JPWO2019078127A1 - 点灯回路および車両用灯具 - Google Patents

Abstract

点灯回路２００は、光源１１０に電力を供給する。降圧コンバータ２２０は、昇圧コンバータ２１０の出力電圧ＶＯＵＴ１を受け、光源１１０に駆動電流ＩＤＲＶを供給する。昇圧コンバータ２１０は、降圧コンバータ２２０の状態に応じて、動作期間と停止期間を繰り返すバーストモードで動作する。

Description

本発明は、光源の点灯回路に関する。

車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam：配光可変型ヘッドランプ）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光あるいは消灯するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

図１は、車両用灯具の回路図である。車両用灯具１００Ｒは、光源１１０と、その点灯回路２００を備える。点灯回路２００は、バッテリ２から供給されるバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを電源とし、光源１１０に、目標輝度に応じた駆動電流を供給する。

光源１１０は、直列に接続される複数の発光ユニット１１２を備える。発光ユニット１１２の１段当たりの順電圧をＶｆ、発光ユニットの段数をＮとするとき、点灯回路２００の出力電圧（負荷電圧）Ｖ_ＬＯＡＤは、
Ｖ_ＬＯＡＤ＞Ｖｆ×Ｎ
を満たさなければならない。

点灯回路２００のトポロジーは、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴと出力電圧Ｖ_ＬＯＡＤの関係にもとづいて選択される。Ｎ≦２である場合、Ｖ_ＬＯＡＤの最大値は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴより低いため、点灯回路２００を、降圧コンバータで構成することができる。

反対に、Ｎ≧３である場合には、出力電圧Ｖ_ＬＯＡＤの最大値は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴより高くなる。したがって点灯回路２００を、昇圧コンバータ、もしくは、昇圧コンバータと降圧コンバータの組み合わせで構成しなければならない。点灯回路２００Ｒは、前段の昇圧コンバータ２１０と、後段の降圧コンバータ２２０、およびそれらのコントローラ２３０、２４０を備える。

前段の昇圧コンバータ２１０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１は目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}に安定化され、この目標電圧はＶ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}＞Ｖｆ×Ｎを満たすように規定される。コントローラ２３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１が目標値Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}に近づくように、昇圧コンバータ２１０を定電圧制御する。

後段の降圧コンバータ２２０は、安定化された電圧Ｖ_ＯＵＴ１を入力電圧として受け、光源１１０に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。コントローラ２４０は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが目標値に近づくように、降圧コンバータ２２０を定電流制御する。

特開２０１４−１７６１６９号公報

本発明者らは、図１の点灯回路２００Ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
たとえばＶｆの典型値は３Ｖ程度であるが、そのばらつき、温度特性を考慮し、Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}は式（１）のように規定される。
Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}＝Ｖｆ_{（ＭＡＸ）}×Ｎ …（１）
Ｖｆ_{（ＭＡＸ）}は、ばらつき、温度特性等を考慮したＶｆの最大値である。たとえば、Ｎ＝１２、Ｖｆ_{（ＭＡＸ）}＝５Ｖである場合、Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}＝６０Ｖとなる。

マージンを考慮してＶｆ_{（ＭＡＸ）}を大きくとると、昇圧コンバータ２１０の昇圧比Ｋ_１＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが大きくなり、降圧コンバータ２２０の降圧比Ｋ_２＝Ｖ_ＯＵＴ／Ｖ_ＩＮが小さくなる。

このことは、昇圧コンバータ２１０、降圧コンバータ２２０の部品の大型化、コストアップ、発熱量の増大といった問題を引き起こす。発熱量の増大は、放熱対策に要するコスト（巨大なヒートシンク、あるいは冷却ファンなど）の増大という別の問題を引き起こす。

加えてＡＤＢ制御の灯具においては、個々の発光ユニット１１２を独立に点消灯させるために、バイパス制御が行われる場合があり、各発光ユニット１１２と並列にバイパススイッチＳＷが設けられる。あるバイパススイッチＳＷをオンすると、それと並列な発光ユニット１１２に流れる電流がバイパススイッチＳＷに迂回するため、消灯する。バイパス制御によって、光源１１０の両端間の負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤはダイナミックに変動する。ある時刻において、点灯状態である発光ユニット１１２の個数をｎ（０≦ｎ≦Ｎ）とするとき、
Ｖ_ＬＯＡＤ＝Ｖｆ×ｎ
である。

Ｖｆ_{（ＭＡＸ）}＝５Ｖ、Ｎ＝１２とすると、Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}＝６０Ｖとなる。ｎ＝１であるときの実際の負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤはＶｆ＝３Ｖである。したがって、後段の降圧コンバータ２２０の降圧比Ｋ_２＝３／６０＝１／２０と非常に小さくなり、降圧コンバータのインダクタのサイズが大きくなる。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、コンバータのサイズを小型化可能な提供にある。

本発明のある態様は、光源に電力を供給する点灯回路に関する。点灯回路は、昇圧コンバータと、昇圧コンバータの出力電圧を受け、光源に駆動電流を供給する降圧コンバータと、を備える。昇圧コンバータは、降圧コンバータの状態に応じて、動作期間（動作状態）と停止期間（停止状態）を繰り返すバーストモード（間欠モード）で動作する。

この態様によると、前段の昇圧コンバータの出力電圧は、後段の降圧コンバータの入力電圧と出力電圧の関係が適切となるように調節され、したがって降圧コンバータの降圧比の範囲を制限できる。

昇圧コンバータは、降圧コンバータの入出力の電位差が第１しきい値まで低下すると、動作期間に入ってもよい。

昇圧コンバータは、降圧コンバータの入出力の電位差が、第１しきい値より高い第２しきい値に達すると、停止期間に入ってもよい。

昇圧コンバータの動作期間は、タイマーにより規定されてもよい。すなわち動作期間に入ってから、ある時間が経過すると、停止期間に遷移してもよい。

点灯回路は、降圧コンバータの入出力の電位差に応じた検出信号を生成する電圧検出回路と、検出信号をしきい値と比較し、比較結果に応じたバースト信号を生成するヒステリシスコンパレータと、をさらに備えてもよい。昇圧コンバータは、バースト信号に応じて制御されてもよい。

点灯回路は、降圧コンバータの入出力の電位差に、２値で切りかえ可能な係数を乗じた検出信号を生成する電圧検出回路と、検出信号を所定のしきい値と比較し、比較結果に応じたバースト信号を生成するコンパレータと、をさらに備えてもよい。係数はバースト信号に応じて変化し、昇圧コンバータは、バースト信号に応じて制御されてもよい。

本発明の別の態様は車両用灯具に関する。車両用灯具は、光源と、上述のいずれかの点灯回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本発明のある態様によれば、コンバータのサイズを小型化できる。

車両用灯具の回路図である。 第１の実施の形態に係る車両用灯具の回路図である。 点灯回路の動作波形図である。 点灯回路の動作波形図である。 一実施例に係る点灯回路の一部の回路図である。 一実施例に係るバーストコントローラの回路図である。 図７（ａ）〜（ｃ）は、電圧検出回路の構成例を示す回路図である。 一実施例に係るバーストコントローラの回路図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、バーストコントローラの構成例を示す回路図である。 図１０（ａ）、（ｂ）は、昇圧コンバータおよびコンバータコントローラの構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る点灯回路の一部の回路図である。 一実施例に係るバーストコントローラの回路図である。 図１２のバーストコントローラの動作波形図である。 変形例４に係る昇圧コンバータおよびコンバータコントローラの回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（第１の実施の形態）
図２は、第１の実施の形態に係る車両用灯具１００の回路図である。図２には灯具システム１全体が示される。車両用灯具１００は、光源１１０および点灯回路２００を備える。光源１１０は直列に接続された複数の発光ユニット１１２＿１〜１１２＿Ｎを含む。発光ユニット１１２はたとえばＬＥＤであり、光源１１０をＬＥＤバーあるいはＬＥＤストリングとも称する。なお発光ユニット１１２は、ＬＤ（レーザダイオード）や有機ＥＬ（Electro Luminescence）素子であってもよい。たとえば複数の発光ユニット１１２＿１〜１１２＿Ｎはそれぞれ、図示しない光学系を経て、車両前方の仮想鉛直スクリーン上の異なる領域を照射する。

点灯回路２００は、光源１１０に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給して発光させる。

なおオプションとして点灯回路２００は、複数の発光ユニット１１２それぞれを個別にオン、オフ制御する機能を備えてもよい（バイパス制御）。点灯回路２００には、図示しないプロセッサ（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）から、配光パターンを指示する制御指令Ｓ_ＰＴＮを受け、この制御指令Ｓ_ＰＴＮに応じて、複数の発光ユニット１１２のオン、オフを制御してもよい。

点灯回路２００は、昇圧コンバータ２１０、降圧コンバータ２２０、コンバータコントローラ２３０、コンバータコントローラ２４０、バーストコントローラ２５０、灯具ＥＣＵ２７０を備える。

灯具ＥＣＵ２７０は、メインスイッチ２７２およびプロセッサ２７４を備える。プロセッサ２７４は、車両ＥＣＵ４と通信可能であり、車両ＥＣＵ４からの制御指令や情報にもとづいて、メインスイッチ２７２のオン、オフを制御し、あるいは適切な配光パターンが得られるようにコンバータコントローラ２３０，２４０を制御する。

メインスイッチ２７２がオンすると、昇圧コンバータ２１０にバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴが供給される。昇圧コンバータ２１０は、コンバータコントローラ２３０が生成する制御パルスＳ_１にもとづいてスイッチング動作し、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを昇圧して出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１を生成する。

コンバータコントローラ２３０の制御方式は特に限定されない。コンバータコントローラ２３０は、昇圧コンバータ２１０の動作状態において、昇圧コンバータ２１０が、後段の降圧コンバータ２２０および光源１１０が必要とする電力より大きな電力を供給するように、制御パルスＳ_１を生成する。

たとえば、コンバータコントローラ２３０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１が、想定される負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤよりも十分に高く規定された目標値Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックによって制御パルスＳ_１のデューティ比を調節してもよい。あるいは制御パルスＳ_１のデューティ比はある値に固定されてもよい。

降圧コンバータ２２０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１を降圧し、光源１１０に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。一実施例においてコンバータコントローラ２４０は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが目標値Ｉ_ＲＥＦに近づくように制御パルスＳ_２を生成し、降圧コンバータ２２０をフィードバック制御してもよい（定電流制御）。コンバータコントローラ２４０は公知技術を用いればよい。

昇圧コンバータ２１０は、降圧コンバータ２２０の状態に応じて、動作期間と停止期間を繰り返すバーストモードで動作する。バーストコントローラ２５０は、降圧コンバータ２２０の入力電圧Ｖ_ＩＮ２（＝Ｖ_ＯＵＴ１）と出力電圧Ｖ_ＯＵＴ２の関係にもとづいて、昇圧コンバータ２１０のオン、・オフを規定するバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を生成する。コンバータコントローラ２３０は、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がオンレベル（たとえばハイ）のときに、昇圧コンバータ２１０をスイッチングし、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がオフレベル（たとえばロー）のときに、昇圧コンバータ２１０のスイッチングを停止する。

一実施例においてバーストコントローラ２５０は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶ（＝Ｖ_ＩＮ２−Ｖ_ＯＵＴ２）にもとづいて、昇圧コンバータ２１０のオン、オフを制御する。

バーストコントローラ２５０は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１まで低下すると、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}をオンレベルとし、昇圧コンバータ２１０を動作状態にセットする。

バーストコントローラ２５０は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１より高く規定される第２しきい値Ｖ_ＴＨ２まで上昇すると、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}をオフレベルとし、昇圧コンバータ２１０を停止状態にセットする。

以上が点灯回路２００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、点灯回路２００の動作波形図である。はじめに理解の容易化のため、負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが一定の場合を説明する。

バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がハイレベルであるオン期間Ｔ_ＯＮにおいて、昇圧コンバータ２１０の出力電力は、後段の降圧コンバータ２２０の入力電力より大きい。したがって出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１は、時間とともに上昇する。時刻ｔ_１に、電位差ΔＶが第２しきい値Ｖ_ＴＨ２に達すると、言い換えれば出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１がＶ_ＬＯＡＤ＋Ｖ_ＴＨ２に達すると、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がローレベルとなり、オフ期間Ｔ_ＯＦＦに入る。

オフ期間Ｔ_ＯＦＦの間、制御パルスＳ_１が停止し、昇圧コンバータ２１０のスイッチング動作が停止し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１が時間とともに低下していく。そして時刻ｔ_２に、電位差ΔＶが第１しきい値Ｖ_ＴＨ１まで低下すると、言い換えれば出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１がＶ_ＬＯＡＤ＋Ｖ_ＴＨ１まで低下すると、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がハイレベルとなり、オン期間Ｔ_ＯＮに戻る。

このようにして前段の昇圧コンバータ２１０は、後段の降圧コンバータ２２０の入出力の電位差に応じて、動作、停止を繰り返すバーストモードで動作する。

続いて図４を参照し、負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが変動する場合の動作を説明する。図４は、点灯回路２００の動作波形図である。負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが変動する場合も、動作は図３と同様である。昇圧コンバータ２１０がバースト動作することにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ２が負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤに追従する。

以上が点灯回路２００の動作である。続いてその利点を説明する。

この点灯回路２００によれば、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶを所定の範囲に制限することができる。つまり降圧コンバータ２２０の降圧比Ｋ_２の最小値が小さくなり過ぎるのを防止できるため、降圧コンバータ２２０を小さく設計できる。

この効果は、負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが一定のアプリケーションにおいても有用であるが、負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが変動するアプリケーション、たとえばバイパス制御にもとづく調光を行うアプリケーションにおいて特に有効である。

以下、本発明の第１の実施の形態について、その範囲を狭めるためではなく、その本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。

（実施例１．１）
図５は、一実施例に係る点灯回路２００の一部の回路図である。図５には、降圧コンバータ２２０、コンバータコントローラ２４０およびバーストコントローラ２５０が示される。

降圧コンバータ２２０は、コンバータ部２２２と、電流平滑フィルタ２２４を含む。この実施例において、コンバータコントローラ２４０は、いわゆるリップル制御によってコンバータ部２２２のコイル電流Ｉ_Ｌを安定化する。コイル電流Ｉ_Ｌは、電流センス抵抗Ｒ_Ｓによって検出される。コンバータコントローラ２４０は、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値があるピークしきい値に達するとスイッチングトランジスタＭ_１をターンオフし、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値があるボトムしきい値まで低下するとスイッチングトランジスタＭ_１をターンオンする。

電流平滑フィルタ２２４は、コイル電流Ｉ_Ｌからリップル成分を除去し、そのＤＣ成分を駆動電流Ｉ_ＤＲＶとして光源１１０に供給する。

コンバータコントローラ２４０の制御方式はこれには限定されず、エラーアンプを利用した定電流制御を行ってもよく、この場合、電流平滑フィルタ２２４は省略しうる。

続いてバーストコントローラ２５０の構成を説明する。バーストコントローラ２５０は、電圧検出回路２５２およびヒステリシスコンパレータ２５４を備える。電圧検出回路２５２は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶ（＝Ｖ_ＩＮ２−Ｖ_ＬＯＡＤ）に応じた検出信号Ｖ_Ｓを生成する。ヒステリシスコンパレータ２５４は、検出信号Ｖ_Ｓを、２値で変化するしきい値Ｖ_ＴＨＨ・Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じたバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を生成する。下側しきい値Ｖ_ＴＨＬは、図３、図４の第１しきい値Ｖ_ＴＨ１を規定し、上側しきい値Ｖ_ＴＨＨは、図３、図４の第２しきい値Ｖ_ＴＨ２を規定する。ヒステリシスコンパレータに代えて、２個のコンパレータを用いてもよい。前段の昇圧コンバータ２１０は、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}に応じて制御される。

図６は、一実施例に係るバーストコントローラ２５０の回路図である。電圧検出回路２５２は、抵抗Ｒ_１１〜Ｒ_１４およびオペアンプＯＡ_１を含む差動アンプで構成することができる。ヒステリシスコンパレータ２５４は、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３およびオペアンプ（電圧コンパレータ）ＯＡ_２で構成できる。

図６の電圧検出回路２５２によれば、オペアンプを用いて、電位差ΔＶを高精度に検出できる。

図７（ａ）〜（ｃ）は、電圧検出回路２５２の構成例を示す回路図である。図７（ａ）の電圧検出回路２５２は、抵抗Ｒ_５１，Ｒ_５２（抵抗値はともにＲ）、トランジスタＴｒ_５１，Ｔｒ_５２を含む。Ｖ１は、入力電圧Ｖ_ＩＮ２を、Ｖ２は負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤを表す。トランジスタＴｒ_５１，Ｔｒ_５２はカレントミラー回路を形成しており、トランジスタＴｒ_５１および抵抗Ｒ_５１には、電流（Ｖ２−Ｖ_ＢＥ）／Ｒが流れる。Ｖ_ＢＥはバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧であり、実質的に定数である。この電流がカレントミラー回路によってコピーされ、抵抗Ｒ_５２にも同じ電流が流れ、その電圧降下は、Ｖ２−Ｖ_ＢＥとなる。したがって、検出信号Ｖ_ＳとしてＶ_Ｓ＝Ｖ１−Ｖ２＋Ｖ_ＢＥを得、これは２つの電圧Ｖ１とＶ２の差分に応じている。

図７（ｂ）では、図７（ａ）の構成に、トランジスタＴｒ_５３と抵抗Ｒ_５３を含むエミッタフォロア回路が追加されている。エミッタフォロア回路によって、検出電圧Ｖ_ＳはＶ_ＢＥ、下方にシフトされ、Ｖ_Ｓ＝Ｖ１−Ｖ２を得る。つまり電圧Ｖ_ＢＥのばらつきや変動の影響を抑制できる。

図７（ｃ）では、図７（ｂ）の抵抗Ｒ_５３に代えて、分圧抵抗Ｒ_５４，Ｒ_５５が設けられる。
Ｖ_Ｓ＝（Ｖ１−Ｖ２）×Ｒ_５５／（Ｒ_５４＋Ｒ_５５）

図７（ａ）〜（ｃ）の電圧検出回路２５２によれば、オペアンプを用いたものに比べて検出精度は低下するが、電圧検出レンジを拡大できる。特に負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤが広範囲で変動するアプリケーションでは、オペアンプの入力レンジの制約により、図６の構成を採用しにくい場合がある。この場合に、図７（ａ）〜（ｃ）の構成は有効である。

（実施例１．２）
図８は、一実施例に係るバーストコントローラ２５０の回路図である。バーストコントローラ２５０は、電圧検出回路２５６およびコンパレータ２５８を備える。電圧検出回路２５６は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶに、２値で切りかえ可能な係数（ゲイン）を乗じた検出信号Ｖ_Ｓを生成する。コンパレータ２５８は、検出信号Ｖ_Ｓを所定のしきい値Ｖ_ＴＨと比較し、比較結果に応じたバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を生成する。

図９（ａ）、（ｂ）は、バーストコントローラ２５０の構成例を示す回路図である。図９（ａ）において、電圧検出回路２５６は、可変抵抗Ｒ_４０および固定抵抗Ｒ_４１を含む可変分圧回路を備える。可変抵抗Ｒ_４０の抵抗値は、比較結果（Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}）に応じて２値で変化する。可変抵抗Ｒ_４０の電圧降下を検出電圧Ｖ_Ｓとして捉えると、検出電圧Ｖ_Ｓは、電位差ΔＶ＝Ｖ１−Ｖ２に比例する。コンパレータ２５８は、検出信号Ｖ_Ｓをしきい値Ｖ_ＴＨと比較する。

図９（ｂ）には、図９（ａ）のバーストコントローラ２５０の具体的な構成例が示される。抵抗Ｒ_４０は、抵抗Ｒ_４２，Ｒ_４３、トランジスタＴｒ_４３を含む。トランジスタＴｒ_４３がオフのとき、抵抗Ｒ_４０の抵抗値はＲ_４２と等しく、トランジスタＴｒ_４３がオンのとき抵抗Ｒ_４０の抵抗値は、抵抗Ｒ_４２とＲ_４３の並列接続である。

トランジスタＴｒ_４１は、電圧比較手段である。抵抗Ｒ_４０の電圧降下である検出電圧Ｖ_Ｓは、トランジスタＴｒ_４１のベースエミッタ間に印加される。トランジスタＴｒ_４１のオン、オフは、検出電圧Ｖ_Ｓとベースエミッタ間電圧の比較結果に応じている。トランジスタＴｒ_４１のオン、オフの状態は、トランジスタＴｒ_４４を含む出力段（インバータ）によって２値のバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}に変換される。また、トランジスタＴｒ_４２および抵抗Ｒ_４５，Ｒ_４６は、トランジスタＴｒ_４１のオン、オフの状態にもとづいて、トランジスタＴｒ_４３のオン、オフを制御する。

この例では、抵抗Ｒ_４０を可変抵抗としたが、抵抗Ｒ_４１を可変抵抗としてもよい。また、電圧比較手段としてトランジスタＴｒ_４１を用いたがその限りでなく、差動アンプを含む電圧コンパレータを用いてもよい。

続いて、昇圧コンバータ２１０について説明する。
図１０（ａ）、（ｂ）は、昇圧コンバータ２１０およびコンバータコントローラ２３０の構成例を示す回路図である。コンバータコントローラ２３０は、市販のコントローラＩＣを用いればよい。負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤの最大値Ｖ_{ＬＯＡＤ（ＭＡＸ）}にマージンαを付加した電圧を、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１の目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}に規定し、コンバータコントローラ２３０によって、昇圧コンバータ２１０をフィードバック制御してもよい。コンバータコントローラ２３０によるフィードバック制御は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１のリミッタとして機能する。コンバータコントローラ２３０は、パルスバイパルスの電流制限機能を備える。具体的には、スイッチングトランジスタＭ_２に流れる電流が、センス抵抗Ｒ_ＣＳで検出される。各スイッチングサイクルにおいて、センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下にもとづく電流検出信号が、過電流保護のしきい値を超えると、コンバータコントローラ２３０は、制御パルスＳ_１を直ちにローとする。

動作期間の間、図３や図４に示すように、昇圧コンバータ２１０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１は、フィードバック制御の目標電圧Ｖ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}よりも低い。出力電圧Ｖ_ＯＵＴをＶ_{ＯＵＴ１（ＲＥＦ）}に保つために必要なオン時間（パルス幅）が終了するより前に、パルスバイパルスの電流制限が作動する。言い換えれば、パルスバイサイクルの電流制限によって、昇圧コンバータ２１０の供給可能電力が規定され、この供給可能電力が、降圧コンバータ２２０の入力電力を超えるように設計される。

パルスバイパルスの電流制限に代えて、最大オンデューティ（最大オン時間）を制限することにより、動作期間中の、供給可能電力を規定してもよい。

図１０（ａ）の昇圧コンバータ２１０では、スイッチングトランジスタＭ_２のゲートに供給される制御パルスＳ_１が、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}によってマスクされる。論理ゲート２３２は、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}が動作状態を示すとき、スイッチングトランジスタＭ_２のゲートに制御パルスＳ_１を通過させ、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}が停止状態を示すとき、スイッチングトランジスタＭ_２のゲートをローに固定する。

図１０（ｂ）において、コンバータコントローラ２３０にはイネーブル（ＥＮ）ピンが設けられる。コンバータコントローラ２３０は、ＥＮピンに所定レベル（たとえばロー）が入力されると、スイッチング動作を停止するように構成される。この場合、ＥＮピンにバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を入力すればよい。

（第２の実施の形態）
図１１は、第２の実施の形態に係る点灯回路２００の一部の回路図である。図１１には、降圧コンバータ２２０およびバーストコントローラ２５０が示される。

この実施の形態において、昇圧コンバータ２１０の動作期間は、タイマーにより規定される。バーストコントローラ２５０は、電圧検出回路２６０、コンパレータ２６２、タイマー２６４を備える。電圧検出回路２６０は、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差ΔＶに応じた検出信号Ｖ_Ｓを生成する。電圧検出回路２６０の構成は、上述したものと同じであってもよい。

コンパレータ２６２は、電圧検出信号Ｖ_Ｓをしきい値電圧Ｖ_ＴＨＬと比較する。そして電圧検出信号Ｖ_Ｓがしきい値Ｖ_ＴＨＬまで低下するとアサート（たとえばハイ）されるトリガー信号ＴＲＩＧを生成する。タイマー２６４は、トリガー信号ＴＲＩＧのアサートから一定時間、所定レベルとなるバースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を生成する。

図１２は、一実施例に係るバーストコントローラ２５０の回路図である。電圧検出回路２６０は、抵抗Ｒ_９０，Ｒ_９１を含み、図９（ａ）の電圧検出回路２５６と同様に構成される。もちろん電圧検出回路２６０を、図６、図７（ａ）〜（ｃ）の電圧検出回路２５２と同様に構成してもよい。

またコンパレータ２６２は、トランジスタＴｒ_９１，Ｔｒ_９２および抵抗Ｒ_９２，Ｒ_９３，Ｒ_９４を含み、図９（ｂ）のコンパレータ２５８と同様に構成される。コンパレータ２６２を、電圧コンパレータで構成してもよい。

タイマー２６４は、トランジスタＴｒ_９３、キャパシタＣ_９１、トランジスタＴｒ_９４を含む。トリガー信号ＴＲＩＧがハイレベルになると、トランジスタＴｒ_９３がターンオンし、キャパシタＣ_９１が放電され、キャパシタ電圧ＶＣ_９１がゼロとなり、トランジスタＴｒ_９４がオンする。トリガー信号ＴＲＩＧがローレベルになると、トランジスタＴｒ_９３がオフし、キャパシタＣ_９１が、抵抗Ｒ_９５，Ｒ_９６を介して充電され、キャパシタ電圧ＶＣ_９１が上昇する。キャパシタ電圧Ｖ_Ｃ９１の上昇にともない、抵抗Ｒ_９５，Ｒ_９６の接続ノードの電位も上昇し、やがてトランジスタＴｒ_９４がターンオフする。バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}は、トランジスタＴｒ_９４のオン、オフ状態に対応付けられ、ハイのときに停止、ローのときの動作を示す。トランジスタＴｒ_９４のオフ期間が、昇圧コンバータ２１０の動作期間に想到する。図１３は、図１２のバーストコントローラ２５０の動作波形図である。

タイマー２６４は、ワンショットマルチバイブレータで構成してもよい。

以上、本発明について実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
一実施例において、降圧コンバータ２２０は、光源１１０と直列に接続された定電流ドライバを含み、定電流源によって駆動電流Ｉ_ＤＲＶを安定化し、コンバータコントローラ２４０は、定電流ドライバと光源１１０の直列接続を負荷としてもよく、この場合、それらの両端間電圧が負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤとなる。

（変形例２）
実施の形態では、降圧コンバータ２２０の入出力の電位差にもとづいて、昇圧コンバータ２１０のバースト動作を制御したがその限りでない。別の観点から見ると、バーストコントローラ２５０は、降圧コンバータ２２０の降圧比が、所定値を下回らないように（所定の範囲に含まれるように）、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}を生成してもよい。

（変形例３）
実施の形態では、バイパス制御方式にともなう負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤの変動を説明したが、負荷電圧Ｖ_ＬＯＡＤの変動の要因は特に限定されない。

（変形例４）
図１４は、変形例４に係る昇圧コンバータおよびコンバータコントローラの回路図である。コンバータコントローラ２３０のＰＷＭ出力ピンとスイッチングトランジスタＭ_２のゲートの間には、ＰＭＯＳトランジスタ２３４が設けられる。ＰＭＯＳトランジスタ２３４のゲートは、抵抗Ｒ_８０を介して電源ピンにプルアップされる。トランジスタ２３６は、スイッチ２３４のゲートと接地の間に設けられる。なお抵抗Ｒ_８０をＰＭＯＳトランジスタ２３４のゲートとソース（すなわちＰＷＭピン）の間に設けてもよい。ＰＭＯＳトランジスタ２３４のドレインは、抵抗Ｒ_８１，Ｒ_８２を含む分圧回路を介してスイッチングトランジスタＭ_２のゲートと接続される。

バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がハイのとき、トランジスタ２３６がオンとなり、ＰＭＯＳトランジスタ２３４のゲートがローとなる。この状態において、制御パルスＳ_１がハイのとき、ＰＭＯＳトランジスタ２３４がオンとなり、スイッチングトランジスタＭ_２のゲートもハイとなる。制御パルスＳ_１がローのとき、ＰＭＯＳトランジスタ２３４はオフするが、ＰＭＯＳトランジスタ２３４のボディダイオード２３８を介してスイッチングトランジスタＭ２のゲート容量を放電し、スイッチングトランジスタＭ_２がオンする。このように、バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がハイの間は、制御パルスＳ_１に応じてスイッチングトランジスタＭ_２をスイッチングさせることができる。

バースト信号Ｓ_{ＢＵＲＳＴ}がローのとき、トランジスタ２３６がオフとなり、ＰＭＯＳトランジスタ２３４のゲートは、抵抗Ｒ８０を介してプルアップされる。この状態では、ＰＷＭピンの制御パルスＳ_１のハイ／ローにかかわらず、スイッチングトランジスタＭ_２のゲートはローとなり、スイッチングトランジスタＭ２はオフを維持する。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１００…車両用灯具、１１０…光源、１１２…発光ユニット、２００…点灯回路、２１０…昇圧コンバータ、２２０…降圧コンバータ、２２２…コンバータ部、２２４…電流平滑フィルタ、２３０，２４０…コンバータコントローラ、２５０…バーストコントローラ、２５２…電圧検出回路、２５４…ヒステリシスコンパレータ、２５６…電圧検出回路、２５８…コンパレータ、２６０…電圧検出回路、２６２…コンパレータ、２６４…タイマー、２７０…灯具ＥＣＵ、２７２…メインスイッチ、２７４…プロセッサ。

本発明は、光源の点灯回路に関する。

Claims (8)

1. 光源に電力を供給する点灯回路であって、
   昇圧コンバータと、
   前記昇圧コンバータの出力電圧を受け、前記光源に駆動電流を供給する降圧コンバータと、
   を備え、
   前記昇圧コンバータは、前記降圧コンバータの状態に応じて、動作期間と停止期間を繰り返すバーストモードで動作することを特徴とする点灯回路。
2. 前記昇圧コンバータは、前記降圧コンバータの入出力の電位差が第１しきい値まで低下すると、動作期間に入ることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記昇圧コンバータは、前記降圧コンバータの入出力の電位差が、前記第１しきい値より高い第２しきい値に達すると、停止期間に入ることを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
4. 前記昇圧コンバータの前記動作期間は、タイマーにより規定されることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
5. 前記降圧コンバータの入出力の電位差に応じた検出信号を生成する電圧検出回路と、
   前記検出信号をしきい値と比較し、比較結果に応じたバースト信号を生成するヒステリシスコンパレータと、
   をさらに備え、前記昇圧コンバータは、前記バースト信号に応じて制御されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
6. 前記降圧コンバータの入出力の電位差に、２値で切りかえ可能な係数を乗じた検出信号を生成する電圧検出回路と、
   前記検出信号を所定のしきい値と比較し、比較結果に応じたバースト信号を生成するコンパレータと、
   をさらに備え、前記係数は前記バースト信号に応じて変化し、前記昇圧コンバータは、前記バースト信号に応じて制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
7. 前記電圧検出回路は、前記降圧コンバータの入出力の電位差を分圧する可変分圧回路を含むことを特徴とする請求項６に記載の点灯回路。
8. 光源と、
   請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路と、
   を備えることを特徴とする車両用灯具。

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