JP3825018B2 - 磁気データ記録システム及びディスクドライブ装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般に磁気データ記憶システムに関し、及び、当該システムで使用するためのディスクドライブ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
コンピュータ・システムにおけるデジタルデータの大容量記憶用に磁気媒体の使用が一般化している。デジタルデータは一般に媒体表面に励起された磁気極性反転の形で磁気媒体上に記憶される。たとえば媒体が磁気ディスクの場合、データはディスク表面上で、トラックと呼ばれる一連の同心円に配置されるのが普通である。これらのトラックの１つからデータを読み取るには、ディスクを一定速度で回転させ、磁気トランスデューサを回転するトラックの近くに持って行き、トラック表面から発生する交流磁界をアナログ電気信号に変換する。磁気媒体からデジタルデータを読み取るために広く使用されている磁気トランスデューサの一形式がＭＲヘッド（magnetoresistive：磁気抵抗）である。
【０００３】
ＭＲヘッドは印加された磁場により抵抗値が変化するデバイスである。この点で、ヘッドは回転トラックによって発生する磁場の変化を電気回路内の時間的に変化する電圧または電流に変換することができる。ＭＲヘッドは他の種類の磁気トランスデューサに対して多くの利点があり、そのため、磁気データ記憶システムでますます使用されるようになって来ている。たとえば、ＭＲヘッドは、薄膜ヘッドなどの他の読み取りヘッドに比べて感度が高く、強い読み取り信号を発生する。また、ＭＲヘッドは検出手段として誘導コイルを使用している他の種類のヘッドに比べ周波数応答特性が良好である。さらに、ＭＲヘッドで発生する読み取り信号は、他の種類のヘッドの場合と同様に、ヘッドと媒体の間の相対速度に対して比較的感度が低いが、これは印加磁場のレベルがＭＲヘッドで検出され、コイルを通過する磁束線の変化率ではないことによる。ヘッド／媒体間の速度が有意な範囲にわたって変化し得るようなシステムではこれが利点となる。最後に、ＭＲヘッドは磁気媒体上にデータを書き込むことができないため、ＭＲ読み取りヘッドを使用する磁気データ記憶システムは書き込み機能を実行するために別のヘッドを含まなければならない。読み取りと書き込みに別々のヘッドを用いることで、各ヘッドを単一の作業の実行に合わせて個別に最適化することができ、磁気データ記憶システムの性能を大幅に改善することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図１の特性図に示すように、ＭＲヘッドの抵抗値と印加された磁場の間の関係は非線型性である。この非線形の特性が媒体から発生する磁場変化を時間的に変化する電気信号へ変換する際に問題を発生することがある。たとえば、ＭＲヘッドの非線型性により、ヘッドで発生する時間的に変化する電気信号がヘッドに印加された磁気信号とは類似性のないものにしてしまうことがある。この問題を解決するには、ヘッドへバイアス電流を印加してヘッドの静止状態動作点を抵抗特性のより線形性の領域へ移動させるのが一般的である。図１を参照すると、ＭＲヘッドの動作における最大の直線性が、点Ａでヘッドをバイアスした時、即ち特性上のもっとも直線性のある点で得られることが分かる。しかし別の点、例えば点Ｂや点Ｃでヘッドをバイアスして直線性よりも重用度の高い、たとえば信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大にするのが望ましいことがある。このようなバイアスをかける結果、ヘッドの出力信号は０Ｖ基線付近で、たとえばバイアス点Ｂに対応する図１の出力波形１０のように、非対称となる。バイアスの影響に加えて、非対称な読み取り信号を発生させるような他のファクター、たとえばオフトラック効果等も存在する。
【０００５】
今日では高いデータ密度でデータを磁気媒体上に記憶しているため、読み取り信号は比較的幅の狭い電気パルスで構成され、読み取り信号の非対称性は記憶されたデータビットの検出を困難にすることがある。たとえば、ピーク検出器を使用するディスクドライブでは、特に読み取り信号の正と負のピークの大きさの差がピーク検出で用いる閾値レベルのセッティングを複雑にしてしまう。これ以外でも部分応答最大確率（ＰＲＭＬ）チャンネルを使用するディスクドライブで、読み取り信号の正と負のピークの大きさの差は、最大確率の検出が起り得る前に実行されるべき信号のサンプリングを複雑化している。そのため、ＭＲヘッドで発生する非対称な読み取り信号により発生する問題を克服できる装置が必要とされている。
【０００６】
前述の非対称性に加えて、ＭＲヘッドは磁気媒体から読み取った信号の基線シフトを発生することも分かっている。図２はこのような基線シフト１２を有する読み取り信号を示す。この基線シフト１２は読み取り中のＭＲヘッドで検出されるデータトラックのエッジに沿った寄生磁気ダイポールの存在に起因するものと示唆されている。この現象についての広範な議論は、「薄膜長手方向媒体におけるトラックエッジ現象」 （Track Edge Phenomena in Thin Film LongitudinalMedia）IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 25, No. 5, September 1989,by Su et al. に見ることができる。さらに、シフトした基線は薄膜ヘッド等の他の種類のヘッドで発生する読み取り信号にも存在することがある。非対称ピークと同様に、シフト基線の存在も磁気媒体上に記録されたデータの検出を困難にすることがある。したがって、読み取り信号の基線シフトで発生する問題を克服することのできるような装置が必要となる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検出を行なう前に、磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）によって生成される読み取り信号を前処理して、パルスの非対称性と基線シフトに伴う問題を減少させるためのシステムに関する。１つの実施態様において、本発明は信号を検出する前の読み取り信号の振幅非対称性を補正することができる。別の実施態様において、本発明は信号が検出される前の読み取り信号から基線シフトを除去することができる。このことにより、本発明は信頼性を向上させる、即ち、通常の検出法を用いる磁気データ記憶システムで、読み取りエラー率を減少させることができる。
【０００８】
本発明の１つの態様において、読み取り信号の歪曲、言い換えれば基線シフトおよび正と負のパルス振幅非対称性を減少させる信号前処理回路を含む磁気データ記憶システムが提供される。さらに詳しくは、本発明のこの態様では、磁気媒体と、前記媒体上に記憶されたデータを検出するためとアナログ読み取り信号を生成するための磁気ヘッドと、前記アナログ読み取り信号を前記磁気媒体上に記憶されたデータを表わすデジタル信号に変換するための検出回路と、前記ヘッドと前記検出回路の間に配置されて読み取り信号が前記検出回路に達する前に前記読み取り信号における歪曲を減少させるための読み取り信号前処理回路とを含む。
【０００９】
磁気媒体はデータを記憶することのできる磁気材料、たとえば磁気テープ、フロッピー・ディスク、およびハードディスク等を含むことができる。磁気ヘッドは、たとえば、薄膜ヘッド、フェライト・ヘッド、またはもっとも望ましい磁気抵抗ヘッドを含むことができる。検出回路は、磁気媒体上に記憶されたデータを表わすデジタル信号へアナログ読み取り信号を変換できるような、たとえばＰＲＭＬ回路、ピーク検出回路、または決定フィードバック・チャネル回路等を含むことができる。
【００１０】
１つの実施態様において、前処理回路は読み取り中のヘッドで発生する基線シフトを減少するための基線シフト減少回路を含む。別の実施態様において、前処理回路は、０Ｖ基線付近でヘッドによって生成される読み取り信号の非対称性を減少するためのパルス非対称性減少回路を含む。さらに別の実施態様において、前処理回路は基線シフト減少回路とパルス非対称性減少回路の両方を含む。
【００１１】
本発明の別の態様において、ＭＲヘッドで発生する読み取り信号の正と負のパルスの振幅を平衡化するための回路が提供される。さらに詳しくは、本発明のこの態様では、磁気媒体と、前記媒体からデータを読み取るため、及び、ゼロ電圧基線に対して読み取り信号の正と負のピークの振幅が等しくないような読み取り信号を発生するための磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）と、読み取り信号の正と負のピークの振幅を平衡化するための回路系とが含まれる。正と負のピークの振幅を平衡化する回路は、たとえば、周知のギルバート・セル逓倍器等のトランスコンダクタンス逓倍器を含むことがある。別の実施態様において、平衡化回路は読み取り信号の負のピークから読み取り信号の正のピークを分離するための回路、および／または正と負のピークの振幅を別々に調節するための回路を含む。平衡化回路は振幅を別々に調節した後で正と負のピークを再合成するための回路も含む。
【００１２】
本発明の第３の態様において、読み取り信号の基線シフトを減少するための回路が提供される。さらに詳しくは、本発明のこの態様では、磁気媒体と、前記媒体からデータを読み取り望ましくない基線シフトがある読み取り信号を発生する磁気ヘッドと、前記読み取り信号の基線シフトを減少するための回路とが含まれる。磁気ヘッドは、たとえば薄膜ヘッド、フェライト・ヘッド、またはもっとも望ましくは磁気抵抗ヘッドを含む。基線シフトを減少する回路は低周波ブーストおよび／または位相シフトを読み取り信号に提供するための回路を含む。別の実施態様において、基線シフト減少回路は周波数弁別回路、たとえば応答性濾波回路等を含む。この実施態様は周波数弁別回路を通過した後の読み取り信号を増幅するための増幅回路も含むことがある。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明は、検出を行なう前に、磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）によって生成される読み取り信号を前処理して、パルスの非対称性と基線シフトに伴う問題を減少させるための装置に関する。本発明はパルス非対称性と基線シフトが検出上の問題を発生させるようなあらゆる磁気データ記録システムで有用である。
【００１４】
図３は本発明を含むように変更できる代表的な磁気データ記録システムを示したものである。便宜的に、図３のシステムは参照番号１４で参照する。図面に示すように、システム１４は、磁気媒体１６、磁気抵抗（ＭＲ）ヘッド１８、ヘッドバイアス回路２０、プリアンプ（前置増幅器）２２、可変利得増幅器（ＶＧＡ）２４、イコライザ（平滑化回路）２６、全波整流器２８、ピーク測定回路３０、および遷移検出回路３２を含む。磁気媒体１６は磁気極性の遷移の形でデジタルデータを記憶し、たとえば、磁気テープ、フロッピー・ディスク、またはハードディスクを含む。磁気抵抗ヘッド１８は磁気媒体の磁気極性遷移を検出し、磁気媒体１６上の遷移を表わす読み取り信号として知られるアナログ信号を発生する。ヘッドバイアス回路２０はＭＲヘッドに接続され、ヘッドへのバイアス電流を調節する。プリアンプ２２はヘッド１８からの読み取り信号を受信して信号の第一段増幅を実行する。ＶＧＡ２４、イコライザ（平滑化回路）２６、全波整流器２８、およびピーク測定回路３０は全体としてプリアンプ２２からの読み取り信号を受信して、これを遷移検出処理が簡単になるような形状に線形処理する。遷移検出回路３２は処理済みの読み取り信号を受信して、磁気媒体１６上の磁気遷移を表わすデジタルデータ信号、即ち遷移があったことを表わす論理値１と遷移がなかったことを表わす論理値０、またはその逆の組合せに変換する。
【００１５】
図３を参照すると、ヘッドバイアス回路２０はＭＲヘッド１８へのバイアス電流を調節して特定の基準に対してヘッド１８の性能を最適化するために使用される。本発明の好適実施態様において、たとえば、ヘッドバイアス回路２０はヘッドの抵抗特性における非線形領域でヘッドをバイアスして読み取り信号の信号対雑音比を最大にする。プリアンプ２２はＭＲヘッド１８からの読み取り信号を受信し、ＶＧＡ２４で処理する受け入れ可能なレベルまで信号を線形増幅する。可変利得増幅器２４はプリアンプ２２からの読み取り信号を受信し、遷移検出回路３２で要求され、かつ、利得フィードバック信号により定義されている特定のレベルまで読み取り信号を線形増幅し、イコライザ２６へ増幅した信号を提供する。イコライザ２６は可変利得増幅器２４から増幅された読み取り信号を受信して信号を線形処理し、磁気抵抗ヘッドに非特異的なある種の媒体／ヘッド効果を補償する。イコライザは遷移の検出を補助する他の機能、たとえばパルスのスリム化なども実行できる。処理された信号は遷移検出回路３２および全波整流器２８へ提供される。
【００１６】
全波整流器２８とピーク測定回路３０は可変利得増幅器２４で使用される利得フィードバック信号を発生するために使用している。全波整流器２８はイコライザ２６から平衡化した読み取り信号を受信してこれを全波整流し、単一極性のパルスを有する信号を発生する。ピーク測定回路３０はこの単一極性信号のピーク振幅を測定し、測定値を用いて可変利得増幅器２４の入力に供給される利得フィードバック信号を発生する。可変利得増幅器２４は利得フィードバック信号を用いてこれの利得を調節し、遷移検出回路３２で要求される特定のレベルで出力信号を発生する。
【００１７】
すでに述べたように、遷移検出回路３２は平滑化した読み取り信号を磁気媒体１６上の磁気遷移を表わすデジタルデータ信号へと変換する。たとえばピーク検出と部分応答最大確率検出法（ＰＲＭＬ）などのような、遷移の検出を行なう多数の異なる方法が存在する。図３では、遷移検出回路３２はピーク検出を行なうように構成されている。本発明が遷移検出の何らかの方法を用いる磁気記録システムで使用できることを理解されるべきである。
【００１８】
図３を参照すると、遷移検出回路３２には、微分回路３４、ゼロ交差検出回路３６、閾値修飾回路３８、およびラッチ４０が含まれる。微分回路３４はイコライザ２６から平滑化した読み取り信号を受信して、この信号のスロープを表わす出力信号を発生する。微分回路３４の出力信号はゼロ交差検出回路３６に供給されて、ここで微分回路の出力信号とゼロ電圧レベルが交差する時点を表わす出力信号を発生する。閾値修飾回路３８も平滑化した読み取り信号をイコライザから受信する。閾値修飾回路３８は平滑化した読み取り信号の絶対値が所定の閾値レベルを越える時点を表わす出力信号を発生する。ラッチ４０はゼロ交差検出回路３６と閾値修飾回路３８の両方の出力信号を受信する。ゼロ交差検出回路の出力はラッチのクロック入力へ印加され、一方、閾値修飾回路の出力はデータ入力へ印加される。つまりラッチはゼロ交差検出回路が微分読み取り信号のゼロ交差を検出すると、即ち平滑化した読み取り信号にピークが発生すると、閾値修飾回路の出力信号のレベルをラッチする。ラッチ４０の出力は、検出ウィンドウのほぼ半分の長さを有する遅延ブロック４１を経由してラッチ４０のリセット入力端子へフィードバックされ、ラッチ４０をリセットすることによってパルス出力を発生させる。このことで、ゼロ交差が発生すると常に、ラッチは読み取り信号の絶対ピーク値が所定の閾値レベルより大きい場合にパルスを出力し、読み取り信号の絶対ピーク値が所定の閾値レベル以下の場合に論理値ロウを出力する。これによってラッチ４０のデジタル出力信号は磁気媒体１６に記録された磁気遷移を表わすことになる。
【００１９】
本発明の１つの実施態様においては、図４に示すように、基線シフト減少回路４２とパルス非対称性減少回路４４を含むように、図３の磁気データ記録システム１３が変更されている。この追加回路は遷移検出回路３２に信号が達する前に処理を行なって検出処理の信頼性を改善する。
【００２０】
図５Ａは図４の基線シフト減少回路４２の１つの実施態様を示す。回路４２は差動増幅器４８の入力に接続されたＲＣネットワーク４６を含む。差動増幅器４８の入力抵抗Ｒｉと合成した場合、ＲＣネットワーク４６は所定の周波数応答を持つ応答性瀘波回路を構成する。差動増幅器４８は瀘波した読み取り信号を増幅するように動作する。プリアンプ２２から受信した読み取り信号の基線シフトを減少するため、基線シフト減少回路４２は低周波ブーストおよび位相シフトを信号に提供する。
【００２１】
基線シフト減少回路が基線シフトをどのように減少するかをより良く理解するためには、小さな奇数関数成分を含む偶数関数として、パルス前後の基線が等しくない図２のパルスなどの読み取り信号パルスをモデル化するのが有用である。パルスは周波数に対して非線型性の読み取り信号に対して位相シフト（遅延量変化）を適用することにより補正できる、即ち、奇数関数成分を減少できる。基線シフト減少回路は読み取り信号にこの非線形位相シフトを供給するように動作する。パルス後の基線は低い周波数ほど小さい遅延量を追加することで引き下げられ、低い周波数に多くの遅延を追加すると、パルス後の基線が持ち上げられる。図５Ｂは図５Ａの基線シフト減少回路４２の振幅対周波数応答を示している。図から分かるように、周波数応答は周波数ω１及びω２において極性を有し、また周波数ω３でゼロを有している。図５の回路要素Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１とＣ２の値は読み取り信号に適切な極性およびゼロと適切な位相シフトを付与するように選択される。
【００２２】
本発明の基線シフト減少回路４２が、ヘッドによって発生した読み取り信号に適切な低周波ブーストおよび／または位相シフトを提供するための何らかの回路を含むことができ、図５Ａに示す特定の回路に制限されないことは理解されるべきである。さらに本発明の基線シフト減少回路は薄膜ヘッドを用いるシステムなどの磁気抵抗ヘッドを使用しない磁気データ記録システムにおいても有用であることも理解されるべきである。
【００２３】
図４に示すように、パルス非対称性減少回路４４の１つの実施態様は、トランスコンダクタンス逓倍器５０、ピーク・フォロワ５２、アナログ−デジタル・コンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）５４、制御ユニット５６、デジタル−アナログ・コンバータ（Ｄ／Ａコンバータ）５８、および差動増幅器６０を含む。トランスコンダクタンス逓倍器５０は可変利得増幅器２５から増幅された読み取り信号を受信し、読み取り信号の正のピークを負のピークから分離し、対称フィードバック信号に応答して正と負のピークを別々に増幅してこれらの振幅を平衡化（イコライズ）する。読み取り信号の正と負のピークの振幅を別々に調節することのできる何らかの回路でトランスコンダクタンス逓倍器５０を置き換え得ることは理解されるべきである。さらに、本発明の現行の実施態様で用いているトランスコンダクタンス逓倍器５０は入力信号の逓倍を実行していないが、回路の平衡性のために使用されていることは理解されるべきである。
【００２４】
ピーク・フォロワ５２、Ａ／Ｄコンバータ５４、制御ユニット５６、およびＤ／Ａコンバータ５８はトランスコンダクタンス逓倍器５０からの出力信号を受信してこれらの信号を用いトランスコンダクタンス逓倍器５０で使用する対称フィードバック信号を発生するように動作する。本発明の目的のためには、前述の対称フィードバック信号を発生するための組み合せを、トランスコンダクタンス逓倍器５０の出力信号の正と負のピークの振幅の間に存在する非対称性のレベルを表わす信号を発生することのできる何らかの回路で置き換え得ることは理解されるべきである。
【００２５】
差動増幅器６０はトランスコンダクタンス逓倍器５０からの出力信号を受信してこれらの信号の差を増幅し、実質的に等しい振幅の正と負のピークを有する基線シフトの減少した単一の平衡化出力信号を発生するように動作する。この出力信号は遷移検出を実行する前にさらに処理するため、イコライザ２６に提供される。
【００２６】
図４のトランスコンダクタンス逓倍器５０について図６を参照してさらに詳細に説明する。図示した実施態様は、４象限トランスコンダクタンス逓倍器、すなわち、ギルバート・セルとして良く知られた回路である。２象限トランスコンダクタンス逓倍回路などその他の逓倍器構成を図示した実施態様の代わりに使用できることは理解されるべきである。図から分かるように、トランスコンダクタンス逓倍器５０は、一対の入力トランジスタＴ１、Ｔ２と一対の平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４とを含み、各々には平衡トランジスタ対Ｔ４／Ｔ５とＴ６／Ｔ７が含まれる。入力トランジスタＴ１、Ｔ２は各々が可変利得増幅器２５からの増幅された読み取り信号を伝送する平衡入力線７２の対応する線６８、７０に対してベース端子にて接続されている。入力トランジスタＴ１、Ｔ２のエミッタ端子は各々が対応するエミッタ抵抗Ｒ３、Ｒ４を経由して定電圧源６６によって生成される定電圧ノード６５に接続されている。
【００２７】
差動増幅器６２のトランジスタＴ４のベース端子は差動増幅器６４のトランジスタＴ６のベース端子に接続されている。同様に、差動増幅器６２のトランジスタＴ５のベース端子も差動増幅器６４のトランジスタＴ７のベース端子に接続されている。差動増幅器６２のトランジスタトランジスタＴ４とトランジスタＴ５のエミッタ端子は電気的に互いに結線され、差動増幅器６４のトランジスタトランジスタＴ６とトランジスタＴ７のエミッタ端子も同様に接続されている。差動増幅器６２、６４の接続されているエミッタ端子はそれぞれがさらに対応する入力トランジスタＴ１、Ｔ２のコレクタ端子へ接続される。トランジスタＴ４とトランジスタＴ７のコレクタは対応するコレクタ抵抗Ｒ１、Ｒ２を経由して直流定電圧源８０へ接続される。トランスコンダクタンス逓倍器５０は２つの出力信号を生成する。その一方はトランジスタＴ５のコレクタ電圧からなり、他方はトランジスタＴ６のコレクタ電圧からなる。
【００２８】
入力トランジスタＴ１、Ｔ２は可変利得増幅器２５からの増幅された読み取り信号を受信して、読み取り信号の正のピークを読み取り信号の負のピークから分離するように動作する。入力トランジスタＴ１、Ｔ２は平衡入力線７２の各々に対応する線６８、７０上の信号の整流によりこの分離を行なっている。言い換えれば、平衡入力線７２の各々の線６８、７０にある信号が特定の正の電圧を越えた時だけ、各々の入力トランジスタＴ１、Ｔ２は各々の差動増幅器６２、６４から電流を流そうとする。したがって、各々の平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４は単一の極性の読み取り信号ピークだけを処理する、即ち差動増幅器６２は正の読み取り信号ピークだけを処理し、差動増幅器６４は負の読み取り信号ピークだけを処理する。
【００２９】
トランスコンダクタンス逓倍器５０の平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４の各々は各々の入力トランジスタＴ１、Ｔ２から整流信号を受信し、これを用いて読み取り信号の負のピークまたは正のピークの一方に対応する単一の出力信号を発生する。たとえば、図６の実施態様では、平衡トランジスタ差動増幅器６２は、直流定電圧源８０の電圧とトランジスタＴ５のコレクタ抵抗Ｒ１の両端における電圧降下の間の差に基づいて読み取り信号の正のピークに対応する出力信号を発生している。同様に、平衡トランジスタ差動増幅器６４は、直流定電圧源８０の電圧とトランジスタＴ６のコレクタ抵抗Ｒ２の両端における電圧降下の間の差に基づいて読み取り信号の負のピークに対応する出力信号を発生している。簡単に説明すると、トランスコンダクタンス逓倍器５０は対称フィードバック信号を用いて平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４で発生する出力信号の振幅を調節する。
【００３０】
トランジスタＴ４とＴ６の結合されたベース端子はジャンクション・ダイオードＤ２とツェナーダイオードＤ４を経由して直流定電圧源８０へ接続されている。これらの接続端子は抵抗Ｒ９経由で接地にも接続されている。この構成ではトランジスタＴ４とＴ６の結合ベース端子に実質的に一定の直流電圧が発生する。トランジスタＴ５とＴ７の結合ベース端子はジャンクション・ダイオードＤ１および同じツェナーダイオードＤ４を経由して直流定電圧源８０へ接続されている。しかしこれらの端子は抵抗を介して接地に接続するのではなく、フィードバック信号入力ポート８２に接続されている。フィードバック信号入力ポート８２はさらに図４のＤ／Ａコンバータ５８へ接続されて可変電流の形で対称フィードバック信号を受信する。このフィードバック電流を変化させると、各平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４の各々の側を流れるコレクタ電流のバランスを調節することが可能になる。各平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４の各々の側を流れるコレクタ電流のバランスを変化させると、平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４の各々で発生する出力信号の振幅を効率的に調節できる。ジャンクション・ダイオードＤ１とジャンクション・ダイオードＤ２はトランスコンダクタンス逓倍器５０の動作を直線化するために使用している。
【００３１】
図４を参照すると、対称フィードバック信号を発生するため、ピーク・フォロワ５２はトランスコンダクタンス逓倍器５０から正と負のピーク出力信号を受信してピーク信号のどちらが大きい振幅を有しているか測定する。ピーク・フォロワは大きい方の振幅を表わす信号をＡ／Ｄコンバータ５４へ出力する。Ａ／Ｄコンバータ５４はピーク・フォロワ５２からの振幅値をデジタル化してデジタル値を制御ユニット５６へ供給する。制御ユニット５６は出力においてＤ／Ａコンバータ５８に接続され、トランスコンダクタンス逓倍器５０へ供給するフィードバック電流のレベルを制御する。この機能を用いて、Ａ／Ｄコンバータ５４のデジタル出力信号が最小になるまで、制御ユニット５６は逓倍器へ供給されるフィードバック電流の量を変化させる。この最小化処理は、トランスコンダクタンス逓倍器５０から出力される正と負のピークが実質的に等しくなることを補償する。図６に図示した本発明の実施態様において、フィードバック電流はトランジスタＴ５およびＴ７の結合ベース端子から離れる方向に常に向く、即ちフィードバック電流はトランジスタＴ５およびＴ７に供給されるベース電流を減少させようとする。しかし、図６の回路に僅かな変更を加えれば、より大幅な調節の柔軟性をもって、双方向フィードバック電流を使用できるようになることは理解されるべきである。
【００３２】
差動増幅器６０はトランスコンダクタンス逓倍器５０の正と負のピーク出力信号を受信するため、及び、これらを単一の平衡信号に再合成するためにトランスコンダクタンス逓倍器５０の出力に交流接続されている。差動増幅器６０はまたこれらの正と負のピーク出力信号を線形増幅する。したがって差動増幅器６０の出力は実質的に等しい振幅の正と負のピークを有する平衡読み取り信号である。
【００３３】
図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ、及び図７Ｄは図４の回路の様々な点における代表的な波形を示す。これらの波形は本発明の回路を用いて生の（raw）読み取り信号をどのように調整できるかを示したものである。図７Ａはプリアンプ２２の出力における代表的な読み取り信号波形を示している。図から分かるように、読み取り信号波形の正のピーク７４の振幅は波形の負のピーク７６の振幅より大きく、波形には望ましくない基線シフト７８が含まれている。図７Ｂは基線シフト減少回路４２の出力における読み取り信号波形を示している。この波形は実質的に減少した基線シフトを有しているが、ピーク非対称は未だ残っている。可変利得増幅器２４が線形デバイスであることから、図７Ｂの波形と同様の波形がトランスコンダクタンス逓倍器５０の入力に印加されることになる。図７Ｃはトランスコンダクタンス逓倍器５０の出力信号波形を示している。図から分かるように、正と負のピークの振幅は等しいが同じ極性であり、そのため２つの独立した信号から構成されている。これらの信号は差動増幅器６０の入力端子に印加されて、単一の平衡出力信号を発生させるように２つの信号の間の差を増幅する。図７Ｄは差動増幅器６０の出力信号を示している。図から明らかなように、正と負のピークは等しい振幅で図示した２つの波形は単一の平衡信号を含んでいる。
【００３４】
本発明の他の実施態様が存在することと、本明細書において開示された特定の回路構成が本発明を制限することを意味しないことは理解されるべきである。たとえば、図４に示してある基線シフト減少回路４２とパルス非対称性減少回路４４はＭＲヘッド１８と遷移検出回路３２の間のどこかに配置すべきであるが、図４に示した特定の場所に制限されるものではない。さらに、本発明は基線シフト減少回路４２とパルス非対称性減少回路４４の両方を有することに制限されるものではなく、これらの構成要素の一方だけを有することもできる。
【００３５】
本発明はこれの好適実施態様との関連において説明したが、当該技術の熟練者には容易に理解されるように本発明の趣旨と範囲から逸脱することなく変更および変化を工夫し得ることは理解されるべきである。このような変更および変化は本発明の範囲と添付の請求項の限界内に含まれるものと見なされる。
【図面の簡単な説明】
【図１】磁気抵抗読み取りヘッドの代表的な抵抗特性を示すグラフである。
【図２】磁気抵抗読み取りヘッドで発生する波形に特徴的な基線シフトを有する代表的な読み取り信号波形を示すグラフである。
【図３】本発明を含むように変更できる代表的な磁気データ記録システムを示すブロック図である。
【図４】図３の磁気データ記録システムにおいて実装された本発明の１つの実施態様を示すブロック図である。
【図５】（Ａ）は図４の基線シフト減少回路の１つの実施態様を示す模式図である。（Ｂ）は図５（Ａ）に図示した回路の周波数応答を示すグラフである。
【図６】図４の逓倍回路の１つの実施態様の模式図である。
【図７】（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）は図４の回路における様々な点で代表的な波形を示すグラフである。
【符号の説明】
１６…磁気媒体、１８…磁気ヘッド、２２…プリアンプ、２４，２５…可変利得増幅器、２６…イコライザ、３２…検出手段としての遷移検出回路、４４…パルス非対称性減少手段としてのパルス非対称性減少回路。

Claims (22)

1. 磁気極性遷移の形でデータを記憶するための磁気媒体（１６）と、
   前記磁気極性遷移によって発生する磁場を検出し、前記磁場をアナログ読み取り信号に変換するための磁気ヘッド（１８）と、前記磁気ヘッドはバイアス電流によりバイアスされることと、前記アナログ読み取り信号は正のパルスと負のパルスを含むとともにこれらのパルスはそれぞれ異なる振幅を有することと、
   前記アナログ読み取り信号を前記磁気媒体上にもともと記録されているデータを表わすデジタルデータ信号へと変換するための検出手段（３２）と、
   前記ヘッドと前記検出手段の間に配置される読み取り信号前処理手段（４４）と、
   前記読み取り信号前処理手段は、前記アナログ読み取り信号が前記検出手段に到達する前に、前記アナログ読み取り信号の正のパルスと負のパルスの振幅を別々に調節することにより、該アナログ読み取り信号の正のパルスと負のパルスの振幅をほぼ等しくするためのパルス非対称性減少手段（５０）を有することと、
   前記読み取り信号前処理手段（４４）は前記パルス非対称性減少手段（５０）と前記検出手段（３２）との間に位置する差動増幅手段（６０）を備え、その差動増幅手段（６０）は前記パルス非対称性減少手段から出力信号を受信するとともに、前記出力信号の間の差を増幅することと
   を含む磁気データ記録システム。
2. 前記磁気媒体（１６）が、磁気テープ、フロッピー・ディスク、およびハードディスクのうちの１つを含む請求項１に記載のシステム。
3. 前記磁気ヘッド（１８）が、磁気抵抗ヘッド、薄膜ヘッド、およびフェライト・ヘッドのうちの１つを含む請求項１に記載のシステム。
4. 前記磁気ヘッド（１８）が、磁気抵抗ヘッドを含み、
   前記バイアス電流は、前記アナログ読み取り信号の信号対雑音比を改善するため抵抗特性の非線形領域において前記磁気抵抗ヘッドをバイアスするように選択される請求項１に記載のシステム。
5. 前記検出手段（３２）が、ピーク検出器、ＰＲＭＬチャネル、および決定フィードバックチャネルの１つを含む請求項１に記載のシステム。
6. 前記パルス非対称性減少手段（５０）が、トランスコンダクタンス逓倍器を含む請求項１に記載のシステム。
7. 前記パルス非対称性減少手段（５０）が、前記アナログ読み取り信号の前記正のパルスを前記アナログ読み取り信号の前記負のパルスから分離するための分離手段を含む請求項１に記載のシステム。
8. 前記パルス非対称性減少手段（５０）がさらに、前記正と負のパルスの振幅を別々に調節して非対称性を減少させるための振幅調節手段を含む請求項７に記載のシステム。
9. 前記パルス非対称性減少手段（５０）がさらに、前記振幅調節手段（６２，６４）によって振幅が調節された後で、前記正のパルスと前記負のパルスを単一の信号に再合成するための再合成手段を含む請求項８に記載のシステム。
10. 前記分離手段が、前記アナログ読み取り信号を整流するための手段（Ｔ１，Ｔ２）を含む請求項７に記載のシステム。
11. 前記振幅調節手段（６２，６４）が、前記振幅調節手段の出力信号の対称性に基づいてフィードバック信号を発生するためのフィードバック手段を含み、前記フィードバック信号は前記読み取り信号の前記正と負のパルスの振幅を調節するため前記調節手段（６２，６４）で用いられる請求項８に記載のシステム。
12. 前記フィードバック手段が、前記振幅調節手段の前記出力信号において前記正と負のパルスの最大ピーク値を測定するためのピーク測定手段（５２）を含む請求項７に記載のシステム。
13. 前記フィードバック手段がさらに、前記ピーク測定手段（５２）から前記最大ピーク値を連続的に受信するためと、前記最大ピーク値が実質的に最小になるまで前記調節手段（６２，６４）によって用いられる前記フィードバック信号を変化させるための制御手段（５６）を含む請求項１２に記載のシステム。
14. 前記ピーク測定手段が、ピーク・フォロワ回路（５２）を含む請求項１２に記載のシステム。
15. 前記読み取り信号前処理手段が、前記読み取り信号の前記基線シフトを減少するための基線シフト減少手段（４２）を含む請求項１に記載のシステム。
16. 磁気極性遷移の形でデータを記憶するための磁気媒体（１６）と、
    前記磁気極性遷移によって発生する磁場を検出するため、及び、前記磁場をアナログ読み取り信号に変換するための磁気抵抗（ＭＲ）ヘッド（１８）と、前記ＭＲヘッド（１８）は前記アナログ読み取り信号の信号対雑音比を改善するため抵抗特性上の非線形領域でバイアス電流によりバイアスされることと、前記アナログ読み取り信号は各々が振幅を備える正及び負のパルスを含むことと、ゼロ電圧基線に対する前記アナログ読み取り信号の正と負のパルスの振幅は等しくないことと
    からなるディスクドライブ装置において、
    前記正と負のパルスの振幅を平衡化するための手段（５０）と、前記平衡化手段は前記ＭＲヘッド（１８）と検出器（３２）との間に配置されることと、
    前記正と負のパルスの振幅を平衡化するための手段（５０）からの出力信号の間の差を増幅する増幅手段（６０）と、その増幅手段は、前記正と負のパルスの振幅を平衡化するための手段（５０）と前記検出器（３２）との間に配置されていることを特徴とするディスクドライブ装置。
17. 前記ＭＲヘッドによって発生した前記アナログ読み取り信号は望ましくないシフトした基線を含み、
    前記ディスクドライブ装置はさらに、前記アナログ読み取り信号の前記シフトした基線を減少するための手段（４２）を含む
    請求項１６に記載のディスクドライブ装置。
18. 前記平衡化手段（５０）が、トランスコンダクタンス逓倍器を含む請求項１６に記載のディスクドライブ装置。
19. 前記平衡化手段（５０）が、前記アナログ読み取り信号の前記正のパルスを前記アナログ読み取り信号の前記負のパルスから分離するための手段を含む請求項１６に記載のディスクドライブ装置。
20. 前記平衡化手段（５０）がさらに、前記アナログ読み取り信号の前記正と負のピークの振幅を別々に調節するための手段を含む請求項１９に記載のディスクドライブ装置。
21. 前記平衡化手段（５０）がさらに、前記振幅が調節された後で前記正と負のピークを１つのアナログ信号に再合成するための手段を含む請求項２０に記載のディスクドライブ装置。
22. 前記分離手段が、前記アナログ読み取り信号を整流するための整流手段（Ｔ１，Ｔ２）を含む請求項１９に記載のディスクドライブ装置。

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