WO2018180111A1 - ノイズ除去回路 - Google Patents

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隆 龍
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/24—Frequency-independent attenuators

Definitions

  • This disclosure relates to a noise removal circuit.
  • noise generated between the ground potential of the input signal and the ground potential of the signal detection circuit is in-phase and amplitude (common) on both the positive and negative input signal terminals of the signal detection circuit.
  • a technique for removing common mode noise with a subtracting circuit configuration using an operational amplifier is disclosed so that the signal detection circuit can correctly detect an input signal even when it is superposed with mode noise. (For example, refer to Patent Documents 1 and 2).
  • Patent Documents 1 and 2 have a subtracting circuit configuration on the assumption that feedback control is performed, and an operational amplifier having a finite circuit delay time is naturally set to a target value above an arbitrary frequency band.
  • the feedback control cannot be followed, and the feedback control may be lost and the subtraction function may not be performed.
  • the circuit configurations of Patent Documents 1 and 2 have a problem that a sufficient common mode noise removal effect cannot be obtained in a high frequency band.
  • the present disclosure is intended to solve such a conventional problem and to provide a noise removal circuit that can effectively remove common mode noise with a simple circuit configuration.
  • a noise removal circuit attenuates a difference voltage signal between a first input signal terminal and a second input signal terminal at a predetermined ratio, A function of an attenuator for converting the voltage at the voltage terminal into a voltage signal based on the reference voltage and outputting the voltage signal to the output signal terminal; A noise removal circuit for removing noise input in phase from the output signal output from the output signal terminal, one end of which is connected to the first input signal terminal and the other end of the output signal.
  • a difference between the reference voltage terminal and the second input signal terminal Converts the current, voltage and outputs a current signal to the output signal terminal - characterized in that you comprises a current converter, a.
  • This disclosure realizes a noise removal circuit that can effectively remove common mode noise with a simple circuit configuration.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a noise removal circuit according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing an example of a general noise removal circuit.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing another example of a general noise removal circuit.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram illustrating an example of a voltage-current converter according to the embodiment.
  • FIG. 4B is a circuit configuration diagram illustrating another example of the voltage-current converter according to the embodiment.
  • a noise removal circuit attenuates a difference voltage signal between a first input signal terminal and a second input signal terminal at a predetermined ratio, and uses the voltage of a reference voltage terminal as a reference It has a function of an attenuator that converts it into a voltage signal and outputs it to an output signal terminal, and noise inputted in phase between the first input signal terminal and the second input signal terminal and a reference voltage terminal.
  • a noise removing circuit for removing from an output signal output from the output signal terminal, wherein one end is connected to the first input signal terminal and the other end is connected to the output signal terminal.
  • a resistor one end connected to the path connecting the output signal terminal and the other end of the first resistor, the other end connected to the reference voltage terminal, the reference voltage terminal and the first 2 to convert the difference voltage from the input signal terminal of 2 into current, Voltage and outputs a current signal to the force signal terminal - characterized in that comprises a current converter, a.
  • the noise removal circuit of the present disclosure has a simple circuit configuration including at least two resistors and a voltage-current converter, and does not use an operational amplifier. And phase shift is unlikely to occur, and common mode noise can be sufficiently removed up to the high frequency band. As described above, according to the noise removal circuit of the present disclosure, common mode noise can be effectively removed with a simple circuit configuration.
  • the voltage-current converter may not have a negative feedback loop in which an output signal returns to the input signal terminal.
  • the noise removal circuit of the present disclosure there is no risk of oscillation because there is no negative feedback loop that causes oscillation. Therefore, a phase compensation circuit or the like is unnecessary, the circuit can be simplified, and in the case of a semiconductor integrated circuit, the chip area can be reduced.
  • a ground potential of a first ground point is applied to the second input signal terminal
  • a ground potential of a second ground point is applied to the reference voltage terminal
  • the voltage-current converter includes: A negative input signal terminal to which the ground potential of the first ground point is applied by being connected to the second input signal terminal, and a ground potential of the second ground point by being connected to the reference voltage terminal May be applied to the positive input signal terminal.
  • the transconductance of the voltage-current converter can be made the reciprocal of the resistance value of the first resistor without depending on the resistance value of the second resistor.
  • the second resistor is not included in the condition for removing the noise component, but the input / output voltage gain is the resistance value of the first resistor and the resistance of the second resistor. It can be changed by the ratio with the value.
  • the voltage-current conversion is performed. If the mutual conductance of the capacitor is the reciprocal of the resistance value of the first resistor, sufficient noise removal is performed without changing the mutual conductance of the voltage-current converter even if the resistance value of the second resistor is changed. be able to.
  • the voltage-current converter may adapt the mutual conductance of the voltage-current converter to the reciprocal of the resistance value of the first resistor.
  • the transconductance of the voltage-current converter does not depend on the resistance value of the second resistor, and the voltage-current converter changes the predetermined value by changing the resistance value of the second resistor.
  • the transconductance of the voltage-current converter may be adapted only to the reciprocal of the resistance value of the first resistor.
  • the voltage-current converter can adapt the mutual conductance to the reciprocal of the resistance value of the first resistor.
  • the voltage-current converter may be configured by a circuit that does not require a negative voltage power supply to the reference voltage terminal.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a noise removal circuit 100 according to the embodiment.
  • FIG. 1 shows an input signal 8, a first ground point 11 and a second ground point 10 connected to the noise removal circuit 100.
  • the input signal 8 has a positive side connected to the first input signal terminal 1 of the noise removal circuit 100 and a negative side connected to the second input signal terminal 2 of the noise removal circuit 100.
  • the negative side of the input signal 8 is connected to the first ground point 11.
  • the noise elimination circuit 100 attenuates the difference voltage signal between the first input signal terminal 1 and the second input signal terminal 2 at a predetermined ratio, and converts the difference voltage signal to a voltage signal based on the voltage of the reference voltage terminal 3. It has the function of an attenuator that converts and outputs to the output signal terminal 4.
  • an attenuator that converts and outputs to the output signal terminal 4.
  • Noise generated between the ground potentials of the voltage signal detection circuit constituting the attenuator may be superimposed on both the positive and negative input signal terminals of the voltage signal detection circuit with the same phase and the same amplitude.
  • the noise removal circuit 100 is a circuit having a function of removing common mode noise superimposed on both the positive and negative input signal terminals with the same phase and the same amplitude in an attenuator used in an electronic device. Specifically, the noise removal circuit 100 outputs noise that is input in phase between the first input signal terminal 1 and the second input signal terminal 2 and the reference voltage terminal 3 from the output signal terminal 4. This is a circuit for removing from the output signal.
  • the noise removal circuit 100 includes a first resistor 5, a second resistor 6, and a voltage-current converter 7 in order to realize the function.
  • the first resistor 5 has one end connected to the first input signal terminal 1 and the other end connected to the output signal terminal 4. One end of the first resistor 5 is the left end of the first resistor 5 in FIG. 1, and the other end of the first resistor 5 is the right end of the first resistor 5 in FIG. One end of the first resistor is connected to the positive electrode side of the input signal 8 via the first input signal terminal 1.
  • the second resistor 6 has one end connected to a path connecting the output signal terminal 4 and the other end of the first resistor 5, and the other end connected to the reference voltage terminal 3.
  • One end of the second resistor 6 is an upper end of the second resistor 6 in FIG. 1, and the other end of the second resistor 6 is a lower end of the second resistor 6 in FIG.
  • the other end of the second resistor 6 is connected to the second ground point 10 via the reference voltage terminal 3.
  • the second resistor 6 is, for example, a variable resistor.
  • the voltage-current converter 7 converts the voltage difference between the reference voltage terminal 3 and the second input signal terminal 2 into a current and outputs a current signal to the output signal terminal 4.
  • the ground potential V g1 of the first ground point 11 is applied to the second input signal terminal 2, and the ground potential V g2 of the second ground point 10 is applied to the reference voltage terminal 3.
  • the voltage-current converter 7 is connected to the second input signal terminal 2 so as to be connected to the negative input signal terminal to which the ground potential V g1 of the first ground point 11 is applied and the reference voltage terminal 3. This has a positive input signal terminal to which the ground potential V g2 of the second ground point 10 is applied.
  • the ground potential V g1 of the input signal 8 the potential difference V cmn with respect to the ground potential V g2 represents the amplitude of the noise signal generated between the ground potential V g2 and the ground potential V g1
  • the common mode noise superimposed on both the positive and negative input signal terminals of the input signal 8 with the same phase and the same amplitude as viewed from the second ground point 10 obstructs the detection of the correct input signal.
  • the noise removal circuit 100 removes this noise.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing an example of a general noise removal circuit.
  • FIG. 2 shows a general circuit (noise removal circuit 100a).
  • the noise removal circuit 100a is a differential amplifier circuit using a general operational amplifier (op amp). Used for the purpose of removing mode noise.
  • op amp general operational amplifier
  • the noise removal circuit 100a outputs the voltage difference between the first input signal terminal 1 and the second input signal terminal 2 to the output signal terminal 4 as a voltage signal for the reference voltage terminal 3.
  • the positive side of the input signal 8 is connected to one end of the first resistor 5 via the first input signal terminal 1, and the other end of the first resistor 5 is one end of the second resistor 6 and the positive input of the operational amplifier 33.
  • the other end of the second resistor 6 is connected to the second ground point 10 via the reference voltage terminal 3.
  • the negative side of the input signal 8 is connected to one end of the third resistor 31 via the second input signal terminal 2, and the other end of the third resistor 31 is connected to one end of the fourth resistor 32 and the negative input of the operational amplifier 33.
  • the other end of the fourth resistor 32 is connected to the output signal terminal 4 of the operational amplifier 33.
  • the potential difference V cmd of the ground potential of the input signal 8 (the ground potential V g1 of the first ground point 11) with respect to the ground potential V g2 of the second ground point 10 is The amplitude of the noise signal generated between the potential V g1 and the ground potential V g2 is shown.
  • the voltage gain G Vin of the output signal with respect to 8 can be expressed by the following equation (1).
  • the voltage gain can be changed by changing the value of R 1 / R 2 or R 4 / R 3 .
  • the voltage gain G Vcm of the output signal with respect to the amplitude V cmn of the noise signal can be expressed by the following equation (2).
  • Noise component can be removed from the output by setting G Vcm to zero.
  • the condition can be expressed by the following formula (3).
  • the common mode noise component can be removed by making the resistance ratios R 2 / R 1 and R 4 / R 3 equal.
  • the voltage gain G Vin of Formula (1) When switching by changing the values of R 2, so that the voltage gain G Vcm is zero for the noise signal, namely, the formula (3) It is necessary to change the value of R 3 or R 4 so that. In this case, generally, a method of changing the value of R 4 according to the value of R 2 is used. Therefore, when changing the voltage gain by changing the value of R 2, in proportion to the value of R 2 is required to change the value of R 4.
  • the noise removal circuit 100a applies negative feedback from the output to the input by using the operational amplifier 33.
  • applying negative feedback always involves the risk of oscillation, so design with attention to oscillation stability.
  • it is necessary to take measures such as adding a phase compensation circuit inside the operational amplifier 33 so as not to oscillate, the circuit becomes complicated, and the chip area increases when a semiconductor integrated circuit is used. Problems arise.
  • the operational amplifier has a characteristic that the frequency band is limited in order to avoid the risk of oscillation. This characteristic causes a problem that common mode noise cannot be sufficiently removed because gain reduction and phase shift occur in the high frequency band.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing another example of a general noise removal circuit.
  • FIG. 3 shows a general circuit (noise removal circuit 100b).
  • the noise removal circuit 100b is a general differential amplifier circuit different from the circuit shown in FIG.
  • the noise removal circuit 100b outputs the voltage difference between the first input signal terminal 1 and the second input signal terminal 2 to the output signal terminal 4 as a voltage signal for the reference voltage terminal 3 in the same manner as the noise removal circuit 100a.
  • the noise elimination circuit 100b has a configuration having a balanced amplifier circuit of differential input / differential output at the input stage as shown in FIG. .
  • the positive side of the input signal 8 is connected to the positive input signal terminal of the operational amplifier 34 via the first input signal terminal 1, and the negative side of the input signal 8 is connected to the positive input of the operational amplifier 35 via the second input signal terminal 2.
  • a fifth resistor 36 is connected between the negative input signal terminal of the operational amplifier 34 and the negative input signal terminal of the operational amplifier 35, and a sixth resistor 36 is connected between the negative input signal terminal of the operational amplifier 34 and the output signal terminal of the operational amplifier 34.
  • the seventh resistor 38 is connected between the negative input signal terminal of the operational amplifier 35 and the output signal terminal of the operational amplifier 35.
  • the output signal terminal of the operational amplifier 34 is connected to the first resistor 5 described in FIG. 2, and the output signal terminal of the operational amplifier 35 is connected to the third resistor 31 described in FIG.
  • noise removal circuit 100b the potential difference V cmn with respect to the ground potential V g2 of the ground potential V g1 of the input signal 8, represents the amplitude of the noise signal generated between the ground potential V g2 and the ground potential V g1 Yes.
  • the noise removal circuit 100b when the voltage gain for the input signal 8 is changed, it can be changed only by the value of the fifth resistor 36, and there is little influence on the common-mode signal removal ratio without changing the values of other resistors at the same time.
  • the noise removal circuit 100b is a circuit using three operational amplifiers and seven resistors, there arises a problem that it is complicated and large in scale.
  • the noise removal circuit 100b applies negative feedback to each of the three operational amplifiers, there is a risk of oscillation, and a problem arises in that a phase compensation circuit that takes measures against the risk must be added to each.
  • the operational amplifier has a characteristic that the frequency band is limited in order to avoid the risk of oscillation, and the noise removal circuit 100b has a gain reduction or phase shift in the high frequency band due to the characteristic. This causes a problem that common mode noise cannot be sufficiently removed.
  • the noise removal circuit 100 can solve the above-described problem. The details will be described below with reference to FIG.
  • the noise removal circuit 100 can change the voltage gain by changing the value of R 1 / R 2 .
  • the voltage gain G Vcm of the output signal with respect to the amplitude V cmn of the noise signal can be expressed by the following equation (5).
  • Noise component can be removed from the output by setting G Vcm to zero.
  • the condition can be expressed by the following formula (6).
  • the mutual conductance g m of the voltage-current converter 7 does not depend on the resistance value of the second resistor 6 and is the reciprocal of the resistance value of the first resistor 5. . That is, the noise elimination circuit 100 makes the common mode noise component most effective by setting the mutual conductance g m of the voltage-current converter 7 to 1 / R 1 which is the reciprocal of the resistance value of the first resistor 5. Can be removed.
  • R 2 is not included in the expression (6) for removing the noise component, but the input / output voltage gain G Vin represented by the expression (4) is R 1 / R 2. The value can be changed.
  • the noise removal circuit 100 changes the input / output voltage gain of the input / output signal, that is, the attenuation ratio by changing the resistance value R2 of the second resistor 6 while keeping the resistance value R1 of the first resistor 5 constant.
  • Sufficient noise removal can be performed.
  • the noise removal circuit 100 has no danger of oscillation because there is no negative feedback loop in which the output signal returns to the input signal terminal. Therefore, a phase compensation circuit that needs to be added to the inside of the operational amplifier is unnecessary, the circuit can be simplified, and the chip area can be reduced in the case of a semiconductor integrated circuit.
  • the noise removal circuit 100b uses three operational amplifiers and seven resistors. However, in the noise removal circuit 100, one voltage-current converter 7 and two resistors 2 are used. A simple circuit configuration is used.
  • FIG. 4A is a circuit configuration diagram showing an example of the voltage-current converter 7 according to the present embodiment.
  • a terminal 12 is a positive input signal terminal of the voltage-current converter 7
  • a terminal 13 is a negative input signal terminal of the voltage-current converter 7
  • a terminal 14 is a voltage-current converter. 7 output signal terminals.
  • a constant current source 18 and one end of a resistor 19 are connected to the emitter of the PNP transistor 16 whose base is connected to the terminal 12, and the emitter of the PNP transistor 15 whose base is connected to the terminal 13. Is connected to the other end of the constant current source 17 and the resistor 19.
  • the resistor 19 A current having a value obtained by dividing the voltage between the positive and negative input signal terminals by the resistance value flows, a current obtained by subtracting a current flowing from the constant current source 18 to the resistor 19 flows to the emitter of the PNP transistor 16, and a constant current flows to the emitter of the PNP transistor 15. A current obtained by adding the current flowing from the current source 17 to the resistor 19 flows.
  • the collector current of the PNP transistor 16 supplies a negative current to the terminal 14 via the current mirror composed of the NPN transistor 20 and the NPN transistor 21, and the collector current of the PNP transistor 15 is the current composed of the NPN transistor 22 and the NPN transistor 23.
  • a positive current is supplied to the terminal 14 through a mirror and further through a current mirror composed of a PNP transistor 24 and a PNP transistor 25.
  • a terminal 14 outputs a difference current between the collector current of the PNP transistor 15 and the collector current of the PNP transistor 16.
  • the circuit shown in FIG. 4A is used as the voltage-current converter 7 provided in the noise removal circuit 100 of the present embodiment, there is no risk of oscillation because no negative feedback is applied, and the gain is increased in a high frequency band.
  • the common mode noise can be sufficiently removed up to a high frequency by preventing lowering and phase shift.
  • FIG. 4B is a circuit configuration diagram showing another example of the voltage-current converter 7 according to the present embodiment.
  • a terminal 12 is a positive input signal terminal of the voltage-current converter 7
  • a terminal 13 is a negative input signal terminal of the voltage-current converter 7
  • a terminal 14 is a voltage-current converter. 7 output signal terminals.
  • the terminal 12 is connected to one end of the resistor 40, the other end of the resistor 40 is connected to the source of the Nch MOSFET 29, the terminal 13 is connected to one end of the resistor 39, and the other end of the resistor 39 is connected to the source of the Nch MOSFET 28. Yes.
  • the gate and drain of the Nch MOSFET 28 are connected to the constant current source 17 and the gate of the Nch MOSFET 29, and the drain of the Nch MOSFET 29 is connected to the constant current source 18 and the terminal 14.
  • the gate-source voltage of the NchMOSFET 28 and the gate-source voltage of the NchMOSFET 29 are equal to each other at a constant value, and the resistance values of the resistors 39 and 40 are equal.
  • the voltage-current converter 7 shown in FIG. 4B has a disadvantage that a current of Iref ⁇ V cmn / R 10 flows through the negative input signal terminal and Iref ⁇ V cmn / R 10 through the positive input signal terminal.
  • the point 11 and the second ground point 10 are both low in impedance, and even if a current flows, the potential does not fluctuate, so there is no influence on the voltage gain characteristic.
  • the voltage-current converter 7 shown in FIG. 4B when each input signal terminal of the voltage-current converter 7 is connected to the ground point and the potential is zero, the voltage-current converter 7 shown in FIG. 4B, the voltage-current converter 7 shown in FIG. 4B does not need to supply a negative voltage and supplies a positive voltage to the terminal 26. It is an advantage that it can operate only by doing. As described above, the voltage-current converter 7 illustrated in FIG. 4B is configured by a circuit that does not require a negative voltage power supply to the reference voltage terminal 3.
  • circuit of FIG. 4B is used as the voltage-current converter 7 provided in the noise elimination circuit 100 of the present embodiment, there is no risk of oscillation because no negative feedback is applied as in the case of FIG. 4A. Furthermore, it is possible to sufficiently remove common mode noise up to the high frequency band by preventing gain reduction and phase shift in the high frequency band.
  • the transconductance g m Equation (6) can be set according to the resistance value of the first resistor 5, and an optimum common-mode rejection ratio can be obtained up to the high frequency band. Further, since no negative feedback is applied, there is no risk of oscillation, and gain reduction and phase shift can be prevented in a high frequency band.
  • the noise removal circuit according to the present embodiment can be configured with a simple circuit including only a resistor and a voltage-current converter, and depends on a change in voltage gain set as an attenuator. It is always optimal, and common mode noise can be removed in a wide frequency band.
  • Reference Signs List 1 first input signal terminal 2 second input signal terminal 3 reference voltage terminal 4 output signal terminal 5 first resistor 6 second resistor 7 voltage-current converter 8 input signal 10 second ground point 11 first Grounding points 12-14, 26, 27 Terminals 15, 16, 24, 25 PNP transistors 17, 18 Constant current sources 19, 39, 40 Resistors 20-23 NPN transistors 28, 29 Nch MOSFET 31 Third resistor 32 4th resistor 33 to 35 Operational amplifier 36 5th resistor 37 6th resistor 38 7th resistor 100, 100a, 100b Noise elimination circuit

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  • Amplifiers (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

第１の入力信号端子（１）と第２の入力信号端子（２）との間の差電圧信号を所定の比率で減衰させ、基準電圧端子（３）の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子（４）に出力する減衰器の機能を有し、第１の入力信号端子（１）および第２の入力信号端子（２）と基準電圧端子（３）との間に同相で入力されるノイズを、出力信号端子（４）から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路（１００）は、一端が第１の入力信号端子（１）に接続され、他端が出力信号端子（４）に接続される第１の抵抗（５）と、一端が出力信号端子（４）と第１の抵抗（５）の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が基準電圧端子（３）に接続される第２の抵抗（６）と、基準電圧端子（３）と第２の入力信号端子（２）との差電圧を電流に変換し、出力信号端子（４）に電流信号を出力する電圧－電流変換器（７）と、を備える。

Description

ノイズ除去回路
　本開示は、ノイズ除去回路に関する。
　ノイズ環境下において任意の電圧信号を検出する場合、入力信号の接地電位と信号検出回路の接地電位の間に発生したノイズが、信号検出回路の正負両入力信号端子に同位相・同振幅（コモン・モード・ノイズ）で重畳した場合でも、信号検出回路が入力信号を正しく検出する為に、オペアンプを用いた減算回路構成でコモン・モード・ノイズを除去する技術が開示されている。（例えば、特許文献１、２参照）。
米国特許第８８０３５９５号明細書 米国特許第５５６８５６１号明細書
　しかしながら、特許文献１、２のオペアンプを用いた回路はフィードバック制御が行われることを前提とした減算回路構成であり、有限の回路遅延時間を持つオペアンプは、当然任意の周波数帯域以上では目標値に対してフィードバック制御を追従できず、フィードバック制御が外れ減算機能が果たせなくなることがある。このため、特許文献１、２の回路構成では高周波帯域において充分なコモン・モード・ノイズの除去効果が得られなくなるという課題がある。
　本開示は、このような従来の課題を解決するものであり、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できるノイズ除去回路を提供する事を目的とする。
　上記目的を達成する為に、本開示の一態様に係るノイズ除去回路は、第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧－電流変換器と、を備えている事を特徴とする。
　本開示により、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できるノイズ除去回路が実現される。
図１は、実施の形態に係るノイズ除去回路の回路構成図である。 図２は、一般的なノイズ除去回路の一例を示す回路構成図である。 図３は、一般的なノイズ除去回路の別の一例を示す回路構成図である。 図４Ａは、実施の形態に係る電圧－電流変換器の一例を示す回路構成図である。 図４Ｂは、実施の形態に係る電圧－電流変換器の別の一例を示す回路構成図である。
　本願発明者による知見に基づいて、本開示の一態様の概要は以下のとおりである。
　本開示の一形態にかかるノイズ除去回路は、第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧－電流変換器と、を備えている事を特徴とする。
　これによれば、本開示のノイズ除去回路は、少なくとも２つの抵抗と電圧－電流変換器とで構成されたシンプルな回路構成であり、また、演算増幅器を用いていないため、高周波帯域で利得低下や位相ずれが起こりにくく、高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去する事ができる。このように、本開示のノイズ除去回路によれば、シンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できる。
　また、前記電圧－電流変換器は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しなくてもよい。
　本開示のノイズ除去回路には、発振の原因である負帰還ループが存在しないため、発振する危険性が少ない。従って、位相補償回路などが不要で、回路を単純化でき、半導体集積回路の場合はチップ面積を縮小できる。
　また、前記第２の入力信号端子には第１の接地点の接地電位が印加され、前記基準電圧端子には第２の接地点の接地電位が印加され、前記電圧－電流変換器は、前記第２の入力信号端子に接続されることで前記第１の接地点の接地電位が印加される負極入力信号端子と、前記基準電圧端子に接続されることで前記第２の接地点の接地電位が印加される正極入力信号端子とを有していてもよい。
　これによれば、第１の接地点の接地電位および第２の接地点の接地電位間に存在するノイズを出力信号端子から出力される出力信号から除去できる。また、電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを、第２の抵抗の抵抗値に依存せず、第１の抵抗の抵抗値の逆数とすることができる。具体的には、本開示のノイズ除去回路では、ノイズ成分を除去する条件に第２の抵抗が含まれないが、入出力電圧利得は、第１の抵抗の抵抗値と第２の抵抗の抵抗値との比で変えることができる。従って、第１の抵抗の抵抗値を一定にして第２の抵抗の抵抗値を変えることで入出力信号の入出力電圧利得、すなわち減衰比（所定の比率）を変えるときに、電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを第１の抵抗の抵抗値の逆数となっていれば、第２の抵抗の抵抗値を変えても電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを変えることなく、十分なノイズ除去を行うことができる。
　また、前記電圧－電流変換器は、前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させてもよい。また、前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスは、前記第２の抵抗の抵抗値に依存しておらず、前記電圧－電流変換器は、前記第２の抵抗の抵抗値を変えることによって前記所定の比率を変え、前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数のみに適合させてもよい。
　このように、電圧－電流変換器は、相互コンダクタンスを第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させることができる。
　また、前記電圧－電流変換器は、前記基準電圧端子に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成されていてもよい。
　これによれば、よりシンプルな回路構成でコモン・モード・ノイズを効果的に除去できる。
　以下、本開示の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本開示の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、駆動タイミング等は、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本開示の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成について、重複する説明は省略又は簡略化する。
　（実施の形態）
　図１は、実施の形態に係るノイズ除去回路１００の回路構成図である。なお、図１には、ノイズ除去回路１００の他に、ノイズ除去回路１００に接続される入力信号８、第１の接地点１１および第２の接地点１０を示している。入力信号８は、正極側がノイズ除去回路１００の第１の入力信号端子１に接続され、負極側がノイズ除去回路１００の第２の入力信号端子２に接続される。また、入力信号８の負極側は、第１の接地点１１に接続される。
　ノイズ除去回路１００は、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子３の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子４に出力する減衰器の機能を有する。一般的に、電子機器の入力段において、入力信号の振幅を当該電子機器の電子回路で処理できる適切な振幅に変換するためにこのような減衰器を用いる場合に、入力信号の接地電位と、当該減衰器を構成する電圧信号検出回路の接地電位の間に発生したノイズによって、電圧信号検出回路の正負両入力信号端子に同位相・同振幅で重畳することがある。この重畳した信号は、コモン・モード・ノイズと呼ばれ、正しい検出を阻害する信号となる為、除去することが必要である。これに対して、ノイズ除去回路１００は、電子機器で使われる減衰器において、上記正負両入力信号端子に同位相・同振幅で重畳するコモン・モード・ノイズを除去する機能を有する回路である。具体的には、ノイズ除去回路１００は、第１の入力信号端子１および第２の入力信号端子２と基準電圧端子３との間に同相で入力されるノイズを、出力信号端子４から出力される出力信号から除去するための回路である。ノイズ除去回路１００は、当該機能を実現するために、第１の抵抗５、第２の抵抗６および電圧－電流変換器７を備える。
　第１の抵抗５は、一端が第１の入力信号端子１に接続され、他端が出力信号端子４に接続される。第１の抵抗５の一端は、図１における第１の抵抗５の左側端であり、第１の抵抗５の他端は、図１における第１の抵抗５の右側端である。第１の抵抗の一端は、第１の入力信号端子１を介して入力信号８の正極側に接続される。
　第２の抵抗６は、一端が出力信号端子４と第１の抵抗５の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が基準電圧端子３に接続される。第２の抵抗６の一端は、図１における第２の抵抗６の上側端であり、第２の抵抗６の他端は、図１における第２の抵抗６の下側端である。第２の抵抗６の他端は、基準電圧端子３を介して第２の接地点１０に接続される。第２の抵抗６は、例えば、可変抵抗である。
　電圧－電流変換器７は、基準電圧端子３と第２の入力信号端子２との差電圧を電流に変換して出力信号端子４に電流信号を出力する。第２の入力信号端子２には第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１が印加され、基準電圧端子３には第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２が印加される。電圧－電流変換器７は、第２の入力信号端子２に接続されることで第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１が印加される負極入力信号端子と、基準電圧端子３に接続されることで第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２が印加される正極入力信号端子とを有する。
　また、図１に示されるように、入力信号８の接地電位Ｖｇ１の、接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表しており、第２の接地点１０（接地電位Ｖｇ２）から見て入力信号８の正負両入力信号端子に同位相かつ同振幅で重畳されるコモン・モード・ノイズは正しい入力信号の検出を阻害するノイズであり、これをノイズ除去回路１００で除去する。
　ここで、本実施の形態の理解を容易化する為、以下、図面を用いて一般的な回路を説明する。
　図２は、一般的なノイズ除去回路の一例を示す回路構成図である。図２は、一般的な回路（ノイズ除去回路１００ａ）を示しており、ノイズ除去回路１００ａは、具体的には、一般的な演算増幅器（オペアンプ）を用いた差動増幅回路であり、コモン・モード・ノイズ除去を目的として使用される。
　ノイズ除去回路１００ａは、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２の差電圧を出力信号端子４に、基準電圧端子３に対する電圧信号として出力する。入力信号８の正極側が第１の入力信号端子１を介して第１の抵抗５の一端に接続され、第１の抵抗５の他端が第２の抵抗６の一端と演算増幅器３３の正極入力信号端子とに接続され、第２の抵抗６の他端が基準電圧端子３を介して第２の接地点１０に接続される。入力信号８の負極側が第２の入力信号端子２を介して第３の抵抗３１の一端に接続され、第３の抵抗３１の他端が第４の抵抗３２の一端と演算増幅器３３の負極入力信号端子とに接続され、第４の抵抗３２の他端が演算増幅器３３の出力信号端子４に接続されている。
　図１と同様にノイズ除去回路１００ａにおいて、入力信号８の接地電位（第１の接地点１１の接地電位Ｖｇ１）の、第２の接地点１０の接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表している。
　ノイズ除去回路１００ａにおいて、第１の抵抗５、第２の抵抗６、第３の抵抗３１、第４の抵抗３２それぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４とすると、入力信号８に対する出力信号の電圧利得ＧＶｉｎは、演算増幅器３３の電圧利得が充分に高い場合、下記の式（１）で表すことができる。
　　ＧＶｉｎ＝（１＋Ｒ４／Ｒ３）／（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　式（１）
　従って、Ｒ１／Ｒ２あるいはＲ４／Ｒ３の値を変えれば電圧利得を変える事ができる。
　一方、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、下記の式（２）で表すことができる。
　　ＧＶｃｍ＝（Ｒ２／Ｒ１－Ｒ４／Ｒ３）／（１＋Ｒ２／Ｒ１）　　式（２）
　ＧＶｃｍをゼロにすることにより出力からノイズ成分を除去することができる。その条件は、下記の式（３）で表すことができる。
　　Ｒ２／Ｒ１＝Ｒ４／Ｒ３　　式（３）
　すなわち抵抗比Ｒ２／Ｒ１とＲ４／Ｒ３の値を等しくすることでコモン・モード・ノイズ成分を除去することが可能である。
　ノイズ除去回路１００ａにおいて、式（１）で表される電圧利得ＧＶｉｎをＲ２の値を変えて切り換える場合は、ノイズ信号に対する電圧利得ＧＶｃｍがゼロになるように、すなわち、式（３）が成り立つようにＲ３あるいはＲ４の値を変える必要がある。この場合、一般的にはＲ４の値をＲ２の値に応じて変える方法を用いる。従って、Ｒ２の値を変えて電圧利得を変える場合、Ｒ２の値に比例するようにＲ４の値を変える必要がある。
　この場合、回路が複雑になり規模も大きくなる問題と、Ｒ２とＲ４を変えることによってＲ２／Ｒ１とＲ４／Ｒ３の相対比を正確に等しくすることが難しくなり、抵抗の相対比に不一致が生じた場合にノイズが充分に除去できなくなる問題が生じる。
　また、ノイズ除去回路１００ａは、演算増幅器３３を用いて出力から入力に負帰還を掛けているが、負帰還を掛けることには常に発振の危険性を伴うので発振安定性に注意して設計する必要がある。一般的に、演算増幅器３３の内部に位相補償回路を付加して発振しないようにするなどの対策が必要であり、回路が複雑となり、半導体集積回路が用いられる場合にはチップ面積が増大するという問題が生じる。
　さらに、演算増幅器には、発振の危険性を回避する為に周波数帯域が制限されるという特性がある。この特性によって高周波帯域では利得低下や位相ずれが生じるためにコモン・モード・ノイズを充分に除去できないという問題が生じる。
　図３は、一般的なノイズ除去回路の別の一例を示す回路構成図である。図３は、一般的な回路（ノイズ除去回路１００ｂ）を示しており、ノイズ除去回路１００ｂは、具体的には、図２記載の回路とは別の一般的な差動増幅回路である。
　ノイズ除去回路１００ｂは、ノイズ除去回路１００ａと同様に、第１の入力信号端子１と第２の入力信号端子２の差電圧を出力信号端子４に基準電圧端子３に対する電圧信号として出力する。
　ノイズ除去回路１００ｂは、図２で示した差動増幅回路に加えて、図３に示されるように、入力ステージに差動入力・差動出力の平衡型増幅回路を持った構成となっている。
　入力信号８の正極側が第１の入力信号端子１を介して演算増幅器３４の正極入力信号端子に接続され、入力信号８の負極側が第２の入力信号端子２を介して演算増幅器３５の正極入力信号端子に接続される。演算増幅器３４の負極入力信号端子と演算増幅器３５の負極入力信号端子の間に第５の抵抗３６が接続され、演算増幅器３４の負極入力信号端子と演算増幅器３４の出力信号端子の間に第６の抵抗３７が接続され、演算増幅器３５の負極入力信号端子と演算増幅器３５の出力信号端子の間に第７の抵抗３８が接続されている。演算増幅器３４の出力信号端子が図２で説明した第１の抵抗５に接続され、演算増幅器３５の出力信号端子が図２で説明した第３の抵抗３１に接続されている。
　図２同様にノイズ除去回路１００ｂにおいて、入力信号８の接地電位Ｖｇ１の接地電位Ｖｇ２に対する電位差Ｖｃｍｎは、接地電位Ｖｇ１と接地電位Ｖｇ２の間に発生するノイズ信号の振幅を表している。
　ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する演算増幅器３４の出力と演算増幅器３５の出力の電圧利得は、どちらも１であるので、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する演算増幅器３３の出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、式（２）と等しい。従って、出力からノイズ成分を除去する条件も、式（３）と等しい。
　ノイズ除去回路１００ｂにおいて、入力信号８に対する電圧利得を変える場合、第５の抵抗３６の値のみで変えられ、他の抵抗の値を同時に変えなくても同相信号除去比への影響は少ない。
　しかし、ノイズ除去回路１００ｂは、演算増幅器３個と抵抗７個を用いた回路であるため複雑で規模も大きくなる問題が生じる。
　また、ノイズ除去回路１００ｂは、３個の演算増幅器それぞれにおいて負帰還を掛けているため発振の危険性があり、それを対策する位相補償回路をそれぞれに付加しなければならないという問題が生じる。
　さらに、上述したように、演算増幅器には、発振の危険性を回避する為に周波数帯域が制限されるという特性があり、ノイズ除去回路１００ｂには、当該特性によって高周波帯域では利得低下や位相ずれが生じるためにコモン・モード・ノイズが充分に除去できないという問題が生じる。
　一方、本実施の形態に係るノイズ除去回路１００は、上述した問題を解決することが出来る。以下、その詳細について図１を用いて説明する。
　まず、ノイズ除去回路１００において、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスをｇｍとし、第１の抵抗５および第２の抵抗６それぞれの抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、入力信号８に対する出力信号の電圧利得ＧＶｉｎは、下記の式（４）で表すことができる。
　　ＧＶｉｎ＝１／（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　式（４）
　従って、ノイズ除去回路１００はＲ１／Ｒ２の値を変えれば電圧利得を変えることができる。
　一方、ノイズ信号の振幅Ｖｃｍｎに対する出力信号の電圧利得ＧＶｃｍは、下記の式（５）で表すことができる。
　　ＧＶｃｍ＝（１－Ｒ１ｇｍ）／（１＋Ｒ１／Ｒ２）　　式（５）
　ＧＶｃｍをゼロにすることにより出力からノイズ成分を除去することができる。
　その条件は、下記の式（６）で表すことができる。
　　ｇｍ＝１／Ｒ１　　式（６）
　式（６）に示されるように、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、第２の抵抗６の抵抗値に依存しておらず、第１の抵抗５の抵抗値の逆数である。すなわちノイズ除去回路１００は、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値の逆数である１／Ｒ１にすることでコモン・モード・ノイズ成分を最も効果的に除去できる。例えば、電圧－電流変換器７は、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値の逆数に適合させる。
　また、ノイズ除去回路１００では、ノイズ成分を除去する条件の式（６）にはＲ２は含まれないが、式（４）で表される入出力電圧利得ＧＶｉｎは、Ｒ１／Ｒ２の値で変えることができる。
　従って、ノイズ除去回路１００は、第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１を一定にして第２の抵抗６の抵抗値Ｒ２を変えることで入出力信号の入出力電圧利得、すなわち減衰比を変えるときに、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗５の抵抗値Ｒ１の逆数に適合させていれば、抵抗値Ｒ２を変えても相互コンダクタンスｇｍを変えることなく、十分なノイズ除去を行うことができる。例えば、電圧－電流変換器７は、第２の抵抗６の抵抗値を変えることによって所定の比率（減衰比）を変え、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍを第１の抵抗の抵抗値５の逆数のみに適合させる。
　また、本実施の形態のノイズ除去回路１００は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しないため、発振する危険性も無い。従って、演算増幅器の内部に付加する必要のあった位相補償回路などが不要で、回路を単純化でき、半導体集積回路の場合はチップ面積を縮小できる。
　さらに、演算増幅器を用いず、電圧－電流変換器７を用いているので、高周波帯域で利得低下や位相ずれが起こりにくく、高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去する事ができる。また、同等のノイズ除去効果を得るために、ノイズ除去回路１００ｂでは、演算増幅器３個と抵抗７個を用いられたが、ノイズ除去回路１００では、電圧－電流変換器７が１個と抵抗２個が用いられ、シンプルな回路構成となっている。
　次に、本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧－電流変換器７の詳細を説明する。
　図４Ａは、本実施の形態に係る電圧－電流変換器７の一例を示す回路構成図である。
　図４Ａ記載の電圧－電流変換器７において、端子１２は電圧－電流変換器７の正極入力信号端子、端子１３は電圧－電流変換器７の負極入力信号端子、端子１４は電圧－電流変換器７の出力信号端子である。
　電圧－電流変換器７において、ベースが端子１２に接続されるＰＮＰトランジスタ１６のエミッタには定電流源１８と抵抗１９の一端とが接続され、ベースが端子１３に接続されるＰＮＰトランジスタ１５のエミッタには定電流源１７と抵抗１９の他端が接続されている。
　定電流源１８の電流と定電流源１７の電流がＩｒｅｆで等しく、ＰＮＰトランジスタ１６のベース・エミッタ間電圧とＰＮＰトランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧が一定値で等しいと見なすと、抵抗１９には正負入力信号端子間電圧を抵抗値で除算した値の電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１６のエミッタには定電流源１８から抵抗１９に流れる電流を減算した電流が流れ、ＰＮＰトランジスタ１５のエミッタには定電流源１７から抵抗１９に流れる電流を加算した電流が流れる。
　ＰＮＰトランジスタ１６のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ２０とＮＰＮトランジスタ２１からなるカレントミラーを介して端子１４に負の電流を供給し、ＰＮＰトランジスタ１５のコレクタ電流は、ＮＰＮトランジスタ２２とＮＰＮトランジスタ２３からなるカレントミラーを介し、さらにＰＮＰトランジスタ２４とＰＮＰトランジスタ２５からなるカレントミラーを介して端子１４に正の電流を供給している。
　端子１４からはＰＮＰトランジスタ１５のコレクタ電流とＰＮＰトランジスタ１６のコレクタ電流の差の電流が出力される。抵抗１９の抵抗値をＲ８とすると、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝２／Ｒ８になる。
　本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧－電流変換器７として、図４Ａ記載の回路を使用した場合は、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、さらに、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防いで高周波までコモン・モード・ノイズを充分に除去することができる。
　図４Ｂは、本実施の形態に係る電圧－電流変換器７の別の一例を示す回路構成図である。
　図４Ｂ記載の電圧－電流変換器７において、端子１２は電圧－電流変換器７の正極入力信号端子、端子１３は電圧－電流変換器７の負極入力信号端子、端子１４は電圧－電流変換器７の出力信号端子である。
　端子１２は抵抗４０の一端に接続され、抵抗４０の他端はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のソースに接続され、端子１３は抵抗３９の一端に接続され、抵抗３９の他端はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のソースに接続に接続されている。ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のゲートおよびドレインは定電流源１７とＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のゲートとに接続され、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のドレインは定電流源１８と端子１４に接続されている。
　定電流源１７と定電流源１８の電流値がＩｒｅｆで等しく、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２８のゲート・ソース間電圧とＮｃｈＭＯＳＦＥＴ２９のゲート・ソース間電圧が一定値で等しく、抵抗３９と抵抗４０の抵抗値が等しいとすると、端子１４からは正極入力信号端子と負極入力信号端子との間の電圧を抵抗４０の抵抗値Ｒ１０で除算した値の電流が出力される。これより、電圧－電流変換器７の相互コンダクタンスｇｍは、ｇｍ＝１／Ｒ１０になる。
　図４Ｂ記載の電圧－電流変換器７では、負極入力信号端子にＩｒｅｆ、正極入力信号端子にＩｒｅｆ±Ｖｃｍｎ／Ｒ１０の電流が流れる欠点があるが、接続先は図１における第１の接地点１１と第２の接地点１０であり、両方ともインピーダンスが低く電流が流れ込んでも電位の変動は起きないので、電圧利得特性への影響は無い。
　また、図１に示したように、電圧－電流変換器７の各入力信号端子が接地点に接続されて電位がゼロの場合、図４Ａ記載の電圧－電流変換器７では端子２６に正電圧の電源と端子２７に負電圧の電源を供給することが求められるのに対し、図４Ｂ記載の電圧－電流変換器７では、負電圧の電源供給が不要で端子２６に正電圧の電源を供給するだけで動作できることが利点である。このように、図４Ｂ記載の電圧－電流変換器７は、基準電圧端子３に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成される。
　また、本実施の形態のノイズ除去回路１００に備わる電圧－電流変換器７として、図４Ｂの回路を使用した場合も、図４Ａの場合と同様に、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、さらに、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防いで高周波帯域までコモン・モード・ノイズを充分に除去することができる。
　以上、図４Ａおよび図４Ｂで示した電圧－電流変換器７のいずれかを、図１で示した本実施の形態のノイズ除去回路１００に使用することにより、相互コンダクタンスｇｍを式（６）が成り立つように、第１の抵抗５の抵抗値に応じて設定でき、高周波帯域まで最適な同相信号除去比を得ることができる。また、負帰還が掛かっていないので発振の危険性が無く、高周波帯域で利得低下や位相ずれを防ぐことができる。
　以上、図面を用いて説明したように、本実施の形態に係るノイズ除去回路は、抵抗と電圧－電流変換器のみの簡素な回路で構成でき、減衰器として設定される電圧利得の変化に依存せずに常に最適で、かつ、広い周波数帯域でコモン・モード・ノイズを除去することができる。
１　第１の入力信号端子
２　第２の入力信号端子
３　基準電圧端子
４　出力信号端子
５　第１の抵抗
６　第２の抵抗
７　電圧－電流変換器
８　入力信号
１０　第２の接地点
１１　第１の接地点
１２～１４、２６、２７　端子
１５、１６、２４、２５　ＰＮＰトランジスタ
１７、１８　定電流源
１９、３９、４０　抵抗
２０～２３　ＮＰＮトランジスタ
２８、２９　ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
３１　第３の抵抗
３２　第４の抵抗
３３～３５　演算増幅器
３６　第５の抵抗
３７　第６の抵抗
３８　第７の抵抗
１００、１００ａ、１００ｂ　ノイズ除去回路

Claims (6)

  1. 　第１の入力信号端子と第２の入力信号端子との間の差電圧信号を、所定の比率で減衰させ、基準電圧端子の電圧を基準とする電圧信号に変換して出力信号端子に出力する減衰器の機能を有し、前記第１の入力信号端子および前記第２の入力信号端子と基準電圧端子との間に同相で入力されるノイズを、前記出力信号端子から出力される出力信号から除去するためのノイズ除去回路であって、
    　一端が前記第１の入力信号端子に接続され、他端が前記出力信号端子に接続される第１の抵抗と、
    　一端が前記出力信号端子と前記第１の抵抗の他端とを結ぶ経路に接続され、他端が前記基準電圧端子に接続される第２の抵抗と、
    　前記基準電圧端子と前記第２の入力信号端子との差電圧を電流に変換し、前記出力信号端子に電流信号を出力する電圧－電流変換器と、
    　を備えている事を特徴とする
    　ノイズ除去回路。
  2. 　前記電圧－電流変換器は、入力信号端子に出力信号が戻る負帰還ループが存在しないことを特徴とする請求項１記載のノイズ除去回路。
  3. 　前記第２の入力信号端子には第１の接地点の接地電位が印加され、前記基準電圧端子には第２の接地点の接地電位が印加され、
    　前記電圧－電流変換器は、前記第２の入力信号端子に接続されることで前記第１の接地点の接地電位が印加される負極入力信号端子と、前記基準電圧端子に接続されることで前記第２の接地点の接地電位が印加される正極入力信号端子とを有する事を特徴とする請求項１または２に記載のノイズ除去回路。
  4. 　前記電圧－電流変換器は、前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数に適合させる事を特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
  5. 　前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスは、前記第２の抵抗の抵抗値に依存しておらず、
    　前記電圧－電流変換器は、前記第２の抵抗の抵抗値を変えることによって前記所定の比率を変え、前記電圧－電流変換器の相互コンダクタンスを前記第１の抵抗の抵抗値の逆数のみに適合させる事を特徴とする請求項１～４のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
  6. 　前記電圧－電流変換器は、前記基準電圧端子に対して負電圧の電源供給が不要な回路で構成されたことを特徴とする請求項１～５のいずれか一項に記載のノイズ除去回路。
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