにバイパススイッチをオフさせる。それにより、そのオフ時点でのバイパススイッチのスイッチング損失が低減する。
起動制御部がDC−DCコンバータの入力電圧に基づきコンバータ制御部へ所定の停止信号を送出し、
コンバータ制御部がその動作期間中、停止信号の受信により停止し、
バイパス制御部では、
(a) 信号遅延部が停止信号をその受信時点から所定の遅延時間だけ保持し、
(b) スイッチ駆動部が、信号遅延部から停止信号を受信するまではバイパススイッチをオフ状態に維持し、停止信号の受信時にバイパススイッチをオンさせても良い。ここで、遅延時間は起動信号に対する遅延時間と実質的に等しくても良い。
外部電源が例えば電池であるとき、その充放電の反復により入力電圧が降下と上昇とを交互に繰り返す。DC−DCコンバータの昇圧動作中に入力電圧が上昇し、例えば入力電圧に対する目標電圧の比が所定値に達するとき、起動制御部が停止信号を送出し、コンバータ制御部及びDC−DCコンバータが停止する。一方、バイパス制御部は停止信号の遅延により、バイパススイッチをDC−DCコンバータの停止後も上記の遅延時間だけ更にオフ状態に維持する。それにより、入力電圧と出力電圧との差が十分に低減し、バイパス電流が十分に減衰するときバイパススイッチがオンする。その結果、バイパススイッチのオンについてスイッチング損失が低減する。
コンバータ制御部が、入力電圧検出部の出力に基づき、
(a) 入力電圧が起動入力電圧より高い期間ではDC−DCコンバータを停止状態に維持し、
(b) 入力電圧による起動入力電圧への降下を検出するとき、DC−DCコンバータにスイッチング動作を開始させても良い。ここで、起動入力電圧はコンバータ制御部の起動時の入力電圧として設定される。この構成では入力電圧が起動入力電圧より高い期間でコンバータ制御部が停止状態を維持しても良い。それにより、その期間ではコンバータ制御部による消費電力が低減する。
DC−DCコンバータの入力電圧を停止入力電圧と比較する入力電圧検出部、
DC−DCコンバータの出力電圧を起動出力電圧と比較する出力電圧検出部、及び、
出力電圧検出部の出力に基づき、
(a) 出力電圧が起動出力電圧より高い期間ではコンバータ制御部を停止状態に維持し、
(b) 出力電圧による起動出力電圧への降下を検出するとき、コンバータ制御部を起動させ、
入力電圧検出部の出力に基づき、
(c) 入力電圧が停止入力電圧より低い期間ではコンバータ制御部を動作状態に維持し、
(d) 入力電圧による停止入力電圧への上昇を検出するとき、コンバータ制御部を停止させる、起動制御部、
を更に有しても良い。ここで、起動出力電圧はコンバータ制御部の起動時の出力電圧として設定される。停止入力電圧は、動作中のコンバータ制御部を停止させるときの入力電圧として設定される。
こうして、入力電圧が降下と上昇とを交互に繰り返すとき、出力電圧は外部負荷の動作電圧の許容下限より十分に高く維持される。
(a) DC−DCコンバータの入力電圧が停止入力電圧より高く、かつDC−DCコンバータの出力電圧が起動出力電圧より高い期間ではコンバータ制御部を停止状態に維持し、
(b) 入力電圧が停止入力電圧より低く降下し、かつ出力電圧による起動出力電圧への降下を検出するとき、コンバータ制御部を起動させても良い。上記の直流電源装置に対して例えば満充電の電池との接続により電源が投入されるとき、入力電圧は停止入力電圧より高く、出力電圧は起動出力電圧より低い。上記の起動制御部は出力電圧だけでなく入力電圧にも基づきコンバータ制御部の起動を的確に判断する。特に入力電圧が停止入力電圧より低く、かつ出力電圧が起動出力電圧より低いとき、コンバータ制御部が起動する。従って、電源投入時でのDC−DCコンバータの誤作動が回避され、過大な出力電圧の発生が防止される。
DC−DCコンバータが、入力電圧をそれ以上である出力電圧へ変換する昇圧動作に加え、入力電圧をそれ以下である出力電圧へ変換する降圧動作を実行可能であり、
コンバータ制御部が、DC−DCコンバータの出力電圧と目標電圧との差に基づき、DC−DCコンバータに降圧動作若しくは昇圧動作を実行させ、又はDC−DCコンバータを停止状態に維持し、
バイパス制御部が、DC−DCコンバータが昇圧動作を開始するとき、その開始時点から所定時間、更にバイパススイッチをオン状態に維持しても良い。
この構成では、目標電圧が例えば低くとも、DC−DCコンバータの降圧動作時の出力下限、又は昇圧動作時の出力下限のいずれか高い方と等しく設定される。動作時出力下限は例えば、外部負荷の動作電圧の許容下限よりそれぞれの動作時の出力余裕だけ高く設定される。動作時出力余裕は、動作期間での出力電圧に含まれるリプル電圧と、外部負荷での電流量の予測可能な急増に伴う出力電圧の落下に対する余裕との和で決まる。
DC−DCコンバータの動作期間ではそのスイッチング動作と同期して整流を行い、DC−DCコンバータの停止期間ではオン状態を維持する同期整流部、を有する。特にDC−DCコンバータが昇圧動作に加え降圧動作を実行可能であるとき、同期整流部はDC−DCコンバータの昇圧動作期間ではそのスイッチング動作と同期して整流を行い、DC−DCコンバータの停止期間ではオン状態を維持する。同期整流部は一般にダイオードより導通損失が小さい。従って、この直流電源装置ではDC−DCコンバータの導通損失が小さい。
外部負荷が例えば休止状態に移行するとき、外部負荷は停止スイッチをオフさせる。それによりDC−DCコンバータの出力電流とバイパス電流とが共に遮断され、すなわち負荷電流が遮断される。こうして、外部負荷は直流電源装置からの電力を断つ。その結果、外部負荷には電力が供給されないので、外部負荷による電力消費が抑制される。特に外部電源が電池であるとき、その利用効率が向上する。
以下に述べる本発明の実施形態による直流電源装置はいずれも電池式電子機器に搭載される。ここで、電池式電子機器は好ましくは、携帯電話、ノートPC、PDA、又はポータブルオーディオプレイヤ等の携帯情報機器である。その携帯情報機器は更に好ましくは無線による通信機能を持ち、無線送信部は電力増幅部を有する。
図1は、本発明の実施形態1による直流電源装置10の回路図である。
直流電源装置10の入力端子1Aと1Bとはそれぞれ、電池Bの高電位側端子と低電位側端子とへ接続される。ここで、電池Bは好ましくは二次電池であり、更に好ましくは、リチウムイオン二次電池である。
直流電源装置10の高電位側出力端子2Aと低電位側出力端子2Bとはそれぞれ、外部負荷Lの高電位側端子と低電位側端子とへ接続される。ここで、外部負荷Lは電池式電子機器内にある他の回路であり、特に好ましくは無線送信部内の電力増幅部を含む。
ここで、目標電圧ETは後述のように、外部負荷Lの動作電圧の許容下限より十分に高く設定される。特に上記の電力増幅部については、目標電圧ETが電池Bの初期電圧(すなわち満充電時の電池電圧であり、二次電池の場合、充電終止電圧と等しい)と放電終止電圧との中間に位置する。
一方、電池Bの放電末期では電池電圧Viが落下し、出力電圧Voが目標電圧ETを下回る。電池Bが特に高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池である場合、放電終止電圧が低く、放電曲線の傾きが大きい。従って、放電中期で出力電圧Voが目標電圧ETを下回り得る。
直流電源装置10はそのとき、後述のように、その昇圧動作で出力電圧Voを電池電圧Viより高く変換し、目標電圧ETと実質的に等しく維持する。
昇圧チョッパ3は、インダクタ3L、ダイオード3D、出力平滑コンデンサ3C、及びチョッパスイッチ3Sを含む。インダクタ3Lの一端は高電位側入力端子1Aへ接続され、他端はダイオード3Dのアノードへ接続される。ダイオード3Dのカソードは、高電位側出力端子2Aへ接続される。出力平滑コンデンサ3Cは高電位側出力端子2Aと低電位側出力端子2Bとの間に接続される。
チョッパスイッチ3Sは、ゲートの論理レベルがHレベルであるときオン状態であり、Lレベルであるときオフ状態である。
OSC4Aは高電位側入力端子1Aに接続され、直流電源装置10と電池Bとの接続時、電池電圧Viの印加により起動する。起動したOSC4Aは基準信号VRを発生させる。基準信号VRは好ましくは三角波であり、一定の周期(上記のスイッチング周期Tと実質的に等しい)と一定の振幅とを持つ。
分圧器は、直流電源装置10の出力電圧Voを分圧比F0=R2/(R1+R2)だけ降下させる。
基準電源4Eの電圧は目標電圧ETの分圧比F0倍F0×ETと等しい。ここで、目標電圧ETは低くとも、停止時出力下限Ec(昇圧チョッパ3の停止期間での出力電圧Voの許容下限)、又は動作時出力下限Eo(昇圧チョッパ3の動作期間での出力電圧Voの許容下限)のいずれか高い方と等しく設定される:ET≧max(Ec,Eo)。
誤差増幅器4Dは、分圧器の出力電圧F0×Voの基準電源4Eの電圧F0×ETからのずれF0×(Vo−ET)を反転増幅し、誤差信号VEとして出力する。すなわち、出力電圧Voが目標電圧ETから降下するほど、誤差信号VEのレベルが高い。
動作時出力下限Eoは例えば、外部負荷Lの動作電圧の許容下限Elより動作時出力余裕βだけ高く設定される:Eo=El+β。動作時出力余裕βは、昇圧チョッパ3の動作期間での出力電圧に含まれるリプル電圧ρと、外部負荷Lでの電流量の予測可能な急増に伴う出力電圧Voの落下に対する余裕δとの和で決まる:β=ρ+δ。
図2に示される通り、誤差信号VEのレベルが基準信号VRのレベルを超える期間が長いほど、スイッチング信号SGのパルス幅が長い。従って、チョッパスイッチ3Sのオン時間Tonが長い。一方、基準信号VRの周期は一定であるので、チョッパスイッチ3Sのスイッチング周期T(オン時間Tonとオフ時間Toffとの和:T=Ton+Toff)は一定である。それ故、誤差信号VEのレベルが基準信号VRのレベルを超える期間が長いほど、チョッパスイッチ3Sの通流率r=Ton/Tが大きい。すなわち、昇圧チョッパ3の昇圧比Vo/Vi=1/(1−r)が大きい。
出力電圧Voが目標電圧ETから少しだけ降下するとき(Vo<ET)、誤差信号VEのレベルが上昇する。そのとき、PWM回路4Cはスイッチング信号SGのパルス幅を増大させる。それにより出力電圧Voが上昇し、目標電圧ETへ戻る。
逆に、出力電圧Voが目標電圧ETから少しだけ上昇するとき(Vo>ET)、誤差信号VEのレベルが降下する。そのとき、PWM回路4Cはスイッチング信号SGのパルス幅を減少させる。それにより出力電圧Voが降下し、目標電圧ETへ戻る。
こうして、PWM回路4Cは基準信号VRと誤差信号VEとに基づきスイッチング信号SGのパルス幅を変化させることで、昇圧チョッパ3の出力電圧Voの変動を抑制し、出力電圧Voを目標電圧ETと実質的に等しく維持する。
バイパススイッチ5は、ゲートの論理レベルがHレベルのときオフし、Lレベルのときオンする。
高電位側入力端子1Aからバイパススイッチ5を通り高電位側出力端子2Aへ至る経路は、インダクタ3Lとダイオード3Dとの直列接続を含む昇圧チョッパ3内の経路のバイパスとして機能する。バイパススイッチ5のオン抵抗は好ましくは、インダクタ3Lとダイオード3Dとの直列接続の抵抗より小さい。
バイパス制御部6の反転入力端子は高電位側入力端子1Aへ接続される。その非反転入力端子は高電位側出力端子2Aへ接続される。その出力端子はバイパススイッチ5のゲートへ接続される。それにより、反転入力端子の電位は電池電圧Viと等しく、非反転入力端子の電位は出力電圧Voと等しい。
電池電圧Viが出力電圧Voより高いとき(Vi>Vo)、バイパス制御部6が出力をLレベルに維持する。それにより、バイパススイッチ5がオン状態に維持される。
電池電圧Viが出力電圧Voより低いとき(Vi<Vo)、バイパス制御部6が出力をHレベルに維持する。それにより、バイパススイッチ5がオフ状態に維持される。
電池Bの放電期間では、電池電圧Viと直流電源装置10の出力電圧Voとが図3A、3Bに示されるような時間変化を示す。ここで、電池電圧Viの時間変化が破線で示され、出力電圧Voの時間変化が実線で示される。
バイパススイッチ5のオンによりバイパス電流I5が流れる。そのとき、図3Bに示される通り、直流電源装置10の出力電圧Vo(実線)は電池電圧Vi(破線)より停止時電圧降下Vonだけ低く維持される。
コンバータ制御部4は更にOSC4Aの起動と並行し、初期化処理を行う。その初期化処理は例えば、基準電圧提供用の内部電源の立ち上げ及びラッチ回路の初期化等を含む。コンバータ制御部4はその初期化処理により、その起動時の状態から、スイッチング制御動作が可能な状態へ遷移する。ここで、その遷移に要する時間をコンバータ制御部4の起動時間という。コンバータ制御部4の起動時間は通常、実質的に零より長い。しかし、電池Bの放電初〜中期での放電曲線の平坦部、すなわち電池電圧Viが比較的緩やかに降下する期間(図3Aに示される領域I)の長さよりかなり短い。従って、コンバータ制御部4は電池Bの放電開始から程なく、スイッチング制御動作が可能な状態に遷移する。
領域Iでは、出力電圧Voが電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低い。従って、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオン状態に維持する。バイパススイッチ5のオン期間では、負荷電流Ioが高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間で、インダクタ3Lとダイオード3Dとの直列接続を通る電流I3とバイパス電流I5とに分岐する。こうして、高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間の抵抗がバイパススイッチ5のオンにより低減するので、停止時電圧降下Vonは小さい。その結果、領域Iでは直流電源装置10の導通損失が小さいので、電池容量の利用効率が高く維持される。
こうして、時刻Ts以後、電池Bが完全放電状態近くに達するまで、直流電源装置10は出力電圧Voを目標電圧ETと実質的に等しく維持できる(図3に示される領域II参照)。その結果、電池Bの容量のほとんどを外部負荷Lへ電力として提供できる。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置10は有利である。
バイパス制御部6は更に、昇圧チョッパ3の出力電流と負荷電流Ioとを検出し、それらの検出値に基づきバイパススイッチ5のオン/オフを決定しても良い。例えば、負荷電流Ioが昇圧チョッパ3の出力電流と実質的に一致する時点でバイパススイッチ5をオフさせても良い。
図4は、本発明の実施形態2による直流電源装置20の回路図である。その直流電源装置20は、図1に示される実施形態1による直流電源装置10と同様な構成要素を含む。従って、図4ではそれら同様な構成要素に対して図1に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態1についての説明を援用する。
入力電圧検出部7は電池電圧Viを監視する。電池電圧Viが例えば初期電圧(図3Aに示される点A参照)から所定のレベル(以下、起動入力電圧Eiという)まで降下するとき、入力電圧検出部7がその降下を検知する。更にその検知と同時にコンバータ制御部4へ起動信号Stを送出する。それによりコンバータ制御部4が起動し、OSC4Aが基準信号VRの送出を開始する。
第二の分圧器は電池電圧Viを第二の分圧比F1=R4/(R3+R4)だけ降下させる。
第二の基準電源7Bの電圧は、起動入力電圧Eiの第二の分圧比F1倍F1×Eiと等しい。起動入力電圧Eiは低くとも、目標電圧ETと電圧降下上限Vonmaxとの和と等しく設定される:Ei≧ET+Vonmax。ここで、電圧降下上限Vonmaxは停止時電圧降下Vonの上限、すなわち、バイパススイッチ5のオン期間での高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間の抵抗Rに負荷電流Ioの許容上限Iomaxを乗じた値で決まる:Vonmax=R×Iomax。
電池Bと直流電源装置20との接続時、電池電圧Viは出力電圧Voより高い。従って、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオンさせる。それによりバイパス電流I5が流れる。そのとき、出力電圧Voは電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低く維持される。
電池電圧Viは更に、一般には起動入力電圧Eiより十分に高い。従って、入力電圧検出部7は起動信号StをLレベルに維持する。それによりコンバータ制御部4は停止状態を維持する。
一方、出力電圧Voが電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低い(図3Bに示される点Ss参照)。出力電圧Voが目標電圧ETまで降下する時点から電池電圧Viが出力電圧Voと一致する時点(図3Bに示される点Sf参照)まで、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオン状態に維持する。それにより、出力電圧Voが電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低いレベル以上に維持される。
以上の結果、出力電圧Voが目標電圧ETへの降下時点以後、目標電圧ETと実質的に等しく維持される(図3B参照)。特に出力電圧Voにはアンダーシュートが生じない。更に、バイパス電流I5が実質的に零に等しい状態でバイパススイッチ5がオフするので、スイッチング損失が生じない。
こうして、本発明の実施形態2による直流電源装置20は出力電圧の安定性に対する信頼性が高い。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置20は有利である。
本発明の実施形態3による直流電源装置は図4に示される実施形態2による直流電源装置20と共通の回路構成を有する。従って、その回路構成については図4を参照し、その共通部分の詳細は実施形態2についての説明を援用する。
まず、入力電圧検出部7が起動入力電圧Eiを低くとも、停止時出力下限Ecと電圧降下上限Vonmaxとの和と等しく設定する:Ei≧Ec+Vonmax。
次に、PWM回路4Cがチョッパスイッチ3Sのオン時間Tonについて、無視できない大きさの下限Tonmin(以下、最小オン幅という)を設定する。それにより通流率r=Ton/T(T:スイッチング周期)には下限rmin=Tonmin/Tが生じる。従って、昇圧チョッパ3の昇圧比Vo/Vi=1/(1−r)には1より高い下限1/(1−rmin)>1(以下、最低昇圧比という)が生じる。帰還回路4Bはそのとき、目標電圧ETを低くとも、起動入力電圧Eiと最低昇圧比1/(1−rmin)との積、又は動作時出力下限Eoのいずれか高い方と等しく設定する:ET≧max(Ei/(1−rmin),Eo)。
一方、領域Iでは電池電圧Viが出力電圧Voより高いので、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオン状態に維持する。バイパススイッチ5のオン期間では、負荷電流Ioが高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間で二つに分岐するので、実施形態1と同様に、昇圧チョッパ3の停止期間中での直流電源装置10の導通損失が低減する。
時刻Tsでは出力電圧Voが目標電圧ETより低い:Vo<ET。従って、時刻Tsからコンバータ制御部4の起動時間が経過するとき、PWM回路4Cは直ちにスイッチング信号SGのレベルの切換を開始する。それにより、昇圧チョッパ3内ではチョッパスイッチ3Sがスイッチング動作を開始する。すなわち、昇圧チョッパ3が昇圧動作を開始する。
一方、出力電圧Voが電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低い。従って、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオン状態に維持する。それにより、時刻Ts以後、早くともコンバータ制御部4の起動時間が経過するまでは、出力電圧Voが電池電圧Viより停止時電圧降下Vonだけ低いレベル以上に維持される(図5に示される点Ss参照)。ここで、起動入力電圧Eiは停止時出力下限Ecと電圧降下上限Vonmaxとの和以上である:Ei≧Ec+Vonmax。それ故、時刻Tsでは出力電圧Voが停止時出力下限Ec以上である:Vo≧Ei−Vonmax≧Ec=El+α。
こうして、時刻Tsからコンバータ制御部4の起動時間の経過時まで、出力電圧Voが外部負荷Lの動作電圧の許容下限Elより十分に高く維持される。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置20は有利である。
図6は、本発明の実施形態4による直流電源装置40の回路図である。実施形態4による直流電源装置40は実施形態2による直流電源装置20と同様な回路構成を持つ。従って、図6ではそれらの同様な構成要素に対して、図4に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態2についての説明を援用する。
まず、出力電圧検出部8が出力電圧Voを監視し、出力電圧Voによる起動出力電圧Euへの降下を検出するとき、その検出を起動制御部9へ通知する。起動制御部9はそのときコンバータ制御部4へ起動信号Stを送出する。それによりコンバータ制御部4が起動する。ここで、起動出力電圧Euは低くとも、停止時出力下限Ecと等しく設定される:Eu≧Ec。
第三の分圧器は直流電源装置40の出力電圧Voを第三の分圧比F2=R6/(R5+R6)だけ降下させる。
第三の基準電源8Bの電圧は、起動出力電圧Euの第三の分圧比F2倍F2×Euと等しい。
第三のコンパレータ8Aは第三の分圧器の出力電圧F2×Voを第三の基準電源8Bの電圧F2×Euと比較し、その大小関係に基づき論理レベルを送出する。具体的には、第三の分圧器の出力電圧F2×Voが第三の基準電源8Bの電圧F2×Euより高いとき、すなわち出力電圧Voが起動出力電圧Euより高いとき、第三のコンパレータ8Aは出力をLレベルに維持する。逆に、第三の分圧器の出力電圧F2×Voが第三の基準電源8Bの電圧F2×Euより低いとき、すなわち出力電圧Voが起動出力電圧Euより低いとき、第三のコンパレータ8Aは出力をHレベルに維持する。
一方、起動出力電圧Euは停止時出力下限Ec以上である:Eu≧Ec。それ故、時刻Tsでは出力電圧Voが実質的に停止時出力下限Ec以上である:Vo≒Eu≧Ec=El+α。その結果、時刻Tsからコンバータ制御部4の起動時間の経過時まで、出力電圧Voが外部負荷Lの動作電圧の許容下限Elより十分に高く維持される。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置40は有利である。
電池電圧Viが停止入力電圧Esまで上昇するとき(図7に示される点Sh参照)、入力電圧検出部7はインバータ9Iを通し、ラッチ回路9RのリセットRをHレベルに遷移させる。そのとき、ラッチ回路9Rは出力QをLレベルに遷移させる。従って、コンバータ制御部4が停止し、昇圧チョッパ3が停止する。ここで、停止入力電圧Esに対する目標電圧ETの比ET/Esは最低昇圧比1/(1−rmin)以上である:ET/Es≧1/(1−rmin)。それ故、電池電圧Viが停止入力電圧Esまで上昇する時刻Thでは昇圧チョッパ3が安定に停止する。
図8は、本発明の実施形態5による直流電源装置50の回路図である。実施形態5による直流電源装置50は、実施形態4による直流電源装置40と同様な回路構成を持つ。従って、図8ではそれらの同様な構成要素に対して、図6に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態4についての説明を援用する。
AND回路9Aは入力電圧検出部7の出力と出力電圧検出部8の出力との論理積をラッチ回路9Rへ送出する。ラッチ回路9Rは、インバータ9Iの出力をリセットRから取り込み、AND回路9Aの出力をセットSから取り込む。
電池電圧Viが停止入力電圧Esより低い期間では入力電圧検出部7の出力がHレベルに維持される。従って、その期間ではAND回路9Aの出力すなわちラッチ回路9RのセットSの論理レベルが出力電圧検出部8の出力の論理レベルと等しい。それ故、電池電圧Viが停止入力電圧Esより低い期間では、起動制御部9は実施形態4と同様に動作する。
出力電圧Vo(実線)は時刻Ta以降も上昇を続け、電池電圧Vi(破線)より停止時電圧降下Vonだけ低いレベルで安定に維持される。
こうして、起動制御部9は直流電源装置50と電池Bとの接続直後で停止信号Suを安定に送出する。それにより、電池Bの放電開始直後での昇圧チョッパ3の誤作動を確実に防ぐ。
図10は、本発明の実施形態6による直流電源装置60の回路図である。実施形態6による直流電源装置60は実施形態1による直流電源装置10と同様な回路構成を持つ。従って、図10ではそれら同様な構成要素に対して図1に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態1についての説明を援用する。
電池Bの放電初期では電池電圧Viが目標電圧ETより高い。直流電源装置60はそのとき、後述のように降圧動作を行い、出力電圧Voを電池電圧Viより低く変換する。
電池Bの放電末期では電池電圧Viが落下する。直流電源装置60はそのとき、後述のように昇圧動作を行い、出力電圧Voを電池電圧Viより高く変換する。
DC−DCコンバータは、降圧チョッパ31と昇圧チョッパ32とによる昇降圧型コンバータである。降圧チョッパ31は、降圧チョッパスイッチ3S1、第一のダイオード3D1、及びインダクタ3Lを含む。昇圧チョッパ32は、インダクタ3L、第二のダイオード3D、出力平滑コンデンサ3C、及び昇圧チョッパスイッチ3S2を含む。ここで、インダクタ3Lは降圧チョッパ31と昇圧チョッパ32とにより共用される。
インダクタ3Lの他端は第二のダイオード3D2のアノードへ接続される。第二のダイオード3Dのカソードは高電位側出力端子2Aへ接続される。
第一のダイオード3D1のカソードは降圧チョッパスイッチ3S1とインダクタ3Lとの間の接続点P1へ接続される。そのアノードは低電位側入力端子1Bと低電位側出力端子2Bとの両方へ接続される。
昇圧チョッパスイッチ3S2は好ましくは、NチャネルMOSFETである。そのドレインはインダクタ3Lと第二のダイオード3D2との間の接続点P2へ接続される。そのソースは低電位側入力端子1Bと低電位側出力端子2Bとの両方へ接続される。そのゲートはコンバータ制御部4内にある第二のPWM回路4C2へ接続される。
出力平滑コンデンサ3Cは、高電位側出力端子2Aと低電位側出力端子2Bとの間に接続される。
昇圧チョッパスイッチ3S2は、ゲートの論理レベルがHレベルであるときオン状態であり、Lレベルであるときオフ状態である。
コンバータ制御部4は後述のように、降圧チョッパスイッチ3S1に対しオンオフ制御を行うときは昇圧チョッパスイッチ3S2をオフ状態に維持する。逆に、昇圧チョッパスイッチ3S2に対しオンオフ制御を行うときは降圧チョッパスイッチ3S1をオン状態に維持する。
出力電圧Voが目標電圧ETから少しだけ降下するとき(Vo<ET)、降圧誤差信号VE1のレベルが上昇する。そのとき、第一のPWM回路4C1は第一のスイッチング信号SG1のパルス幅を減少させる。それにより降圧チョッパ31の電圧変換率が1に接近するので出力電圧Voが上昇し、目標電圧ETへ戻る。
逆に、出力電圧Voが目標電圧ETから少しだけ上昇するとき(Vo>ET)、降圧誤差信号VE1のレベルが降下する。そのとき、第一のPWM回路4C1は第一のスイッチング信号SG1のパルス幅を増加させる。それにより降圧チョッパ31の電圧変換率が低下するので出力電圧Voが降下し、目標電圧ETへ戻る。
こうして、第一のPWM回路4C1は基準信号VRと降圧誤差信号VE1とに基づき第一のスイッチング信号SG1のパルス幅を変化させることで、降圧チョッパ31の出力電圧Voの変動を抑制し、出力電圧Voを目標電圧ETと実質的に等しく維持する。
高電位側入力端子1Aからバイパススイッチ5を通り高電位側出力端子2Aへ至る経路は、降圧チョッパスイッチ3S1、インダクタ3L、及び第二のダイオード3D2の直列接続を含むDC−DCコンバータ内の経路のバイパスとして機能する。バイパススイッチ5のオン抵抗は好ましくは、その直列接続の抵抗より小さい。
第一のコンパレータ6Cの反転入力端子は高電位側入力端子1Aへ接続される。その非反転入力端子は高電位側出力端子2Aへ接続される。その出力端子はOR回路6Rへ接続される。それにより、反転入力端子の電位は電池電圧Viと等しく、非反転入力端子の電位は出力電圧Voと等しい。従って、第一のコンパレータ6Cは、電池電圧Viが出力電圧Voより高いとき(Vi>Vo)出力をLレベルに維持し、電池電圧Viが出力電圧Voより低いとき(Vi<Vo)出力をHレベルに維持する。
電池電圧Viが出力電圧Voより高く(Vi>Vo)、かつ降圧誤差信号VE1のレベルが基準信号VRの最高レベルLTより高いとき(VE1>LT)、OR回路6Rの出力がLレベルに維持される。従って、バイパススイッチ5では、第一のPMOS5A及び第二のPMOS5Bがいずれもオン状態に維持される。
電池電圧Viが出力電圧Voより低く(Vi<Vo)、又は降圧誤差信号VE1のレベルが基準信号VRの最高レベルLTより低いとき(VE1<LT)、OR回路6Rの出力がHレベルに維持される。従って、バイパススイッチ5では、第一のPMOS5A及び第二のPMOS5Bがいずれもオフ状態に維持される。
降圧チョッパ31と昇圧チョッパ32とが共に停止する期間にバイパススイッチ5がオン状態に維持されるとき、負荷電流Ioは高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間で二つに分岐する。一方の支流Id2は降圧チョッパスイッチ3S1、インダクタ3L、及び第二のダイオード3D2の直列接続を流れる。他方の支流(バイパス電流)I5はバイパススイッチ5を流れる。バイパススイッチ5のオン期間での高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間の抵抗をRとすると、停止時電圧降下Vonはその抵抗Rと負荷電流Ioとの積と等しい:Von=R×Io。こうして、降圧チョッパ31と昇圧チョッパ32との停止期間にバイパススイッチ5がオン状態に維持されるとき、出力電圧Voは電池電圧Viより停止時電圧降下量Vonだけ低いレベルに維持される。
満充電の電池Bが直流電源装置60へ接続された直後、電池電圧Viは出力電圧Voより高く、かつ降圧誤差信号VE1のレベルが基準信号VRの最高レベルLTより高いので、バイパス制御部6がバイパススイッチ5をオンさせる。
バイパススイッチ5のオンによりバイパス電流I5が流れる。そのとき、出力電圧Voが速やかに上昇し、目標電圧ETを超える。
出力電圧Voが目標電圧ETを超えるとき、降圧誤差信号VE1のレベルが基準信号VRの最高レベルLTを下回る。それにより、バイパス制御部6はバイパススイッチ5をオフさせる。一方、第一のPWM回路4C1は降圧チョッパスイッチ3S1に対するスイッチング制御を開始し、降圧チョッパ31が起動する。更に昇圧誤差信号VE2のレベルは基準信号VRの最低レベルLBより低いので、第二のPWM回路4C2は昇圧チョッパスイッチ3S2をオフ状態に維持する。
出力電圧Voの上昇は降圧チョッパ31の降圧動作により速やかに抑えられ、出力電圧Voが降圧目標電圧ET1と実質的に等しく維持される。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置60は有利である。
図12は、本発明の実施形態7による直流電源装置70の回路図である。実施形態7による直流電源装置70は実施形態2による直流電源装置20と同様な回路構成を持つ。従って、図12ではそれら同様な構成要素に対して、図4に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態2についての説明を援用する。
遅延回路は抵抗(抵抗値R)とコンデンサ(容量C)とによるローパスフィルタであり、起動信号Stを時定数R×C程度の一定の遅延時間ΔTDだけ遅らせ、スイッチ駆動部11Aへ伝達する。ここで、その遅延時間ΔTDは短くともコンバータ制御部4の起動時間と実質的に等しく設定される。遅延時間ΔTDは好ましくは、コンバータ制御部4の起動時点から電池電圧Viと出力電圧Voとの一致時点までの時間として推定される一定値と実質的に等しく設定される。
スイッチ駆動部11Aは起動信号Stを増幅し、バイパススイッチ5のゲートへ送出する。それにより、起動信号StがHレベルであるとき、バイパススイッチ5がオフする。逆に、起動信号StがLレベルであるとき、バイパススイッチ5がオンする。
一方、領域Iでは起動信号StがLレベルに維持されるので、バイパス制御部11はバイパススイッチ5をオン状態に維持する。バイパススイッチ5のオン期間では負荷電流Ioが高電位側入力端子1Aと高電位側出力端子2Aとの間で二つに分岐する。従って、実施形態2と同様に、昇圧チョッパ3の停止期間中での直流電源装置70の導通損失が低減する。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置70は有利である。
図14は、本発明の実施形態8による直流電源装置80の回路図である。実施形態8による直流電源装置80は、実施形態4による直流電源装置40と実施形態7による直流電源装置70と同様な回路構成を持つ。従って、図14ではそれら同様な構成要素に対して、図6、12に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態4及び実施形態7についての説明を援用する。
まず、出力電圧検出部8が出力電圧Voを監視し、出力電圧Voによる起動出力電圧Euへの降下を検出するとき、その検出を起動制御部9へ通知する。起動制御部9はそのときコンバータ制御部4へ起動信号Stを送出する。それによりコンバータ制御部4が起動する。ここで、起動出力電圧Euは低くとも停止時出力下限Ecと等しく設定される:Eu≧Ec。
バイパス制御部11では、遅延回路が停止信号Suを起動信号Stと同様に時定数R×C程度の一定の遅延時間ΔTDだけ遅らせ、スイッチ駆動部11Aへ伝達する。一方、スイッチ駆動部11Aが停止信号Suを起動信号Stと同様に増幅し、バイパススイッチ5のゲートへ送出する。それにより、バイパススイッチ5が起動信号Stの受信時にオフし、停止信号Suの受信時にオンする。
一方、起動出力電圧Euは停止時出力下限Ec以上である:Eu≧Ec。それ故、時刻Tsでは出力電圧Voが実質的に停止時出力下限Ec以上である:Vo≒Eu≧Ec=El+α。その結果、時刻Tsからコンバータ制御部4の実際の起動時間の経過時点近くまで出力電圧Voが外部負荷Lの動作電圧の許容下限Elより十分に高く維持される。
特に、無線による通信機能を持つ電池式電子機器が高エネルギー密度のリチウムイオン二次電池を採用するとき、電池電圧Viの降下により出力電圧Voが放電中期で目標電圧ETを下回る。そのような場合では特に、電池容量の利用効率の向上の点で直流電源装置80は有利である。
一方、バイパス制御部11の遅延作用により、時刻Thではバイパススイッチ5のゲート電位が立ち下がらず、バイパススイッチ5はオフ状態に維持される。
図16は、本発明の実施形態9による直流電源装置90の回路図である。実施形態9による直流電源装置90は、実施形態5による直流電源装置50及び実施形態8による直流電源装置80と同様な回路構成を持つ。従って、図16ではそれらの同様な構成要素に対して、図8、14に示される符号と同じ符号を付す。それら同様な構成要素の詳細は更に、実施形態5及び実施形態8についての説明を援用する。
更に、実施形態9による直流電源装置90の入力電圧Viと出力電圧Voとは、実施形態5による直流電源装置50でのものと同様な時間変化を示す。従って、特に満充電の電池Bとの接続直後でのそれらの時間変化については、図9を援用する。
出力電圧Vo(実線)は時刻Ta以降も上昇を続け、電池電圧Vi(破線)より停止時電圧降下Vonだけ低いレベルで安定に維持される。
こうして、起動制御部9は直流電源装置90と電池Bとの接続直後で停止信号Suを安定に送出する。それにより、電池Bの放電開始直後での昇圧チョッパ3の誤作動を確実に防ぐ。
図17は、本発明の実施形態10による直流電源装置30の回路図である。この直流電源装置30は実施形態2による直流電源装置20と同様な回路構成を有する。従って、図17ではそれら同様な構成要素に対して、図4に示される符号と同じ符号を付す。更にそれら同様な構成要素の詳細は実施形態2についての説明を援用する。
同期整流スイッチ3Rは好ましくはPチャネルMOSFETである。そのドレインはインダクタ3Lとチョッパスイッチ3Sとの間の接続点Pへ接続される。そのソースは高電位側出力端子2Aへ接続される。そのゲートは同期整流制御部12の出力端子へ接続される。
PWM回路4Cは同期整流スイッチ3Rのゲートへ同期信号SHを送出する。同期信号SHは一定振幅を持つ矩形電圧パルスである。同期整流スイッチ3Rは、同期信号SHの立ち下がりでオンし、同期信号SHの立ち上がりでオフする。
PWM回路4Cは停止期間では同期信号SHをLレベルに維持する。一方、動作期間では同期信号SHの論理レベルをスイッチング信号SGの論理レベルと共通に設定する。すなわち、スイッチング信号SGがHレベルであるとき同期信号SHはHレベルであり、スイッチング信号SGがLレベルであるとき同期信号SHはLレベルである。
起動信号StのレベルがLレベルであるとき、同期整流制御部12は同期整流スイッチ3Rのゲートの論理レベルをLレベルに維持する。
起動信号StのレベルがHレベルであるとき、同期整流制御部12は同期整流スイッチ3Rのゲートの論理レベルを同期信号SHの論理レベルと一致させる。
電池電圧Viが起動入力電圧Eiより高い期間(図5に示される領域I参照)では入力電圧検出部7が起動信号StをLレベルに維持する。従って、同期整流スイッチ3Rはオン状態を維持する。ここで、その期間ではコンバータ制御部4、すなわちPWM回路4Cが停止状態を維持する。
同期整流スイッチ3Rのゲートの論理レベルは時刻Ts以降、同期信号SHの論理レベルと一致する。時刻Tsからコンバータ制御部4の起動時間の経過までの期間では、同期信号SHがLレベルに維持される。従って、同期整流スイッチ3Rがオン状態に維持される。コンバータ制御部4の起動時間の経過時、同期信号SHのレベル切換が始まる。そのとき同期整流スイッチ3Rは同期信号SHに従い、スイッチング動作を開始する。特に、チョッパスイッチ3Sがオン状態であるとき同期整流スイッチ3Rはオフ状態であり、チョッパスイッチ3Sがオフ状態であるとき同期整流スイッチ3Rはオン状態である。
こうして、実施形態10による直流電源装置30は実施形態2による直流電源装置20と同様に動作する。特に出力電圧Voの安定性に対する信頼性が高い。
更に、スイッチ素子は一般にダイオードより導通損失が小さいので、上記の置換はDC−DCコンバータの導通損失が小さい点で有利である。
図18は、本発明の実施形態11による直流電源装置35の回路図である。この直流電源装置35は実施形態1による直流電源装置10と同様な回路構成を有する。従って、図18ではそれら同様な構成要素に対して、図1に示される符号と同じ符号を付す。更に、それら同様な構成要素の詳細は実施形態1についての説明を援用する。
しかし、特に昇圧チョッパ3の動作時、直流電源装置35の出力電流すなわち負荷電流Ioは直流電源装置35の入力電流I3+I5より一般に小さい。従って、停止スイッチが上記の停止スイッチ3Uの位置、すなわち出力平滑コンデンサ3Cのすぐ電池B側に配置されるとき、そのスイッチング損失が低減する。
Claims (17)
- スイッチング動作により、外部直流電源から印加される入力電圧をそれ以上の出力電圧へ変換し、その出力電圧を外部負荷へ印加するDC−DCコンバータ、
前記出力電圧を目標電圧と比較し、それらの差に基づき前記DC−DCコンバータの前記スイッチング動作を制御するコンバータ制御部、
制御端子を有し、前記制御端子に入力する制御信号に基づき前記DC−DCコンバータの入出力間を短絡、開放するバイパススイッチ、及び、
前記DC−DCコンバータの停止期間では前記バイパススイッチをオン状態に維持し、前記DC−DCコンバータが前記スイッチング動作を開始するとき、その開始時点から所定時間、更に前記バイパススイッチをオン状態に維持するように、前記バイパススイッチの制御端子に制御信号を出力するバイパス制御部
を有する直流電源装置。 - 前記バイパス制御部が、
前記入力電圧と前記出力電圧とを比較し、
前記入力電圧が前記出力電圧より高いとき、前記バイパススイッチをオンさせ、
前記入力電圧が前記出力電圧より低いとき、前記バイパススイッチをオフさせる、
請求項1記載の直流電源装置。 - 前記入力電圧若しくは前記出力電圧のいずれか又は両方に基づき前記コンバータ制御部へ所定の起動信号を送出する起動制御部、を前記直流電源装置が有し、
前記コンバータ制御部がその停止期間中、前記起動信号の受信により起動し、
前記起動信号をその受信時点から所定の遅延時間だけ保持する信号遅延部、及び、
前記信号遅延部から前記起動信号を受信するまでは前記バイパススイッチをオン状態に維持し、前記起動信号の受信時に前記バイパススイッチをオフさせるスイッチ駆動部、
を前記バイパス制御部が含む、
請求項1記載の直流電源装置。 - 前記起動制御部が前記入力電圧に基づき前記コンバータ制御部へ所定の停止信号を送出し、
前記コンバータ制御部がその動作期間中、前記停止信号の受信により停止し、
前記バイパス制御部では、
前記信号遅延部が前記停止信号をその受信時点から所定の遅延時間だけ保持し、
前記スイッチ駆動部が前記信号遅延部から前記停止信号を受信するまでは前記バイパススイッチをオフ状態に維持し、前記停止信号の受信時に前記バイパススイッチをオンさせる、
請求項3記載の直流電源装置。 - 前記入力電圧を起動入力電圧と比較する入力電圧検出部、を前記直流電源装置が有し、
前記コンバータ制御部が前記入力電圧検出部の出力に基づき、
前記入力電圧が前記起動入力電圧より高い期間では前記DC−DCコンバータを停止状態に維持し、
前記入力電圧による前記起動入力電圧への降下を検出するとき、前記DC−DCコンバータに前記スイッチング動作を開始させる、
請求項1記載の直流電源装置。 - 前記入力電圧を停止入力電圧と比較する入力電圧検出部、
前記出力電圧を起動出力電圧と比較する出力電圧検出部、及び、
前記出力電圧検出部の出力に基づき、前記出力電圧が前記起動出力電圧より高い期間では前記コンバータ制御部を停止状態に維持し、前記出力電圧による前記起動出力電圧への降下を検出するとき、前記コンバータ制御部を起動させ、
前記入力電圧検出部の出力に基づき、前記入力電圧が前記停止入力電圧より低い期間では前記コンバータ制御部を動作状態に維持し、前記入力電圧による前記停止入力電圧への上昇を検出するとき、前記コンバータ制御部を停止させる、
起動制御部、
を有する、請求項1記載の直流電源装置。 - 前記起動制御部が前記入力電圧検出部と前記出力電圧検出部との出力に基づき、
前記入力電圧が前記停止入力電圧より高く、かつ前記出力電圧が前記起動出力電圧より高い期間では前記コンバータ制御部を停止状態に維持し、
前記入力電圧が前記停止入力電圧より低く降下し、かつ前記出力電圧による前記起動出力電圧への降下を検出するとき、前記コンバータ制御部を起動させる、
請求項6記載の直流電源装置。 - 前記DC−DCコンバータが、前記入力電圧をそれ以上である前記出力電圧へ変換する昇圧動作に加え、前記入力電圧をそれ以下である前記出力電圧へ変換する降圧動作を実行可能であり、
前記コンバータ制御部が、前記出力電圧と前記目標電圧との差に基づき、前記DC−DCコンバータに前記降圧動作若しくは前記昇圧動作を実行させ、又は前記DC−DCコンバータを停止状態に維持し、
前記バイパス制御部が、前記DC−DCコンバータが昇圧動作を開始するとき、その開始時点から所定時間、更に前記バイパススイッチをオン状態に維持する、
請求項1記載の直流電源装置。 - 前記DC−DCコンバータの動作期間ではそのスイッチング動作と同期して整流を行い、前記DC−DCコンバータの停止期間ではオン状態を維持する同期整流部、を有する、請求項1記載の直流電源装置。
- 前記DC−DCコンバータの昇圧動作期間ではそのスイッチング動作と同期して整流を行い、前記DC−DCコンバータの停止期間ではオン状態を維持する同期整流部、を有する、請求項8記載の直流電源装置。
- 前記外部負荷によりオンオフ制御され、前記外部直流電源からの入力電流又は前記外部負荷への出力電流のいずれかを遮断する停止スイッチ、を有する、請求項8記載の直流電源装置。
- 前記外部負荷と並列に接続される出力平滑コンデンサ、を前記DC−DCコンバータが含み、
前記DC−DCコンバータと前記バイパススイッチとの間の、前記外部負荷側にある接続点が前記出力平滑コンデンサより前記外部直流電源側にあり、
前記停止スイッチが前記接続点と前記出力平滑コンデンサとの間に接続される、
請求項11記載の直流電源装置。 - 前記DC−DCコンバータと前記バイパススイッチとの間の、前記外部直流電源側にある接続点より前記外部直流電源側に前記停止スイッチが接続される、請求項11記載の直流電源装置。
- 所定の電池電圧を供給する電池、並びに、
スイッチング動作により、前記電池電圧をそれ以上の出力電圧へ変換するDC−DCコンバータ、
前記出力電圧を目標電圧と比較し、それらの差に基づき前記DC−DCコンバータの前記スイッチング動作を制御するコンバータ制御部、
制御端子を有し、前記制御端子に入力する制御信号に基づき前記DC−DCコンバータの入出力間を短絡、開放するバイパススイッチ、及び、
前記DC−DCコンバータの停止期間では前記バイパススイッチをオン状態に維持し、前記DC−DCコンバータが前記スイッチング動作を開始するとき、その開始時点から所定時間、更に前記バイパススイッチをオン状態に維持するように、前記バイパススイッチの制御端子に制御信号を出力するバイパス制御部
を有する直流電源装置、
を具備する電池式電子機器。 - 前記電池の放電中期で前記電池電圧が前記目標電圧を下回る、請求項14記載の電池式電子機器。
- 外部に向けて信号を電波で送出する無線送信部、を具備する、請求項14記載の電池式電子機器。
- 前記DC−DCコンバータの前記出力電圧を印加されて送信対象の信号を増幅する電力増幅部、を前記無線送信部が有する、請求項16記載の電池式電子機器。
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