JPH0554311A - データ再生装置 - Google Patents
データ再生装置Info
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- JPH0554311A JPH0554311A JP21380491A JP21380491A JPH0554311A JP H0554311 A JPH0554311 A JP H0554311A JP 21380491 A JP21380491 A JP 21380491A JP 21380491 A JP21380491 A JP 21380491A JP H0554311 A JPH0554311 A JP H0554311A
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- Japan
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- signal
- circuit
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- read
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Abstract
(57)【要約】
【目的】データ再生装置において、読出し信号を微分す
ることなく正確なリードデータを得る。 【構成】ヘッドアップ１２から出力される第１および第
２のディファレンシャル信号ａ、ｂをそれぞれ全波整流
回路１４ａ、１４ｂにて全波整流した後、その第１およ
び第２の全波整流波形信号ｃ、ｄをそれぞれ非線形増幅
回路１５ａ、１５ｂにて分解能が１００％となるように
非線形増幅し、その第１および第２の非線形増幅波形信
号ｅ、ｆをコンパレータ１６にて比較してリードデータ
信号ＲＤ1を生成し、さらにノイズ除去回路１７および
位相補償回路１８によりリードデータ信号ＲＤ1 の位相
を補償し、正確なリードデータ信号ＲＤ3 を出力する。
ることなく正確なリードデータを得る。 【構成】ヘッドアップ１２から出力される第１および第
２のディファレンシャル信号ａ、ｂをそれぞれ全波整流
回路１４ａ、１４ｂにて全波整流した後、その第１およ
び第２の全波整流波形信号ｃ、ｄをそれぞれ非線形増幅
回路１５ａ、１５ｂにて分解能が１００％となるように
非線形増幅し、その第１および第２の非線形増幅波形信
号ｅ、ｆをコンパレータ１６にて比較してリードデータ
信号ＲＤ1を生成し、さらにノイズ除去回路１７および
位相補償回路１８によりリードデータ信号ＲＤ1 の位相
を補償し、正確なリードデータ信号ＲＤ3 を出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば磁気ディスク装
置に用いられるデータ再生装置に関する。
置に用いられるデータ再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、磁気ディスク装置に用いられるデ
ータ再生装置としては、図１２に示されるようなものが
知られている。このデータ再生装置は、アンプ（ＡＭ
Ｐ）５１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３、波形等化
回路５４、微分回路５５、コンパレータ５６、パルス整
形回路５７から構成されている。
ータ再生装置としては、図１２に示されるようなものが
知られている。このデータ再生装置は、アンプ（ＡＭ
Ｐ）５１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）５３、波形等化
回路５４、微分回路５５、コンパレータ５６、パルス整
形回路５７から構成されている。
【０００３】磁気ヘッド５１から読出された読出し信号
は、アンプ５１で増幅された後、ローパスフィルタ５３
を介して波形等化回路５４に与えられる。この波形等化
回路５４は、読出し信号の分解能を上げるための波形等
化を行う。一般に、微分によるデータ再生方式では、読
出し信号の分解能は６０〜６５％程度が限界で、これよ
り低くなると使うことができない。そこで、分解能が３
０％程度の状態まで使えるように、上述したような波形
等化が行われる。
は、アンプ５１で増幅された後、ローパスフィルタ５３
を介して波形等化回路５４に与えられる。この波形等化
回路５４は、読出し信号の分解能を上げるための波形等
化を行う。一般に、微分によるデータ再生方式では、読
出し信号の分解能は６０〜６５％程度が限界で、これよ
り低くなると使うことができない。そこで、分解能が３
０％程度の状態まで使えるように、上述したような波形
等化が行われる。
【０００４】波形等化された読出し信号は、微分回路５
５で微分された後、コンパレータ５６で基準信号と比較
される。これにより、読出し信号のピーク点に従うパル
ス信号が得られる。このパルス信号は、パルス整形回路
５７でパルス整形され、リードデータ信号として出力さ
れる。
５で微分された後、コンパレータ５６で基準信号と比較
される。これにより、読出し信号のピーク点に従うパル
ス信号が得られる。このパルス信号は、パルス整形回路
５７でパルス整形され、リードデータ信号として出力さ
れる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記したような微分方
式を用いたデータ再生装置では、以下のような問題があ
り、高記録密度化が困難であった。
式を用いたデータ再生装置では、以下のような問題があ
り、高記録密度化が困難であった。
【０００６】（１）読出し信号の分解能を上げるために
波形等化回路を必要とする。このため、波形等化回路の
定数設定が面倒であり、分解能を無理に上げようとする
と過修正による波形のひずみが発生する。また、ＩＣ化
が困難。 （２）微分回路によりｓ／ｎ比を悪化させる。 （３）雑音によるゼロクロス点の変位が大きく、位相マ
ージンを減少させる。
波形等化回路を必要とする。このため、波形等化回路の
定数設定が面倒であり、分解能を無理に上げようとする
と過修正による波形のひずみが発生する。また、ＩＣ化
が困難。 （２）微分回路によりｓ／ｎ比を悪化させる。 （３）雑音によるゼロクロス点の変位が大きく、位相マ
ージンを減少させる。
【０００７】本発明は上記のような点に鑑みなされたも
ので、読出し信号を微分することなく正確なリードデー
タを得ることのできるデータ再生装置を提供することを
目的とする。
ので、読出し信号を微分することなく正確なリードデー
タを得ることのできるデータ再生装置を提供することを
目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係るデータ再生
装置は、ヘッドから読出された読出し信号に基づく第１
および第２のディファレンシャル信号をそれぞれ全波整
流し、その第１および第２の全波整流波形信号をそれぞ
れ非線形増幅し、その第１および第２の非線形増幅波形
信号を比較して上記読出し信号のピークに応じたリード
データ信号を生成するようにしたものである。さらに、
本発明は、上記のようにして生成されたリードデータ信
号の位相を予め設定されたパルス幅に基づいて補償する
ようにしたものである。
装置は、ヘッドから読出された読出し信号に基づく第１
および第２のディファレンシャル信号をそれぞれ全波整
流し、その第１および第２の全波整流波形信号をそれぞ
れ非線形増幅し、その第１および第２の非線形増幅波形
信号を比較して上記読出し信号のピークに応じたリード
データ信号を生成するようにしたものである。さらに、
本発明は、上記のようにして生成されたリードデータ信
号の位相を予め設定されたパルス幅に基づいて補償する
ようにしたものである。
【０００９】
【作用】上記の構成によれば、読出し信号を微分するこ
となく、読出し信号のピークに応じたリードデータ信号
を得ることができる。この場合、第１および第２の非線
形増幅波形信号の比較によって得られるリードデータ信
号には、グリッジノイズが含まれており、また、そのノ
イズによってパルス幅も異なる。そこで、上記リードデ
ータ信号の位相を予め設定されたパルス幅に基づいて補
償する必要がある。
となく、読出し信号のピークに応じたリードデータ信号
を得ることができる。この場合、第１および第２の非線
形増幅波形信号の比較によって得られるリードデータ信
号には、グリッジノイズが含まれており、また、そのノ
イズによってパルス幅も異なる。そこで、上記リードデ
ータ信号の位相を予め設定されたパルス幅に基づいて補
償する必要がある。
【００１０】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の一実施例に係
るデータ再生装置を説明する。
るデータ再生装置を説明する。
【００１１】図１は例えば磁気ディスク装置に用いられ
るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。図１
において、磁気ヘッド１１は図示せぬ記録媒体上をシー
クし、データのリード／ライト動作を行うものであり、
ここではリード動作によって得られる読出し信号（アナ
ログ信号）をヘッドアップ（ＡＭＰ）１２に出力する。
ヘッドアップ１２は、磁気ヘッド１１から読出された読
出し信号に基づいて、互いに極性の異なるディファレン
シャル信号ａ、ｂをフィルタ１３に出力する。フィルタ
１３は、ディファレンシャル信号ａ、ｂに含まれている
ノイズ成分を除去する。
るデータ再生装置の構成を示すブロック図である。図１
において、磁気ヘッド１１は図示せぬ記録媒体上をシー
クし、データのリード／ライト動作を行うものであり、
ここではリード動作によって得られる読出し信号（アナ
ログ信号）をヘッドアップ（ＡＭＰ）１２に出力する。
ヘッドアップ１２は、磁気ヘッド１１から読出された読
出し信号に基づいて、互いに極性の異なるディファレン
シャル信号ａ、ｂをフィルタ１３に出力する。フィルタ
１３は、ディファレンシャル信号ａ、ｂに含まれている
ノイズ成分を除去する。
【００１２】全波整流回路１４ａは、フィルタ１３によ
ってノイズ成分が除去されたディファレンシャル信号ａ
を全波整流し、その全波整流波形信号ｃを非線形増幅回
路１５ａに出力する。同様に、全波整流回路１４ｂは、
ディファレンシャル信号ｂを全波整流し、その全波整流
波形信号ｄを非線形増幅回路１５ｂに出力する。非線形
増幅回路１５ａは、全波整流波形信号ｃを非線形増幅
し、その非線形増幅波形信号ｅをコンパレータ１６に出
力する。同様に、非線形増幅回路１５ｂは、全波整流波
形信号ｄを非線形増幅し、その非線形増幅波形信号ｆを
コンパレータ１６に出力する。コンパレータ１６は、非
線形増幅波形信号ｅ、ｆを比較し、読出し信号のピーク
に応じたリードデータ信号ＲＤ1 を生成する。
ってノイズ成分が除去されたディファレンシャル信号ａ
を全波整流し、その全波整流波形信号ｃを非線形増幅回
路１５ａに出力する。同様に、全波整流回路１４ｂは、
ディファレンシャル信号ｂを全波整流し、その全波整流
波形信号ｄを非線形増幅回路１５ｂに出力する。非線形
増幅回路１５ａは、全波整流波形信号ｃを非線形増幅
し、その非線形増幅波形信号ｅをコンパレータ１６に出
力する。同様に、非線形増幅回路１５ｂは、全波整流波
形信号ｄを非線形増幅し、その非線形増幅波形信号ｆを
コンパレータ１６に出力する。コンパレータ１６は、非
線形増幅波形信号ｅ、ｆを比較し、読出し信号のピーク
に応じたリードデータ信号ＲＤ1 を生成する。
【００１３】さらに、同実施例では、ノイズ除去回路１
７および位相補償回路１８を備えている。ノイズ除去回
路１７は、コンパレータ１６で生成されたリードデータ
信号ＲＤ1 に含まれているグリッジノイズを除去し、そ
のノイズ除去後のリードデータ信号ＲＤ2 を位相補償回
路１８に出力する。位相補償回路１８は、リードデータ
信号ＲＤ2 のパルス幅のばらつきを補償する。次に、同
実施例の動作を説明する。
７および位相補償回路１８を備えている。ノイズ除去回
路１７は、コンパレータ１６で生成されたリードデータ
信号ＲＤ1 に含まれているグリッジノイズを除去し、そ
のノイズ除去後のリードデータ信号ＲＤ2 を位相補償回
路１８に出力する。位相補償回路１８は、リードデータ
信号ＲＤ2 のパルス幅のばらつきを補償する。次に、同
実施例の動作を説明する。
【００１４】磁気ヘッド１１は、図示せぬ記録媒体の半
径方向にシークし、その記録媒体上に記録されている磁
化反転情報を読出す。この読出された情報は、読出し信
号としてヘッドアップ１２に与えられ、再生系にディフ
ァレンシャル出力される。このときのディファレンシャ
ル信号ａ、ｂの波形を図２に示す。図２に示すように、
ディファレンシャル信号ａ、ｂの極性は互いに異なって
いる。このディファレンシャル信号ａ、ｂは、フィルタ
１３においてノイズ成分が除去された後、それぞれ全波
整流回路１４ａ、１４ｂにおいて全波整流される。この
ときの全波整流波形信号ｃ、ｄの波形を図２に示す。
径方向にシークし、その記録媒体上に記録されている磁
化反転情報を読出す。この読出された情報は、読出し信
号としてヘッドアップ１２に与えられ、再生系にディフ
ァレンシャル出力される。このときのディファレンシャ
ル信号ａ、ｂの波形を図２に示す。図２に示すように、
ディファレンシャル信号ａ、ｂの極性は互いに異なって
いる。このディファレンシャル信号ａ、ｂは、フィルタ
１３においてノイズ成分が除去された後、それぞれ全波
整流回路１４ａ、１４ｂにおいて全波整流される。この
ときの全波整流波形信号ｃ、ｄの波形を図２に示す。
【００１５】この全波整流波形信号ｃ、ｄは、それぞれ
非線形増幅回路１５ａ、１５ｂにおいて、信号パターン
に関係なく半値幅が一定となるように（分解能が１００
％となるように）非線形増幅された後、コンパレータ１
６に与えられる。詳しくは、図３に示すように、所定の
オフセットが加えられた後、それぞれ対数増幅、逆対数
増幅されてコンパレータ１６に与えられる。この場合、
それぞれのアンプのゲインおよびオフセット量はコンパ
レータ１６から出力されるリードデータ信号ＲＤ1 のパ
ルス幅に影響を与えるため、後述する位相補償回路１８
の性能や再生されたリード波形の特性を考慮した上で、
最適値に設定する必要がある。また、ここでは、対数増
幅回路を例にして説明したが、例えば２乗増幅回路など
の他の演算増幅回路を用いても同様に構成できる。
非線形増幅回路１５ａ、１５ｂにおいて、信号パターン
に関係なく半値幅が一定となるように（分解能が１００
％となるように）非線形増幅された後、コンパレータ１
６に与えられる。詳しくは、図３に示すように、所定の
オフセットが加えられた後、それぞれ対数増幅、逆対数
増幅されてコンパレータ１６に与えられる。この場合、
それぞれのアンプのゲインおよびオフセット量はコンパ
レータ１６から出力されるリードデータ信号ＲＤ1 のパ
ルス幅に影響を与えるため、後述する位相補償回路１８
の性能や再生されたリード波形の特性を考慮した上で、
最適値に設定する必要がある。また、ここでは、対数増
幅回路を例にして説明したが、例えば２乗増幅回路など
の他の演算増幅回路を用いても同様に構成できる。
【００１６】このようにして非線形増幅された非線形増
幅波形信号ｅ、ｆの波形を図２に示す。この非線形増幅
波形信号ｅ、ｆをコンパレータ１６で比較することによ
り、読出し信号のピークに応じたリードデータ信号ＲＤ
1 が生成される。このときのリードデータ信号ＲＤ1 の
波形を図２に示す。
幅波形信号ｅ、ｆの波形を図２に示す。この非線形増幅
波形信号ｅ、ｆをコンパレータ１６で比較することによ
り、読出し信号のピークに応じたリードデータ信号ＲＤ
1 が生成される。このときのリードデータ信号ＲＤ1 の
波形を図２に示す。
【００１７】ここで、上記のようにして生成されたリー
ドデータ信号ＲＤ1 には、通常図５に示すようなグリッ
ジノイズＮ1 、Ｎ2 が含まれている上、図中Ｔで示され
るパルス幅も一定ではなく、ある程度のばらつきがあ
る。したがって、このリードデータ信号ＲＤ1 は、正常
なリードデータとしては実際には使えない。そこで、同
実施例では、ノイズ除去回路１７および位相補償回路１
８を用いて、リードデータ信号ＲＤ1 のノイズ成分を除
去すると共にパルス幅のばらつきを補償するようにして
いる。以下にその動作を説明する。
ドデータ信号ＲＤ1 には、通常図５に示すようなグリッ
ジノイズＮ1 、Ｎ2 が含まれている上、図中Ｔで示され
るパルス幅も一定ではなく、ある程度のばらつきがあ
る。したがって、このリードデータ信号ＲＤ1 は、正常
なリードデータとしては実際には使えない。そこで、同
実施例では、ノイズ除去回路１７および位相補償回路１
８を用いて、リードデータ信号ＲＤ1 のノイズ成分を除
去すると共にパルス幅のばらつきを補償するようにして
いる。以下にその動作を説明する。
【００１８】ノイズ除去回路１７は、リードデータ信号
ＲＤ1 のノイズ成分を除去する回路である。図４にその
回路構成を示し、図５にそのタイミングチャートを示
す。図４において、２１〜２３はフリップフロップ、２
４および２５は単安定マルチバイブレータである。ま
た、２６〜２８はＡＮＤ回路、２９はインバータであ
る。フリップフロップ２１は、コンパレータ１６の出力
信号であるリードデータ信号ＲＤ1 の入力に従って信号
Ｑ1 をリードデータ信号ＲＤ2 として出力する。このと
き、マルチバイブレータ２４は、信号Ｑ1 の入力タイミ
ングでＴ1 の期間だけ信号Ｑ2 をリセット信号ＲＳＴと
して出力する。このマルチバイブレータ２４からパルス
が出ている期間は、リセット信号ＲＳＴによりグリッジ
ノイズＮ1 による回路の誤動作が防止される。また、マ
ルチバイブレータ２５は、フリップフロップ２３から出
力される信号の入力タイミングでＴ2 の期間だけ信号Ｑ
3 を出力する。この信号Ｑ3 により、回路がリセットさ
れると共にグリッジノイズＮ2 による回路誤動作が防止
される。
ＲＤ1 のノイズ成分を除去する回路である。図４にその
回路構成を示し、図５にそのタイミングチャートを示
す。図４において、２１〜２３はフリップフロップ、２
４および２５は単安定マルチバイブレータである。ま
た、２６〜２８はＡＮＤ回路、２９はインバータであ
る。フリップフロップ２１は、コンパレータ１６の出力
信号であるリードデータ信号ＲＤ1 の入力に従って信号
Ｑ1 をリードデータ信号ＲＤ2 として出力する。このと
き、マルチバイブレータ２４は、信号Ｑ1 の入力タイミ
ングでＴ1 の期間だけ信号Ｑ2 をリセット信号ＲＳＴと
して出力する。このマルチバイブレータ２４からパルス
が出ている期間は、リセット信号ＲＳＴによりグリッジ
ノイズＮ1 による回路の誤動作が防止される。また、マ
ルチバイブレータ２５は、フリップフロップ２３から出
力される信号の入力タイミングでＴ2 の期間だけ信号Ｑ
3 を出力する。この信号Ｑ3 により、回路がリセットさ
れると共にグリッジノイズＮ2 による回路誤動作が防止
される。
【００１９】位相補償回路１８は、上記ノイズ除去回路
１７によってノイズ除去されたリードデータ信号ＲＤ2
のパルス幅（ノイズによって異なる）を一定にする回路
であり、図６に示すようにパルス幅検出回路３１、パル
ス発生回路３２、ディレイライン３３からなる。パルス
幅検出回路３１は、リードデータ信号ＲＤ2 のパルス幅
を検出し、その検出結果に応じたディレイラインセレク
ト信号ＳＥをディレイライン３３に出力する。パルス発
生回路３２は、単安定マルチバイブレータからなり、リ
ードデータ信号ＲＤ2 の入力によりパルス信号ＱA をデ
ィレイライン３３に出力する。ディレイライン３３は、
ディレイラインセレクト信号ＳＥに従ってパルス信号Ｑ
A を遅延し、これを最終的なリードデータ信号ＲＤ3 と
して出力する。
１７によってノイズ除去されたリードデータ信号ＲＤ2
のパルス幅（ノイズによって異なる）を一定にする回路
であり、図６に示すようにパルス幅検出回路３１、パル
ス発生回路３２、ディレイライン３３からなる。パルス
幅検出回路３１は、リードデータ信号ＲＤ2 のパルス幅
を検出し、その検出結果に応じたディレイラインセレク
ト信号ＳＥをディレイライン３３に出力する。パルス発
生回路３２は、単安定マルチバイブレータからなり、リ
ードデータ信号ＲＤ2 の入力によりパルス信号ＱA をデ
ィレイライン３３に出力する。ディレイライン３３は、
ディレイラインセレクト信号ＳＥに従ってパルス信号Ｑ
A を遅延し、これを最終的なリードデータ信号ＲＤ3 と
して出力する。
【００２０】図７および図８に上記位相補償回路１８の
具体的な回路構成を示し、図９および図１０にそのタイ
ミングチャートを示す。図７において、Ａ1 〜Ａn はデ
ィレイライン、Ｂ1 〜Ｂn はＥＸ−ＯＲ回路、Ｃ1 〜Ｃ
n はＡＮＤ回路、Ｄ1 〜Ｄnはフリップフロップ、Ｅ1
〜Ｅn はＥＸ−ＯＲ回路である。また、図８において、
４１は単安定マルチバイブレータ、Ｆ1 〜Ｆn はディレ
イライン、Ｇ1 〜ＧnはＡＮＤ回路、Ｈ1 はＯＲ回路で
ある。
具体的な回路構成を示し、図９および図１０にそのタイ
ミングチャートを示す。図７において、Ａ1 〜Ａn はデ
ィレイライン、Ｂ1 〜Ｂn はＥＸ−ＯＲ回路、Ｃ1 〜Ｃ
n はＡＮＤ回路、Ｄ1 〜Ｄnはフリップフロップ、Ｅ1
〜Ｅn はＥＸ−ＯＲ回路である。また、図８において、
４１は単安定マルチバイブレータ、Ｆ1 〜Ｆn はディレ
イライン、Ｇ1 〜ＧnはＡＮＤ回路、Ｈ1 はＯＲ回路で
ある。
【００２１】このような構成において、ノイズ除去回路
１７によってノイズ除去されたリードデータ信号ＲＤ2
は、ディレイラインＡ1 〜Ａn を通過する。このディレ
イラインＡ1 〜Ａn を通過したリードデータ信号ＲＤ2
は、ＥＸ−ＯＲ回路Ｂ1 〜Ｂn およびＡＮＤ回路Ｃ1 〜
Ｃn を介してフリップフロップＤ1 〜Ｄn を作動させる
信号となる。この場合、ＡＮＤ回路Ｃ1 〜Ｃn の出力信
号は、図１１に示すようにリードデータ信号ＲＤ2 のパ
ルス幅ｔ1 〜ｔ4 を示している。このＡＮＤ回路Ｃ1 〜
Ｃn の信号によりフリップフロップＤ1 〜Ｄn がセット
され、そのフリップフロップＤ1 〜Ｄn の出力はＥＸ−
ＯＲ回路Ｅ1 〜Ｅn を介してディレイラインセレクト信
号ＳＥとなる。
１７によってノイズ除去されたリードデータ信号ＲＤ2
は、ディレイラインＡ1 〜Ａn を通過する。このディレ
イラインＡ1 〜Ａn を通過したリードデータ信号ＲＤ2
は、ＥＸ−ＯＲ回路Ｂ1 〜Ｂn およびＡＮＤ回路Ｃ1 〜
Ｃn を介してフリップフロップＤ1 〜Ｄn を作動させる
信号となる。この場合、ＡＮＤ回路Ｃ1 〜Ｃn の出力信
号は、図１１に示すようにリードデータ信号ＲＤ2 のパ
ルス幅ｔ1 〜ｔ4 を示している。このＡＮＤ回路Ｃ1 〜
Ｃn の信号によりフリップフロップＤ1 〜Ｄn がセット
され、そのフリップフロップＤ1 〜Ｄn の出力はＥＸ−
ＯＲ回路Ｅ1 〜Ｅn を介してディレイラインセレクト信
号ＳＥとなる。
【００２２】一方、ディレイラインＡ1 〜Ａn を通過し
たリードデータ信号ＲＤ2 は、マルチバイブレータ４１
に入力される。これにより、マルチバイブレータ４１か
ら一定のパルス幅を持つパルス信号ＱA が出力される。
この信号ＱA のパルス幅は、後段の回路構成に合わせて
設定される。マルチバイブレータの出力ＱA は、ディレ
イラインＦ1 〜Ｆn を通過する。このディレイラインＦ
1 〜Ｆn を通過した信号ＱA は、ＡＮＤ回路Ｇ1 〜Ｇn
を介して前段のディレイラインセレクト信号ＳＥによっ
て選択される。この場合、図１０のタイミングチャート
に示すように、パルス幅が広い場合にはディレイの少な
いパスが選択され、パルス幅が狭い場合にはディレイの
多いパスが選択される。これにより、図１１に示すよう
に、リードデータ信号ＲＤ2 の位相が補償され、読出し
信号のピークに応じた正確なリードデータ信号ＲＤ3 が
得られる。
たリードデータ信号ＲＤ2 は、マルチバイブレータ４１
に入力される。これにより、マルチバイブレータ４１か
ら一定のパルス幅を持つパルス信号ＱA が出力される。
この信号ＱA のパルス幅は、後段の回路構成に合わせて
設定される。マルチバイブレータの出力ＱA は、ディレ
イラインＦ1 〜Ｆn を通過する。このディレイラインＦ
1 〜Ｆn を通過した信号ＱA は、ＡＮＤ回路Ｇ1 〜Ｇn
を介して前段のディレイラインセレクト信号ＳＥによっ
て選択される。この場合、図１０のタイミングチャート
に示すように、パルス幅が広い場合にはディレイの少な
いパスが選択され、パルス幅が狭い場合にはディレイの
多いパスが選択される。これにより、図１１に示すよう
に、リードデータ信号ＲＤ2 の位相が補償され、読出し
信号のピークに応じた正確なリードデータ信号ＲＤ3 が
得られる。
【００２３】すなわち、図１１において、ｄ1 〜ｄ4 は
遅延量であり、これらはリードデータ信号ＲＤ2 のパル
ス幅ｔ1 〜ｔ4 によって異なる。通常、パルス幅ｔ1 〜
ｔ4はある値ｔo を中心として分散を持つ。パルス幅ｔ1
〜ｔ4 がその値ｔ0 をとるとき、ＥＸ−ＯＲ回路Ｂ1
〜Ｂn の中心が「Ｈ」となるように遅延量ｄ1 〜ｄ4を
設定する必要がある。
遅延量であり、これらはリードデータ信号ＲＤ2 のパル
ス幅ｔ1 〜ｔ4 によって異なる。通常、パルス幅ｔ1 〜
ｔ4はある値ｔo を中心として分散を持つ。パルス幅ｔ1
〜ｔ4 がその値ｔ0 をとるとき、ＥＸ−ＯＲ回路Ｂ1
〜Ｂn の中心が「Ｈ」となるように遅延量ｄ1 〜ｄ4を
設定する必要がある。
【００２４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、読出し信
号を微分することなく正確なリードデータを得ることが
できる。この場合、従来のような波形等化回路を必要と
しないため、ＩＣ化が容易であり、また、弊害をほとん
どもたらすことなしに分解能を１００％に上げることが
できる。さらに、雑音に起因する位相マージンの減少も
少ない。これにより、例えば磁気ディスク装置におい
て、高記録密度化を実現することができる。
号を微分することなく正確なリードデータを得ることが
できる。この場合、従来のような波形等化回路を必要と
しないため、ＩＣ化が容易であり、また、弊害をほとん
どもたらすことなしに分解能を１００％に上げることが
できる。さらに、雑音に起因する位相マージンの減少も
少ない。これにより、例えば磁気ディスク装置におい
て、高記録密度化を実現することができる。
【図１】本発明の一実施例に係る構成を示すブロック
図。
図。
【図２】同実施例の動作を説明するためのタイミングチ
ャート。
ャート。
【図３】同実施例の非線形増幅回路の動作を説明するた
めの図。
めの図。
【図４】同実施例のノイズ除去回路の構成を示す回路
図。
図。
【図５】上記ノイズ除去回路の動作を説明するためのタ
イミングチャート。
イミングチャート。
【図６】同実施例の位相補償回路の構成を示すブロック
図。
図。
【図７】上記位相補償回路の構成を示す回路図。
【図８】上記位相補償回路の構成を示す回路図。
【図９】上記位相補償回路の動作を説明するためのタイ
ミングチャート。
ミングチャート。
【図１０】上記位相補償回路の動作を説明するためのタ
イミングチャート。
イミングチャート。
【図１１】上記位相補償回路の動作を説明するための図
【図１２】従来のデータ再生装置の構成を示すブロック
図。
図。
１１…磁気ヘッド、１２…ヘッドアップ、１３…フィル
タ、１４ａおよび１４ｂ…全波整流回路、１５ａおよび
１５ｂ…非線形増幅回路、１６…コンパレータ、１７…
ノイズ除去回路、１８…位相補償回路、ａおよびｂ…デ
ィファレンシャル信号、ｃおよびｄ…全波整流波形信
号、ｅおよびｆ…非線形増幅波形信号、ＲＤ1 ，ＲＤ2
およびＲＤ3 …リードデータ信号。
タ、１４ａおよび１４ｂ…全波整流回路、１５ａおよび
１５ｂ…非線形増幅回路、１６…コンパレータ、１７…
ノイズ除去回路、１８…位相補償回路、ａおよびｂ…デ
ィファレンシャル信号、ｃおよびｄ…全波整流波形信
号、ｅおよびｆ…非線形増幅波形信号、ＲＤ1 ，ＲＤ2
およびＲＤ3 …リードデータ信号。
Claims (2)
- 【請求項１】 ヘッドから読出された読出し信号に基づ
いて、互いに極性の異なる第１および第２のディファレ
ンシャル信号を出力するヘッドアップと、 このヘッドアップから出力された上記第１および第２の
ディファレンシャル信号をそれぞれ全波整流し、第１お
よび第２の全波整流波形信号を生成する全波整流手段
と、 この全波整流手段によって生成された上記第１および第
２の全波整流波形信号をそれぞれ非線形増幅し、第１お
よび第２の非線形増幅波形信号を生成する非線形増幅手
段と、 この非線形増幅手段によって生成された上記第１および
第２の非線形増幅波形信号を比較し、上記読出し信号の
ピークに応じたリードデータ信号を生成する比較手段と
を具備したことを特徴とするデータ再生装置。 - 【請求項２】 上記比較手段によって生成された上記リ
ードデータ信号の位相を予め設定されたパルス幅に基づ
いて補償する位相補償手段をさらに具備したことを特徴
とする請求項１記載のデータ再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21380491A JPH0554311A (ja) | 1991-08-26 | 1991-08-26 | データ再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21380491A JPH0554311A (ja) | 1991-08-26 | 1991-08-26 | データ再生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0554311A true JPH0554311A (ja) | 1993-03-05 |
Family
ID=16645321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21380491A Pending JPH0554311A (ja) | 1991-08-26 | 1991-08-26 | データ再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0554311A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7907006B2 (en) | 2008-06-10 | 2011-03-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Demodulator |
-
1991
- 1991-08-26 JP JP21380491A patent/JPH0554311A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7907006B2 (en) | 2008-06-10 | 2011-03-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Demodulator |
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