JP4167201B2 - 周波数出力回路 - Google Patents

Description

本発明は、周波数信号を出力する周波数出力回路に係り、特にオープンコレクタ出力端子を有するものに用いるに好適な周波数出力回路に関する。

周波数出力回路からの不要輻射電磁波の発生を少なくするためには、周波数出力回路の出力信号としては、正弦波が理想的である。そこで、オープンコレクタ出力方式でない矩形波発振器の場合は、例えば、特開２００１−２１１０４７号公報に記載のように、インダクタ，コンデンサを用いて矩形波を正弦波に近い形にし、不要輻射電磁波を除去するものが知られている。

一方、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路においては、出力端のトランジスタをＯＮ、ＯＦＦしており、信号の電圧は外部電源から受け取るため、出力される波形は基本的に矩形波となる。出力電圧が矩形波になるとき、流れる電流も矩形波なので、高周波電磁波が放出され、ラジオなどにノイズの影響をあたえる。

そこで、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路においては、カレントミラー回路を備え、オープンコレクタに流れる電流に制限をかけるものが知られている。

特開２００１−２１１０４７号公報

しかしながら、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、カレントミラー回路を備えたものでは、電圧が上がるときには電流制限がかけられず、また電圧が下がるときでも電圧の変化が滑らかにならないため、不要電磁波の除去が完全には行えないという問題があった。

一方、最近、北米やイタリアでは、ＡＭラジオの低い側の周波数が従来の４５０ｋＨｚから１５０ｋＨｚまで低くして、ＡＭの帯域を広げようとする動きがある。このように、ＡＭの周波数が低くなると、従来では、問題にならなかったオープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路から放出される不要電磁波が、ラジオノイズとなるという問題が生じることが判明した。

本発明の目的は、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる周波数出力回路を提供することにある。

（１）上記目的を達成するために、本発明は、周波数信号を出力する出力回路と、外部電源に接続されたプルアップ抵抗に接続されるオープンコレクタ出力端子を有する第１のトランジスタとを備え、前記出力回路から出力された周波数信号を前記第１のトランジスタのベース端子に入力して前記オープンコレクタ出力端子から周波数信号を出力する周波数出力回路において、前記出力回路と前記第１のトランジスタとの間に、前記出力端子から出力される出力波形の高電位と低電位とが滑らかに切り替わるように、前記出力端子を流れる電流を制限する電流制限回路を備え、前記電流制限回路は、前記出力回路から出力された周波数信号を入力信号としエミッタが抵抗を介してバイアス電流源に接続された第２のトランジスタと、前記出力回路から出力された周波数信号と比較する基準信号を入力信号としてエミッタが抵抗を介して前記バイアス電流源に接続された第３のトランジスタとで構成され、前記周波数信号と前記基準信号の大小関係に基づいて前記バイアス電流源から供給されるバイアス電流を前記第２のトランジスタ側と前記第３のトランジスタ側とに分流する差動対回路と、前記差動対回路で分流されたバイアス電流の一方がコレクタに入力し、前記第１のトランジスタとでカレントミラー回路を構成する第４のトランジスタを備えるようにしたものである。
かかる構成により、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できるものとなる。

（２）上記（１）において、好ましくは、前記電流制限回路の前記カレントミラー回路を構成する前記第４のトランジスタは、エミッタに調整抵抗を有するものである。

（３）上記（１）において、好ましくは、前記電流制限回路の前記差動対回路に入力される信号は、出力信号と同じ周波数の三角波電圧信号と、前記三角波の最大電圧値と最小電圧値の間の値の定電圧信号としたものである。

（４）上記（１）において、好ましくは、前記電流制限回路の前記差動対回路に入力される信号は、出力信号と同じ周波数で、振幅の異なる２種類の三角波電圧信号としたものである。

（５）上記（１）において、好ましくは、前記電流制限回路の前記差動対回路は、信号入力端子にコンデンサと抵抗とで構成される低帯域通過フィルタを備えるようにしたものである。

（６）上記（１）において、好ましくは、前記オープンコレクタ出力端子に接続され、内部に設けた基準電源に接続されるプルアップ抵抗を備えるようにしたものである。

本発明によれば、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減し得るものとなる。

以下、図１〜図４を用いて、本発明の第１の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
最初に、図１及び図２を用いて、本実施形態による周波数出力回路の構成及び動作について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。図２は、本発明の第１の実施形態による周波数出力回路の出力特性図である。

周波数出力回路１０は、出力回路１２と、電流制限回路１６と、オープンコレクタのトランジスタＱ４を備えている。なお、三角波発生回路１８については、後述する。出力回路１２は、例えば、周波数出力型空気流量計のように、空気流量を計測して、その出力を、流量に応じて周波数が変化する出力として出力するものである。もちろん、空気流量計以外にも、その出力が周波数型のものであってもよいものである。

周波数出力回路１０の出力端子は、オープンコレクタのトランジスタＱ４のコレクタである。トランジスタＱ４のコレクタは、信号を受け取る外部回路２０の外部電源Ｖｅｘとプルアップ抵抗Ｒｆを介して接続されている。従来の周波数出力回路においては、電流制限回路１６は備えられておらず、その構成においては、出力回路１２が出力する周波数信号Ｖａを用いて、トランジスタＱ４をＯＮ・ＯＦＦする。トランジスタＱ４がＯＮのときトランジスタＱ４のコレクタには出力電流Ｉｆが流れる。このとき出力電圧Ｖｆｏは、以下の式（１）で表わされ、周波数出力波形の低電位側になる。

Ｖｆｏ＝Ｖｅｘ−Ｒｆ×Ｉｆ …（１）

トランジスタＱ４がＯＦＦのとき、トランジスタＱ４のコレクタには電流が流れず、出力電圧ＶｆｏはＶｅｘと等しくなり、周波数出力波形の高電位側になる。以上のようにして、出力電圧Ｖｆｏは矩形波となっており、高周波数の輻射電磁波が生じる。

それに対して、本実施形態では、出力回路１２とトランジスタＱ４との間に、電流制限回路１６を備えており、かかる電流制限回路１６を備えることにより、周波数出力回路１０の出力電圧Ｖｆｏは、図２に示すように、矩形をした周波数出力波形から高調波成分を除かれた正弦波に近い波形となる。電流制限回路１６は、トランジスタＱ４に流れる出力電流Ｉｆが急峻に変化しないようにし、制限している。

ここで、図３及び図４を用いて、電流制限回路１６の回路構成及び動作について説明する。

図３は、本発明の第１の実施形態による周波数出力回路に用いる電流制限回路１６の構成を示す回路図である。図４は、本発明の第１の実施形態による周波数出力回路における電流制限時の特性図である。なお、図３において、図１と同一符号は同一部分を示している。

電流制限回路１６は、抵抗Ｒ１，Ｒ２をエミッタに付けてゲインを下げたトランジスタＱ１，Ｑ２の差動対と、オープンコレクタのトランジスタＱ４とでカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３とからなる。トランジスタＱ１に入力する信号Ｖａは周波数信号であり、トランジスタＱ２には、周波数信号Ｖａの最大電位と最低電位の間の定電位Ｖｃが入力する。トランジスタＱ１，トランジスタＱ２のコレクタに流れる電流をそれぞれＩａ，Ｉｃとし、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒａとして、差動対に流れる電流を説明する。

トランジスタＱ１，Ｑ２の差動対にはバイアス電流Ｉｂが印加されている。Ｖａ≪Ｖｃのとき、バイアス電流ＩｂはトランジスタＱ１を流れる。Ｖａ＝Ｖｃのとき、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２にＩｂ／２ずつ流れる。Ｖａ≫Ｖｃのとき、バイアス電流ＩｂはトランジスタＱ２を流れる。トランジスタＱ１とトランジスタＱ２からなる差動対は、非常にゲインの小さいコンパレータなので、差動入力信号に対する出力がシャープに切り替わらない特性である。この差動対のゲインを小さくするために、バイアス電流Ｉｂが例えば７０μＡのとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２を例えば１００Ω程度としている。

図４は、Ｉａ，ＩｃのＶａ−Ｖｃ依存性の概略を示している。図４に示すように、抵抗Ｒａが大きくなると電流Ｉａと電流Ｉｃの切り替えが緩やかになる。出力電流Ｉｆはカレントミラー回路で制御され、Ｉｃと同じ電流が流れるので、電流Ｉｆが流れるときと止まるときは緩やかに切り替わる。

図３に示した回路図で、電流Ｉｆと電圧Ｖａ，Ｖｃの関係について説明する。電流ＩａとＩｂの和はバイアス電流Ｉｂと等しいので、以下の式（２）が成り立つ。

Ｉａ＋Ｉｃ＝Ｉｂ …（２）

トランジスタＱ１とトランジスタＱ２からなる差動対回路への入力電圧Ｖａ，Ｖｃと、電流ＩａとＩｃとの関係は、以下の式（３）で表わされる。

Ｖａ−Ｖｃ＝Ｖｔ×Ｌｏｇ（Ｉｃ／Ｉａ）＋Ｒａ×（Ｉｃ−Ｉａ）…（３）

ここで、Ｖｔは熱起電力で２５℃のときＶｔ≒２６ｍＶである。

トランジスタＱ３とトランジスタＱ４とからなるカレントミラー回路により、ＩｃとＩｆとは等しいので、以下の式（４）が成り立つ。

Ｉｃ＝Ｉｆ …（４）

式（２），式（３），式（４）より、ＩｆとＶａ，Ｖｃとの関係を求めると以下の式（５）になる。

Ｉｆ＝（Ｉｂ−Ｉｆ）×Ｅｘｐ（（Ｖａ−Ｖｃ＋Ｒａ×（Ｉｂ−２×Ｉｆ））／Ｖｔ） …（５）

式（５）は両辺にＩｆが含まれているので計算機で収束計算を行って値を求める。

Ｖａが周波数信号で、Ｖｃが定電圧である場合、Ｒａを大きくして、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２からなる差動対が、非常にゲインの小さいコンパレータであり、差動入力信号に対する出力がシャープに切り替わらない特性とすることにより、出力電圧Ｖｆｏの切り替わりを図２に示すように、緩やかにすることができる。これによって、周波数出力波形から高周波成分を取り除き、図２に示すように正弦波に近い波形にすることができ、ラジオなどへのノイズの影響を減らすことができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図１及び図５を用いて、本発明の第２の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図５は、本発明の第２の実施形態による周波数出力回路の動作説明図である。

本実施形態における特徴は、図１に示したように、三角波変換回路１８を備えたことにある。このとき、出力回路１２から直接電流制限回路１６に入力する経路は外されている。三角波変換回路１８は、図５に示すように、出力回路１２の出力が矩形波の場合に、その波形を三角波に変換するものである。

Ｖａが電圧の切り替わり時間がゼロの理想的な矩形波であると、図４や式（５）から分かるように、出力電圧Ｖｆｏの切り替わりも急峻になる。これは、Ｖａ≪ＶｃからＶａ≫Ｖｃへの切り替りが早くＶａ≒Ｖｃとなる時間が短いからである。一般に理想的な矩形波となることはないが、理想的な矩形波に近いほど、切り替りが早くなるため、三角波変換回路１８を用いて、矩形波を三角波に変換することにより、図５において、Ｖａ＝Ｖｃとなる時間の前後でＶａ≒Ｖｃとなる時間が存在することができ、出力電圧Ｖｆｏの切り替わりを緩やかにすることができる。これによって、周波数出力波形から高周波成分を取り除き、正弦波に近い波形にすることができ、ラジオなどへのノイズの影響を減らすことができる。

なお、三角波変換回路１８を別途設けているが、出力回路１２自体において、その出力が三角波となるような回路構成としてもよいものである。

本実施形態によれば、オープンコレクタ出力端子を有する周波数出力回路において、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図６及び図７を用いて、本発明の第３の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図６は、本発明の第３の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。図７は、本発明の第３の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。なお、図１，図３と同一符号は同一部分を示している。

電流制限回路１６Ａは、図３に示した構成に対して、トランジスタＱ１に接続された増幅器ＡＭＰ１を備えている。また、電流制限回路１６Ａの入力信号Ｖｄは、三角波の周波数信号である。三角波の周波数信号Ｖｄは、増幅器ＡＭＰ１により増幅して振幅を変えた上で、トランジスタＱ１のベースに供給される。また、三角波の周波数信号Ｖｄは、直接、基準信号ＶｃとしてトランジスタＱ２のベースに供給される。

このとき、トランジスタＱ１，Ｑ２からなる差動対に入力される電圧Ｖａと電圧Ｖｃの関係は、図７に示すようになる。したがって、差動対に入力する電圧Ｖａ，Ｖｃのいずれれもが三角波となり、緩やかに変化するため、Ｖａ≒Ｖｃとなる時間をさらに長くすることができ、出力電圧Ｖｆｏの切り替わりを緩やかにすることができる。これによって、周波数出力波形から高周波成分を取り除き、正弦波に近い波形にすることができ、ラジオなどへのノイズの影響を減らすことができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、さらに、出力電圧の切り替わりを緩やかにして、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図８及び図９を用いて、本発明の第４の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図８は、本発明の第４の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。図９は、本発明の第４の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。なお、図１，図３と同一符号は同一部分を示している。

本実施形態では、図３に示した構成に加えて、低帯域通過フィルタ１４を備えている。低帯域通過フィルタ１４は、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１とから構成されている。出力回路１２の矩形波出力信号Ｖａａは、低帯域通過フィルタ１４を介して、トランジスタＱ１のベースに供給することにより、Ｖａ≒Ｖｃとなる時間を保持することができる。

図９は、周波数矩形波信号Ｖａａと差動対に入力される周波数信号Ｖａの関係を示している。矩形波Ｖａａが低電圧Ｖａａｌから高電圧Ｖａａｈに切り替わるときの時刻をゼロとすると、差動対に入力されるＶａは、以下の式（６）で表わされる。ここでは、Ｑ１のベースを流れる電流は無視している。

Ｖａ＝（Ｖａａｈ−Ｖａａｌ）×（１−Ｅｘｐ（−ｔ／（Ｃ１×Ｒ６））＋Ｖａａｌ …（６）

式（６）において、（Ｃ×Ｒ）が大きくなると、ＶａがＶａａｌからＶａａｈに切り替わるまでに時間が長くなる。また、図９で矩形波Ｖａａが高電圧Ｖａａｈから低電圧Ｖａａｌに切り替わるときの時刻をゼロとすると、差動対に入力されるＶａは、以下の式（７）で表わされる。ここで、Ｑ１のベースを流れる電流は無視している。

Ｖａ＝（Ｖａａｈ−Ｖａａｌ）×Ｅｘｐ（−ｔ／（Ｃ１×Ｒ６））＋Ｖａａｌ …（７）

式（７）において、（Ｃ×Ｒ）が大きくなると、ＶａがＶａａｈからＶａａｌに切り替わるまでに時間が長くなる。

以上のようにして、本実施形態によれば、低帯域通過フィルタを備えて矩形波信号を鈍らせた信号形状とすることにより、出力電圧の切り替わりを緩やかにして、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図１０及び図１１を用いて、本発明の第５の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図１０は、本発明の第５の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。図１１は、本発明の第５の実施形態による周波数出力回路に用いる電流源の回路図である。なお、図１，図３と同一符号は同一部分を示している。

図１０に示すように、電流制限回路１６Ｂは、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ７とで構成される低帯域通過フィルタ１６０を備えたカレントミラー回路で構成している。電流源１５は、矩形波電圧信号Ｖａに応じて矩形波の電流Ｉｃを出力するものである。電流源１５は、例えば、図１１に示すように構成される。

図１１において、トランジスタＱ７のベースには、矩形波電圧信号Ｖａが入力される。電流源１５の動作を説明する。電流源１５のＲ１０に流れる電流をＩ１０とすると、トランジスタＱ７がＯＦＦのときＲ１０に電流は流れないが、ＯＮのときＩ１０は、以下の式（８）で表わされる。ここで、Ｖｂｅ５はトランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧、Ｖｃｅ７はトランジスタＱ７のエミッタ−コレクタ電圧である。

Ｉ１０＝（ＶＣＣ−Ｖｂｅ５−Ｖｃｅ７）／Ｒ１０ …（８）

トランジスタＱ５はトランジスタＱ６と対をなしてカレントミラー回路を構成しており、抵抗Ｒ１０に電流Ｉ１０が流れると抵抗Ｒ１１に電流Ｉ１１が流れる。Ｉ１０とＩ１１の関係は、以下の式（９）で表わされる。ここで、Ｖｔは熱起電力で２５℃のときＶｔ≒２６ｍＶである。

Ｒ１０×Ｉ１０−Ｒ１１×Ｉ１１＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉ１１／Ｉ１０） …（９）

式（９）よりＲ１０＝Ｒ１１のとき、Ｉ１０＝Ｉ１１である。


図１０において、電流源１５からトランジスタＱ３に流れる電流Ｉｃは、式（９）式を満たす電流Ｉ１１と同じ電流であり、Ｑ３に流れる電流はゼロまたはＩｃの矩形波電流である。ＩｃがＱ３を流れたときＱ３のベース電位Ｖｂｑ３は、以下の式（１０）で表わされる。ここで、Ｖｂｅ３はＱ３のベース−エミッタ間電圧である。

Ｖｂｑ３＝Ｉｃ×Ｒ８＋Ｖｂｅ３ …（１０）

Ｉｃ＝０のとき、Ｖｂｑ３＝０なので、Ｖｂｑ３は矩形波になる。Ｖｂｑ３がゼロからＩｃが流れたときの電位Ｖｂｑ３ｈに切り替わるときの時刻をゼロとすると、オープンコレクタトランジスタＱ４のベースに入力されるＶｂｑ４は、以下の式（１１）式で表わされる。ここで、Ｑ４のベースを流れる電流は無視している。

Ｖｂｑ４＝Ｖｂｑ３ｈ×（１−Ｅｘｐ（−ｔ／（Ｃ２×Ｒ７）） …（１１）

式（１１）において、（Ｃ２×Ｒ７）が大きくなると、Ｖｂｑ４がゼロからＶｂｑ３ｈに切り替わるまでに時間が長くなる。また、Ｖｂｑ３がＶｂｑ３ｈからゼロに切り替わるときの時刻をゼロとすると、オープンコレクタトランジスタＱ４のベースに入力されるＶｂｑ４は、以下の式（１２）で表わされる。ここで、Ｑ４のベースを流れる電流は無視しているる。

Ｖｂｑ４＝Ｖｂｑ３ｈ×Ｅｘｐ（−ｔ／（Ｃ２×Ｒ７）） …（１２）

式（１２）において、（Ｃ２×Ｒ７）が大きくなると、Ｖｂｑ４がＶｂｑ３ｈからゼロに切り替わるまでに時間が長くなる。オープンコレクタトランジスタＱ４を流れる電流Ｉｆは、以下の式（１３）で表わされる。ここで、Ｖｂｅ４はオープンコレクタトランジスタＱ４のベース−エミッタ間電圧である。

Ｉｆ＝（Ｖｂｑ４−Ｖｂｅ４）／Ｒ９ …（１３）

式（１３）からオープンコレクタトランジスタＱ４のベースへの入力Ｖｂｑ４が緩やかに変化すると、オープンコレクタトランジスタＱ４を流れる電流Ｉｆも緩やかに変化するので、出力電圧の切り替わりを緩やかにできる。

なお、 電流源１５としては、矩形波電圧信号Ｖａに応じて矩形波の電流Ｉｃを出力するものに代えて、三角波の電流を出力するものや、図９に示した低帯域通過フィルタの出力のように矩形波信号を鈍らせた電流を出力するものを用いることもできる。

以上のようにして、本実施形態によれば、カレントミラー回路に低帯域通過フィルタを備えることにより、出力電圧の切り替わりを緩やかにして、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図１２及び図１３を用いて、本発明の第６の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図１２は、本発明の第６の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。図１３は、本発明の第６の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。なお、図１，図３と同一符号は同一部分を示している。

本実施形態において、電流制限回路１６Ｃは、図３に示した構成に加えて、オープンコレクタトランジスタＱ４のエミッタとトランジスタＱ３のエミッタに調整抵抗Ｒ３，Ｒ４を備えている。

図１２において、トランジスタＱ３に流れる電流Ｉｃから算出されるオープンコレクタトランジスタＱ４に流れる電流をＩｆａとし、実際に流れる電流をＩｆｂとする。電流Ｉｆａは、以下の式（１４）を満たし、調整抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を変えることで調整できる。

Ｉｆａ×Ｒ４−Ｉｃ×Ｒ３＝Ｖｔ×ｌｏｇ（Ｉｃ／Ｉｆａ） …（１４）

ここで、ＩｆａはオープンコレクタトランジスタＱ４に流せる電流を示し、実際に流れる電流Ｉｆｂは、以下の式（１５）式で表わされる。

Ｉｆｂ＝（Ｖｅｘ−Ｖｃｅ４）／（Ｒｆ＋Ｒ４） …（１５）

式（１４）と式（１５）からそれぞれ計算されるＩｆａとＩｆｂの大小関係により、周波数出力電圧Ｖｆｏの波形が変化する。周波数出力電圧Ｖｆｏの波形が変化について、図１３を用いて説明する。

Ｉｆａ＞Ｉｆｂのときは、Ｖｆｏが０Ｖに近いところで滑らかに変化しないため、輻射電磁波が増えるので望ましくないものである。Ｉｆａ＝Ｉｆｂのときは低電圧側の出力電圧がＶｆｏ＝０まで滑らかに下がる。一方、Ｉｆａ＜Ｉｆｂのときは低電圧側の出力電圧へは滑らかに下がるが、０Ｖまで下がらないものである。

式（１５）から分かるように、Ｉｆｂは周波数信号を受け取る外部回路の電源Ｖｅｘとプルアップ抵抗Ｒｆにより変化する。このためＩｆａを調節可能にしておくと、いずれの電源Ｖｅｘ，プルアップ抵抗Ｒｆにも対応し、最適な周波数信号を出力することができる。なお、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値調整は、抵抗トリミング等で行い、調整後は固定抵抗として動作する。

以上のようにして、本実施形態によれば、カレントミラー回路に調整抵抗を備えることにより、出力電圧の切り替わりを緩やかにして、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。

次に、図１４を用いて、本発明の第７の実施形態による周波数出力回路の構成について説明する。
図１４は、本発明の第７の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。なお、図１，図３と同一符号は同一部分を示している。

本実施形態では、電源Ｖｉｎｔと、トランジスタＱ２のコレクタに調整可能なプルアップ抵抗Ｒ１２を設けている。プルアップ抵抗Ｒ１２を調整して、Ｉｆａ−Ｉｆｂに相当する電流がＲ１２を流れるようにする。これにより、Ｉｆａ＞Ｉｆｂとなるのを防いで、出力電圧Ｖｆｏがゼロ付近でも滑らかに変化する。内部電圧Ｖｉｎｔとプルアップ抵抗Ｒ１２が無いときに比べオープンコレクタに流れる電流は増えるが、周波数発振回路と周波数信号を受け取る外部回路とをつなぐ配線を流れる電流は増えないものである。輻射電磁波は配線からの輻射が問題となるので、この方法により輻射電磁波の低減することができる。

以上のようにして、本実施形態によれば、調整可能なプルアップ抵抗を備えることにより、出力電圧の切り替わりを緩やかにして、不要電磁波を除去して、ラジオノイズを低減できる。また、配線からの輻射電磁波を低減することができる。

以上説明した各実施形態の出力回路を用いることにより、補正ＬＳＩやマイクロコンピュータを用いずに、周波数出力型熱線式空気流量計の出力調整を非線型に行うことができる。

本発明の第１の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による周波数出力回路の出力特性図である。 本発明の第１の実施形態による周波数出力回路に用いる電流制限回路１６の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施形態による周波数出力回路における電流制限時の特性図である。 本発明の第２の実施形態による周波数出力回路の動作説明図である。 本発明の第３の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。 本発明の第４の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第４の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。 本発明の第５の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第５の実施形態による周波数出力回路に用いる電流源の回路図である。 本発明の第６の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。 本発明の第６の実施形態による周波数出力回路の動作波形図である。 本発明の第７の実施形態による周波数出力回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

１０…周波数出力回路
１２…出力回路
１４…低帯域通過フィルタ
１５…電流源
１６…電流制限回路
１８…三角波発生回路
２０…外部回路

Claims (6)

1. 周波数信号を出力する出力回路と、外部電源に接続されたプルアップ抵抗に接続されるオープンコレクタ出力端子を有する第１のトランジスタとを備え、前記出力回路から出力された周波数信号を前記第１のトランジスタのベース端子に入力して前記オープンコレクタ出力端子から周波数信号を出力する周波数出力回路において、
   前記出力回路と前記第１のトランジスタとの間に、前記出力端子から出力される出力波形の高電位と低電位とが滑らかに切り替わるように、前記出力端子を流れる電流を制限する電流制限回路を備え、
   前記電流制限回路は、
   前記出力回路から出力された周波数信号を入力信号としエミッタが抵抗を介してバイアス電流源に接続された第２のトランジスタと、前記出力回路から出力された周波数信号と比較する基準信号を入力信号としてエミッタが抵抗を介して前記バイアス電流源に接続された第３のトランジスタとで構成され、前記周波数信号と前記基準信号の大小関係に基づいて前記バイアス電流源から供給されるバイアス電流を前記第２のトランジスタ側と前記第３のトランジスタ側とに分流する差動対回路と、
   前記差動対回路で分流されたバイアス電流の一方がコレクタに入力し、前記第１のトランジスタとでカレントミラー回路を構成する第４のトランジスタを備えたことを特徴とする周波数出力回路。
2. 請求項１記載の周波数出力回路において、
   前記電流制限回路の前記カレントミラー回路を構成する前記第４のトランジスタは、エミッタに調整抵抗を有することを特徴とする周波数出力回路。
3. 請求項１記載の周波数出力回路において、
   前記電流制限回路の前記差動対回路に入力される信号は、出力信号と同じ周波数の三角波電圧信号と、前記三角波の最大電圧値と最小電圧値の間の値の定電圧信号であることを特徴とする周波数出力回路。
4. 請求項１記載の周波数出力回路において、
   前記電流制限回路の前記差動対回路に入力される信号は、出力信号と同じ周波数で、振幅の異なる２種類の三角波電圧信号であることを特徴とする周波数出力回路。
5. 請求項１記載の周波数出力回路において、
   前記電流制限回路の前記差動対回路は、信号入力端子にコンデンサと抵抗とで構成される低帯域通過フィルタを備えることを特徴とする周波数出力回路。
6. 請求項１記載の周波数出力回路において、
   前記オープンコレクタ出力端子に接続され、内部に設けた基準電源に接続されるプルアップ抵抗を備えたことを特徴とする周波数出力回路。

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