JPH11507157A - Ｍｒヘッド読み取り信号前処理回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明はアナログ読み取り信号、たとえば磁気データ記憶システムにおける磁気抵抗へッド（１８）で発生する信号などを処理するための回路に関する。本回路はアナログ読み取り信号がアナログ−デジタル・コンバータ（５４）に到着する前に処理する。１つの実施態様において、本発明はアナログ読み取り信号の正と負のパルスの振幅を平衡化するための回路（４４）を含む。別の実施態様において本発明はアナログ読み取り信号の基線シフトを減少するための回路（４２）を含む。本発明は従来の何らかのデータ検出法を使用する磁気データ記憶システムで使用できる。

Description

【発明の詳細な説明】 ＭＲヘッド読み取り信号前処理回路 発明の分野 本発明は一般に磁気データ記憶システムに関し、さらに詳しくは当該システム で使用するための読み取り信号前処理回路に関する。 発明の背景 コンピュータ・システムにおけるデジタルデータの大容量記憶用に磁気媒体の 使用が一般化している。デジタルデータは一般に媒体表面に励起された磁気極性 反転の形で磁気媒体上に記憶される。たとえば媒体が磁気ディスクの場合、デー タはディスク表面上で、トラックと呼ばれる一連の同心円に配置されるのが普通 である。これらのトラックの１つからデータを読み取るには、ディスクを一定速 度で回転させ、磁気トランスデューサを回転するトラックの近くに持って行き、 トラック表面から発生する交流磁界をアナログ電気信号に変換する。磁気媒体か らデジタルデータを読み取るために広く使用されている磁気トランスデューサの 一形式がＭＲヘッド（magnetoresistive：磁気抵抗）である。 ＭＲヘッドは印加された磁場により抵抗値が変化するデバイスである。この点 で、ヘッドは回転トラックによって発生する磁場の変化を電気回路内の時間的に 変化する電圧または電流に変換することができる。ＭＲヘッドは他の種類の磁気 トランスデューサに対して多くの利点があり、そのため、磁気データ記憶システ ムでますます使用されるようになって来ている。たとえば、ＭＲヘッドは、薄膜 ヘッドなどの他の読み取りヘッドに比べて感度が高く、強い読み取り信号を発生 する。また、ＭＲヘッドは検出手段として誘導コイルを使用している他の種類の ヘッドに比べ周波数応答特性が良好である。さらに、ＭＲヘッドで発生する読み 取り信号は、他の種類のヘッドの場合と同様に、ヘッドと媒体の間の相対速度に 対して比較的感度が低いが、これは印加磁場のレベルがＭＲヘッドで検出され、 コイルを通過する磁束線の変化率ではないことによる。ヘッド／媒体間の速度が 有意な範囲にわたって変化し得るようなシステムではこれが利点となる。最後に 、ＭＲヘッドは磁気媒体上にデータを書き込むことができないため、ＭＲ読み取 りヘッドを使用する磁気データ記憶システムは書き込み機能を実行するために別 のヘッドを含まなければならない。読み取りと書き込みに別々のヘッドを用いる ことで、各ヘッドを単一の作業の実行に合わせて個別に最適化することができ、 磁気データ記憶システムの性能を大幅に改善することができる。 図１の特性図に示すように、ＭＲヘッドの抵抗値と印加された磁場の間の関係 は非線型性である。この非線形の特性が媒体から発生する磁場変化を時間的に変 化する電気信号へ変換する際に問題を発生することがある。たとえば、ＭＲヘッ ドの非線型性により、ヘッドで発生する時間的に変化する電気信号がヘッドに印 加された磁気信号とは類似性のないものにしてしまうことがある。この問題を解 決するには、ヘッドへバイアス電流を印加してヘッドの静止状態動作点を抵抗特 性のより線形性の領域へ移動させるのが一般的である。図１を参照すると、ＭＲ ヘッドの動作における最大の直線性が、点Ａでヘッドをバイアスした時、即ち特 性上のもっとも直線性のある点で得られることが分かる。しかし別の点、例えば 点Ｂや点Ｃでヘッドをバイアスして直線性よりも重用度の高い、たとえば信号対 雑音比（Ｓ／Ｎ比）を最大にするのが望ましいことがある。このようなバイアス をかける結果、ヘッドの出力信号は０Ｖ基線付近で、たとえばバイアス点Ｂに対 応する図１の出力波形１０のように、非対称となる。バイアスの影響に加えて、 非対称な読み取り信号を発生させるような他のファクター、たとえばオフトラッ ク効果等も存在する。 今日では高いデータ密度でデータを磁気媒体上に記憶しているため、読み取り 信号は比較的幅の狭い電気パルスで構成され、読み取り信号の非対称性は記憶さ れたデータビットの検出を困難にすることがある。たとえば、ピーク検出器を使 用するディスクドライブでは、特に読み取り信号の正と負のピークの大きさの差 がピーク検出で用いる閾値レベルのセッティングを複雑にしてしまう。これ以外 でも部分応答最大確率（ＰＲＭＬ）チャンネルを使用するディスクドライブで、 読み取り信号の正と負のピークの大きさの差は、最大確率の検出が起り得る前に 実行されるべき信号のサンプリングを複雑化している。そのため、ＭＲヘッドで 発生する非対称な読み取り信号により発生する問題を克服できる装置が必要とさ れている。 前述の非対称性に加えて、ＭＲヘッドは磁気媒体から読み取った信号の基線シ フトを発生することも分かっている。図２はこのような基線シフト１２を有する 読み取り信号を示す。この基線シフト１２は読み取り中のＭＲヘッドで検出され るデータトラックのエッジに沿った寄生磁気ダイポールの存在に起因するものと 示唆されている。この現象についての広範な議論は、「薄膜長手方向媒体におけ るトラックエッジ現象」 （Ｔrack Ｅdge Ｐhenomena in Ｔhin Ｆilm Ｌongi tudinalＭedia）ＩＥＥＥ Ｔransactions on Ｍagnetics，Ｖol．25，Ｎo.5,Ｓ eptember 1989,by Ｓu et al．に見ることができる。さらに、シフトした基線 は薄膜ヘッド等の他の種類のヘッドで発生する読み取り信号にも存在することが ある。非対称ピークと同様に、シフト基線の存在も磁気媒体上に記録されたデー タの検出を困難にすることがある。したがって、読み取り信号の基線シフトで発 生する問題を克服することのできるような装置の必要が存在する。 発明の概要 本発明は、検出を行なう前に、磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）によって生成さ れる読み取り信号を前処理して、パルスの非対称性と基線シフトに伴う問題を減 少させるための装置に関する。１つの実施態様において、本発明は信号を検出す る前の読み取り信号の振幅非対称性を補正することができる。別の実施態様にお いて、本発明は信号が検出される前の読み取り信号から基線シフトを除去するこ とができる。このことにより、本発明は信頼性を向上させる、即ち、通常の検出 法を用いる磁気データ記憶システムで、読み取りエラー率を減少させることがで きる。 本発明の１つの態様において、読み取り信号の歪曲、言い換えれば基線シフト および正と負のパルス振幅非対称性を減少させる信号前処理回路を含む磁気デー タ記憶システムが提供される。さらに詳しくは、本発明のこの態様では、磁気媒 体と、前記媒体上に記憶されたデータを検出するためとアナログ読み取り信号を 生成するための磁気ヘッドと、前記アナログ読み取り信号を前記磁気媒体上に記 憶されたデータを表わすデジタル信号に変換するための検出回路と、前記ヘッド と前記検出回路の間に配置されて読み取り信号が前記検出回路に達する前に前記 読み取り信号における歪曲を減少させるための読み取り信号前処理回路とを含む 。 磁気媒体はデータを記憶することのできる磁気材料、たとえば磁気テープ、フ ロッピー・ディスク、およびハードディスク等を含むことができる。磁気ヘッド は、たとえば、薄膜ヘッド、フェライト・ヘッド、またはもっとも望ましい磁気 抵抗ヘッドを含むことができる。検出回路は、磁気媒体上に記憶されたデータを 表わすデジタル信号へアナログ読み取り信号を変換できるような、たとえばＰＲ ＭＬ回路、ピーク検出回路、または決定フィードバック・チャネル回路等を含む ことができる。 １つの実施態様において、前処理回路は読み取り中のヘッドで発生する基線シ フトを減少するための基線シフト減少回路を含む。別の実施態様において、前処 理回路は、０Ｖ基線付近でヘッドによって生成される読み取り信号の非対称性を 減少するためのパルス非対称性減少回路を含む。さらに別の実施態様において、 前処理回路は基線シフト減少回路とパルス非対称性減少回路の両方を含む。 本発明の別の態様において、ＭＲヘッドで発生する読み取り信号の正と負のパ ルスの振幅を平衡化するための回路が提供される。さらに詳しくは、本発明のこ の態様では、磁気媒体と、前記媒体からデータを読み取るため、及び、ゼロ電圧 基線に対して読み取り信号の正と負のピークの振幅が等しくないような読み取り 信号を発生するための磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）と、読み取り信号の正と負 のピークの振幅を平衡化するための回路系とが含まれる。正と負のピークの振幅 を平衡化する回路は、たとえば、周知のギルバート・セル逓倍器等のトランスコ ンダクタンス逓倍器を含むことがある。別の実施態様において、平衡化回路は読 み取り信号の負のピークから読み取り信号の正のピークを分離するための回路、 および／または正と負のピークの振幅を別々に調節するための回路を含む。平衡 化回路は振幅を別々に調節した後で正と負のピークを再合成するための回路も含 む。 本発明の第３の態様において、読み取り信号の基線シフトを減少するための回 路が提供される。さらに詳しくは、本発明のこの態様では、磁気媒体と、前記媒 体からデータを読み取り望ましくない基線シフトがある読み取り信号を発生する 磁気ヘッドと、前記読み取り信号の基線シフトを減少するための回路とが含まれ る。磁気ヘッドは、たとえば薄膜ヘッド、フェライト・ヘッド、またはもっとも 望ましくは磁気抵抗ヘッドを含む。基線シフトを減少する回路は低周波ブースト および／または位相シフトを読み取り信号に提供するための回路を含む。別の実 施態様において、基線シフト減少回路は周波数弁別回路、たとえば応答性濾波回 路等を含む。この実施態様は周波数弁別回路を通過した後の読み取り信号を増幅 するための増幅回路も含むことがある。 図面の簡単な説明 図１は磁気抵抗読み取りヘッドの代表的な抵抗特性を示すグラフである。 図２は磁気抵抗読み取りヘッドで発生する波形に特徴的な基線シフトを有する 代表的な読み取り信号波形を示すグラフである。 図３は本発明を含むように変更できる代表的な磁気データ記録システムを示す ブロック図である。 図４は図３の磁気データ記録システムにおいて実装された本発明の１つの実施 態様を示すブロック図である。 図５Ａは図４の基線シフト減少回路の１つの実施態様を示す模式図である。 図５Ｂは図５Ａに図示した回路の周波数応答を示すグラフである。 図６は図４の逓倍回路の１つの実施態様の模式図である。 図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ、図７Ｄは図４の回路における様々な点で代表的な波 形を示すグラフである。 詳細な説明 本発明は、検出を行なう前に、磁気抵抗ヘッド（ＭＲヘッド）によって生成さ れる読み取り信号を前処理して、パルスの非対称性と基線シフトに伴う問題を減 少させるための装置に関する。本発明はパルス非対称性と基線シフトが検出上の 問題を発生させるようなあらゆる磁気データ記録システムで有用である。 図３は本発明を含むように変更できる代表的な磁気データ記録システムを示し たものである。便宜的に、図３のシステムは参照番号１４で参照する。図面に示 すように、システム１４は、磁気媒体１６、磁気抵抗（ＭＲ）ヘッド１８、ヘッ ドバイアス回路２０、プリアンプ（前置増幅器）２２、可変利得増幅器（ＶＧＡ ）２４、イコライザ（平滑化回路）２６、全波整流器２８、ピーク測定回路３０ 、および遷移検出回路３２を含む。磁気媒体１６は磁気極性の遷移の形でデジタ ルデータを記憶し、たとえば、磁気テープ、フロッピー・ディスク、またはハー ドディスクを含む。磁気抵抗ヘッド１８は磁気媒体の磁気極性遷移を検出し、磁 気媒体１６上の遷移を表わす読み取り信号として知られるアナログ信号を発生す る。ヘッドバイアス回路２０はＭＲヘッドに接続され、ヘッドへのバイアス電流 を調節する。プリアンプ２２はヘッド１８からの読み取り信号を受信して信号の 第一段増幅を実行する。ＶＧＡ２４、イコライザ（平滑化回路）２６、全波整流 器２８、およびピーク測定回路３０は全体としてプリアンプ２２からの読み取り 信号を受信して、これを遷移検出処理が簡単になるような形状に線形処理する。 遷移検出回路３２は処理済みの読み取り信号を受信して、磁気媒体１６上の磁気 遷移を表わすデジタルデータ信号、即ち遷移があったことを表わす論理値１と遷 移がなかったことを表わす論理値０、またはその逆の組合せに変換する。 図３を参照すると、ヘッドバイアス回路２０はＭＲヘッド１８へのバイアス電 流を調節して特定の基準に対してヘッド１８の性能を最適化するために使用され る。本発明の好適実施態様において、たとえば、ヘッドバイアス回路２０はヘッ ドの抵抗特性における非線形領域でヘッドをバイアスして読み取り信号の信号対 雑音比を最大にする。プリアンプ２２はＭＲヘッド１８からの読み取り信号を受 信し、ＶＧＡ２４で処理する受け入れ可能なレベルまで信号を線形増幅する。可 変利得増幅器２４はプリアンプ２２からの読み取り信号を受信し、遷移検出回路 ３２で要求され、かつ、利得フィードバック信号により定義されている特定のレ ベルまで読み取り信号を線形増幅し、イコライザ２６へ増幅した信号を提供する 。イコライザ２６は可変利得増幅器２４から増幅された読み取り信号を受信して 信号を線形処理し、磁気抵抗ヘッドに非特異的なある種の媒体／ヘッド効果を補 償する。イコライザは遷移の検出を補助する他の機能、たとえばパルスのスリム 化なども実行できる。処理された信号は遷移検出回路３２および全波整流器２８ へ提供される。 全波整流器２８とピーク測定回路３０は可変利得増幅器２４で使用される利得 フィードバック信号を発生するために使用している。全波整流器２８はイコライ ザ２６から平衡化した読み取り信号を受信してこれを全波整流し、単一極性のパ ルスを有する信号を発生する。ピーク測定回路３０はこの単一極性信号のピーク 振幅を測定し、測定値を用いて可変利得増幅器２４の入力に供給される利得フィ ードバック信号を発生する。可変利得増幅器２４は利得フィードバック信号を用 いてこれの利得を調節し、遷移検出回路３２で要求される特定のレベルで出力信 号を発生する。 すでに述べたように、遷移検出回路３２は平滑化した読み取り信号を磁気媒体 １６上の磁気遷移を表わすデジタルデータ信号へと変換する。たとえばピーク検 出と部分応答最大確率検出法（ＰＲＭＬ）などのような、遷移の検出を行なう多 数の異なる方法が存在する。図３では、遷移検出回路３２はピーク検出を行なう ように構成されている。本発明が遷移検出の何らかの方法を用いる磁気記録シス テムで使用できることを理解されるべきである。 図３を参照すると、遷移検出回路３２には、微分回路３４、ゼロ交差検出回路 ３６、閾値修飾回路３８、およびラッチ４０が含まれる。微分回路３４はイコラ イザ２６から平滑化した読み取り信号を受信して、この信号のスロープを表わす 出力信号を発生する。微分回路３４の出力信号はゼロ交差検出回路３６に供給さ れて、ここで微分回路の出力信号とゼロ電圧レベルが交差する時点を表わす出力 信号を発生する。閾値修飾回路３８も平滑化した読み取り信号をイコライザから 受信する。閾値修飾回路３８は平滑化した読み取り信号の絶対値が所定の閾値レ ベルを越える時点を表わす出力信号を発生する。ラッチ４０はゼロ交差検出回路 ３６と閾値修飾回路３８の両方の出力信号を受信する。ゼロ交差検出回路の出力 はラッチのクロック入力ヘ印加され、一方、閾値修飾回路の出力はデータ入力へ 印加される。つまりラッチはゼロ交差検出回路が微分読み取り信号のゼロ交差を 検出すると、即ち平滑化した読み取り信号にピークが発生すると、閾値修飾回路 の出力信号のレベルをラッチする。ラッチ４０の出力は、検出ウィンドウのほぼ 半分の長さを有する遅延ブロック４１を経由してラッチ４０のリセット入力端子 へフィードバックされ、ラッチ４０をリセットすることによってパルス出力を発 生させる。このことで、ゼロ交差が発生すると常に、ラッチは読み取り信号の絶 対ピーク値が所定の閾値レベルより大きい場合にパルスを出力し、読み取り信号 の絶対ピーク値が所定の閾値レベル以下の場合に論理値ロウを出力する。これに よってラッチ４０のデジタル出力信号は磁気媒体１６に記録された磁気遷移を表 わすことになる。 本発明の１つの実施態様においては、図４に示すように、基線シフト減少回路 ４２とパルス非対称性減少回路４４を含むように、図３の磁気データ記録システ ム１３が変更されている。この追加回路は遷移検出回路３２に信号が達する前に 処理を行なって検出処理の信頼性を改善する。 図５Ａは図４の基線シフト減少回路４２の１つの実施態様を示す。回路４２は 差動増幅器４８の入力に接続されたＲＣネットワーク４６を含む。差動増幅器４ ８の入力抵抗Ｒｉと合成した場合、ＲＣネットワーク４６は所定の周波数応答を 持つ応答性瀘波回路を構成する。差動増幅器４８は瀘波した読み取り信号を増幅 するように動作する。プリアンプ２２から受信した読み取り信号の基線シフトを 減少するため、基線シフト減少回路４２は低周波ブーストおよび位相シフトを信 号に提供する。 基線シフト減少回路が基線シフトをどのように減少するかをより良く理解する ためには、小さな奇数関数成分を含む偶数関数として、パルス前後の基線が等し くない図２のパルスなどの読み取り信号パルスをモデル化するのが有用である。 パルスは周波数に対して非線型性の読み取り信号に対して位相シフト（遅延量変 化）を適用することにより補正できる、即ち、奇数関数成分を減少できる。基線 シフト減少回路は読み取り信号にこの非線形位相シフトを供給するように動作す る。パルス後の基線は低い周波数ほど小さい遅延量を追加することで引き下げら れ、低い周波数に多くの遅延を追加すると、パルス後の基線が持ち上げられる。 図５Ｂは図５Ａの基線シフト減少回路４２の振幅対周波数応答を示している。図 から分かるように、周波数応答は周波数ω１及びω２において極性を有し、また 周波数ω３でゼロを有している。図５の回路要素Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１とＣ２の値は 読み取り信号に適切な極性およびゼロと適切な位相シフトを付与するように選択 される。 本発明の基線シフト減少回路４２が、ヘッドによって発生した読み取り信号に 適切な低周波ブーストおよび／または位相シフトを提供するための何らかの回路 を含むことができ、図５Ａに示す特定の回路に制限されないことは理解されるべ きである。さらに本発明の基線シフト減少回路は薄膜ヘッドを用いるシステムな どの磁気抵抗ヘッドを使用しない磁気データ記録システムにおいても有用である ことも理解されるべきである。 図４に示すように、パルス非対称性減少回路４４の１つの実施態様は、トラン スコンダクタンス逓倍器５０、ピーク・フォロワ５２、アナログ−デジタル・コ ンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）５４、制御ユニット５６、デジタル−アナログ・ コンバータ（Ｄ／Ａコンバータ）５８、および差動増幅器６０を含む。トランス コンダクタンス逓倍器５０は可変利得増幅器２４から増幅された読み取り信号を 受信し、読み取り信号の正のピークを負のピークから分離し、対称フィードバッ ク信号に応答して正と負のピークを別々に増幅してこれらの振幅を平衡化（イコ ライズ）する。読み取り信号の正と負のピークの振幅を別々に調節することので きる何らかの回路でトランスコンダクタンス逓倍器５０を置き換え得ることは理 解されるべきである。さらに、本発明の現行の実施態様で用いているトランスコ ンダクタンス逓倍器５０は入力信号の逓倍を実行していないが、回路の平衡性の ために使用されていることは理解されるべきである。 ピーク・フォロワ５２、Ａ／Ｄコンバータ５４、制御ユニット５６、およびＤ ／Ａコンバータ５８はトランスコンダクタンス逓倍器５０からの出力信号を受信 してこれらの信号を用いトランスコンダクタンス逓倍器５０で使用する対称フィ ードバック信号を発生するように動作する。本発明の目的のためには、前述の対 称フィードバック信号を発生するための組み合せを、トランスコンダクタンス逓 倍器５０の出力信号の正と負のピークの振幅の間に存在する非対称性のレベルを 表わす信号を発生することのできる何らかの回路で置き換え得ることは理解され るべきである。 差動増幅器６０はトランスコンダクタンス逓倍器５０からの出力信号を受信し てこれらの信号の差を増幅し、実質的に等しい振幅の正と負のピークを有する基 線シフトの減少した単一の平衡化出力信号を発生するように動作する。この出力 信号は遷移検出を実行する前にさらに処理するため、イコライザ２６に提供され る。 図４のトランスコンダクタンス逓倍器５０について図６を参照してさらに詳細 に説明する。図示した実施態様は、４象限トランスコンダクタンス逓倍器、すな わち、ギルバート・セルとして良く知られた回路である。２象限トランスコンダ クタンス逓倍回路などその他の逓倍器構成を図示した実施態様の代わりに使用で きることは理解されるべきである。図から分かるように、トランスコンダクタン ス逓倍器５０は、一対の入力トランジスタＴ１、Ｔ２と一対の平衡トランジスタ 差動増幅器６２、６４とを含み、各々には平衡トランジスタ対Ｔ４／Ｔ５とＴ６ ／Ｔ７が含まれる。入力トランジスタＴ１、Ｔ２は各々が可変利得増幅器２４か らの増幅された読み取り信号を伝送する平衡入力線７２の対応する線６８、７０ に対してベース端子にて接続されている。入力トランジスタＴ１、Ｔ２のエミッ タ端子は各々が対応するエミッタ抵抗Ｒ３、Ｒ４を経由して定電圧源６６によっ て生成される定電圧ノード６５に接続されている。 差動増幅器６２のトランジスタＴ４のベース端子は差動増幅器６４のトランジ スタＴ６のベース端子に接続されている。同様に、差動増幅器６２のトランジス タＴ５のベース端子も差動増幅器６４のトランジスタＴ７のベース端子に接続さ れている。差動増幅器６２のトランジスタトランジスタＴ４とトランジスタＴ５ のエミッタ端子は電気的に互いに結線され、差動増幅器６４のトランジスタトラ ンジスタＴ６とトランジスタＴ７のエミッタ端子も同様に接続されている。差動 増幅器６２、６４の接続されているエミッタ端子はそれぞれがさらに対応する入 力トランジスタＴ１、Ｔ２のコレクタ端子へ接続される。トランジスタＴ４とト ランジスタＴ７のコレクタは対応するコレクタ抵抗Ｒ１、Ｒ２を経由して直流定 電圧源８０へ接続される。トランスコンダクタンス逓倍器５０は２つの出力信号 を生成する。その一方はトランジスタＴ５のコレクタ電圧からなり、他方はトラ ンジスタＴ６のコレクタ電圧からなる。 入力トランジスタＴ１、Ｔ２は可変利得増幅器２４からの増幅された読み取り 信号を受信して、読み取り信号の正のピークを読み取り信号の負のピークから分 離するように動作する。入力トランジスタＴ１、Ｔ２は平衡入力線７２の各々に 対応する線６８、７０上の信号の整流によりこの分離を行なっている。言い換え れば、平衡入力線７２の各々の線６８、７０にある信号が特定の正の電圧を越え た時だけ、各々の入力トランジスタＴ１、Ｔ２は各々の差動増幅器６２、６４か ら電流を流そうとする。したがって、各々の平衡トランジスタ差動増幅器６２、 ６４は単一の極性の読み取り信号ピークだけを処理する、即ち差動増幅器６２は 正の読み取り信号ピークだけを処理し、差動増幅器６４は負の読み取り信号ピー クだけを処理する。 トランスコンダクタンス逓倍器５０の平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４ の各々は各々の入力トランジスタＴ１、Ｔ２から整流信号を受信し、これを用い て読み取り信号の負のピークまたは正のピークの一方に対応する単一の出力信号 を発生する。たとえば、図６の実施態様では、平衡トランジスタ差動増幅器６２ は、直流定電圧源８０の電圧とトランジスタＴ５のコレクタ抵抗Ｒ１の両端にお ける電圧降下の間の差に基づいて読み取り信号の正のピークに対応する出力信号 を発生している。同様に、平衡トランジスタ差動増幅器６４は、直流定電圧源８ ０の電圧とトランジスタＴ６のコレクタ抵抗Ｒ２の両端における電圧降下の間の 差に基づいて読み取り信号の負のピークに対応する出力信号を発生している。簡 単に説明すると、トランスコンダクタンス逓倍器５０は対称フィードバック信号 を用いて平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４で発生する出力信号の振幅を調 節する。 トランジスタＴ４とＴ６の結合されたベース端子はジャンクション・ダイオー ドＤ２とツェナーダイオードＤ４を経由して直流定電圧源８０へ接続されている 。これらの接続端子は抵抗Ｒ９経由で接地にも接続されている。この構成ではト ランジスタＴ４とＴ６の結合ベース端子に実質的に一定の直流電圧が発生する。 トランジスタＴ５とＴ７の結合ベース端子はジャンクション・ダイオードＤ１お よび同じツェナーダイオードＤ４を経由して直流定電圧源８０へ接続されている 。しかしこれらの端子は抵抗を介して接地に接続するのではなく、フィードバッ ク信号入力ポート８２に接続されている。フィードバック信号入力ポート８２は さらに図４のＤ／Ａコンバータ５８へ接続されて可変電流の形で対称フィードバ ック信号を受信する。このフィードバック電流を変化させると、各平衡トランジ スタ差動増幅器６２、６４の各々の側を流れるコレクタ電流のバランスを調節す ることが可能になる。各平衡トランジスタ差動増幅器６２、６４の各々の側を流 れるコレクタ電流のバランスを変化させると、平衡トランジスタ差動増幅器６２ 、６４の各々で発生する出力信号の振幅を効率的に調節できる。ジャンクション ・ダイオードＤ１とジャンクション・ダイオードＤ２はトランスコンダクタンス 逓倍器５０の動作を直線化するために使用している。 図４を参照すると、対称フィードバック信号を発生するため、ピーク・フォロ ワ５２はトランスコンダクタンス逓倍器５０から正と負のピーク出力信号を受信 してピーク信号のどちらが大きい振幅を有しているか測定する。ピーク・フォロ ワは大きい方の振幅を表わす信号をＡ／Ｄコンバータ５４へ出力する。Ａ／Ｄコ ンバータ５４はピーク・フォロワ５２からの振幅値をデジタル化してデジタル値 を制御ユニット５６へ供給する。制御ユニット５６は出力においてＤ／Ａコンバ ータ５８に接続され、トランスコンダクタンス逓倍器５０へ供給するフィードバ ック電流のレベルを制御する。この機能を用いて、Ａ／Ｄコンバータ５４のデジ タル出力信号が最小になるまで、制御ユニット５６は逓倍器へ供給されるフィー ドバック電流の量を変化させる。この最小化処理は、トランスコンダクタンス逓 倍器５０から出力される正と負のピークが実質的に等しくなることを補償する。 図６に図示した本発明の実施態様において、フィードバック電流はトランジスタ Ｔ５およびＴ７の結合ベース端子から離れる方向に常に向く、即ちフィードバッ ク電流はトランジスタＴ５およびＴ７に供給されるベース電流を減少させようと する。しかし、図６の回路に僅かな変更を加えれば、より大幅な調節の柔軟性を もって、双方向フィードバック電流を使用できるようになることは理解されるべ きである。 差動増幅器６０はトランスコンダクタンス逓倍器５０の正と負のピーク出力信 号を受信するため、及び、これらを単一の平衡信号に再合成するためにトランス コンダクタンス逓倍器５０の出力に交流接続されている。差動増幅器６０はまた これらの正と負のピーク出力信号を線形増幅する。したがって差動増幅器６０の 出力は実質的に等しい振幅の正と負のピークを有する平衡読み取り信号である。 図７Ａ、図７Ｂ、図７Ｃ、及び図７Ｄは図４の回路の様々な点における代表的 な波形を示す。これらの波形は本発明の回路を用いて生の（raw）読み取り信号 をどのように調整できるかを示したものである。図７Ａはプリアンプ２２の出力 における代表的な読み取り信号波形を示している。図から分かるように、読み取 り信号波形の正のピーク７４の振幅は波形の負のピーク７６の振幅より大きく、 波形には望ましくない基線シフト７８が含まれている。図７Ｂは基線シフト減少 回路４２の出力における読み取り信号波形を示している。この波形は実質的に減 少した基線シフトを有しているが、ピーク非対称は未だ残っている。可変利得増 幅器２４が線形デバイスであることから、図７Ｂの波形と同様の波形がトランス コンダクタンス逓倍器５０の入力に印加されることになる。図７Ｃはトランスコ ンダクタンス逓倍器５０の出力信号波形を示している。図から分かるように、正 と負のピークの振幅は等しいが同じ極性であり、そのため２つの独立した信号か ら構成されている。これらの信号は差動増幅器６０の入力端子に印加されて、単 一の平衡出力信号を発生させるように２つの信号の間の差を増幅する。図７Ｄは 差動増幅器６０の出力信号を示している。図から明らかなように、正と負のピー クは等しい振幅で図示した２つの波形は単一の平衡信号を含んでいる。 本発明の他の実施態様が存在することと、本明細書において開示された特定の 回路構成が本発明を制限することを意味しないことは理解されるべきである。た とえば、図４に示してある基線シフト減少回路４２とパルス非対称性減少回路４ ４はＭＲヘッド１８と遷移検出回路３２の間のどこかに配置すべきであるが、図 ４に示した特定の場所に制限されるものではない。さらに、本発明は基線シフト 減少回路４２とパルス非対称性減少回路４４の両方を有することに制限されるも のではなく、これらの構成要素の一方だけを有することもできる。 本発明はこれの好適実施態様との関連において説明したが、当該技術の熟練者 には容易に理解されるように本発明の趣旨と範囲から逸脱することなく変更およ び変化を工夫し得ることは理解されるべきである。このような変更および変化は 本発明の範囲と添付の請求項の限界内に含まれるものと見なされる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｓ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ， ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ベイリー、ロジャー ジー. アメリカ合衆国 80503 コロラド州 ロ ングモント アルビオン ストリート 1653

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．磁気極性遷移の形でデータを記憶するための磁気媒体と、 前記磁気極性遷移によって発生する磁場を検出し、また前記磁場をアナログ読 み取り信号に変換し、前記アナログ読み取り信号が、基線シフトおよび正と負の パルス振幅非対称性の少なくとも一方の信号歪みを含むような磁気ヘッドと、 前記アナログ読み取り信号を前記磁気媒体上にもともと記録されているデータ を表わすデジタルデータ信号へと変換するための検出手段と、 前記ヘッドと前記検出手段の間に配置され、前記アナログ読み取り信号が前記 検出手段に達する前に前記アナログ読み取り信号における前記信号歪みを減少さ せるための読み取り信号前処理手段と を含む磁気データ記録システム。 ２．前記磁気媒体が、磁気テープ、フロッピー・ディスク、およびハードディ スクのうちの１つを含む請求項１に記載のシステム。 ３．前記磁気ヘッドが、磁気抵抗ヘッド、薄膜ヘッド、およびフェライト・ヘ ッドのうちの１つを含む請求項１に記載のシステム。 ４．前記磁気ヘッドが、磁気抵抗ヘッドを含み、 前記システムはさらに、前記アナログ読み取り信号の信号対雑音比を改善する ため抵抗特性の非線形領域において前記磁気抵抗ヘッドをバイアスするためのバ イアス手段を含む請求項１に記載のシステム。 ５．前記検出手段が、ピーク検出器、ＰＲＭＬチャネル、および決定フィード バックチャネルの１つを含む請求項１に記載のシステム。 ６．前記読み取り信号前処理手段が、前記読み取り信号へ低周波ブーストを提 供して前記磁場から前記アナログ読み取り信号への前記変換の間に前記ヘッドに よって発生する基線シフトを減少するための基線シフト減少手段を含む請求項１ に記載のシステム。 ７．前記読み取り信号前処理手段が、周波数に対して非直線性の前記アナログ 読み取り信号へ位相シフトを提供して前記磁場から前記アナログ読み取り信号へ の前記変換中に前記ヘッドによって発生する基線シフトを減少するための基線シ フト減少手段を含む請求項１に記載のシステム。 ８．前記読み取り信号前処理手段が、前記アナログ読み取り信号をフィルタリ ングするための応答周波数弁別回路を有する基線シフト減少手段を含み、前記応 答周波数弁別回路は前記アナログ読み取り信号において第１の低い周波数範囲に 提供される第１の低レベルの信号減衰と前記アナログ読み取り信号において第２ の高い周波数範囲に提供される第２の高レベルの信号減衰とを特徴とする所定の 周波数応答を有する請求項１に記載のシステム。 ９．前記読み取り信号前処理手段が、前記アナログ読み取り信号をフィルタリ ングするための応答周波数弁別回路を有する基線シフト減少手段を含み、前記応 答周波数弁別回路は周波数に対して非直線性の前記アナログ読み取り信号に位相 シフトを提供する所定の位相応答特性を有する請求項１に記載のシステム。 １０．前記応答性周波数弁別回路が、ＲＣネットワークを含む請求項８に記載 のシステム。 １１．前記読み取り信号前処理手段が、前記アナログ読み取り信号の正のパル スと負のパルスの間の振幅非対称性を減少するためのパルス非対称性減少手段を 含む請求項１に記載のシステム。 １２．前記パルス非対称性減少手段が、トランスコンダクタンス逓倍器を含む 請求項１１に記載のシステム。 １３．前記パルス非対称性減少手段が、前記アナログ読み取り信号の前記正の パルスを前記アナログ読み取り信号の前記負のパルスから分離するための分離手 段を含む請求項１１に記載のシステム。 １４．前記パルス非対称性減少手段がさらに、前記正と負のパルスの振幅を別 々に調節して非対称性を減少させるための振幅調節手段を含む請求項１３に記載 のシステム。 １５．前記パルス非対称性減少手段がさらに、前記振幅調節手段によって振幅 が調節された後で、前記正のパルスと前記負のパルスを単一の信号に再合成する ための再合成手段を含む請求項１４に記載のシステム。 １６．前記分離手段が、前記アナログ読み取り信号を整流するための手段を含 む請求項１３に記載のシステム。 １７．前記振幅調節手段が、前記振幅調節手段の出力信号の対称性に基づいて フィードバック信号を発生するためのフィードバック手段を含み、前記フィード バック信号は前記読み取り信号の前記正と負のパルスのレベルを調節するため前 記調節手段で用いられる請求項１４に記載のシステム。 １８．前記フィードバック手段が、前記振幅調節手段の前記出力信号において 前記正と負のパルスの最大ピーク値を測定するためのピーク測定手段を含む請求 項１７に記載のシステム。 １９．前記フィードバック手段がさらに、前記ピーク測定手段から前記最大ピ ーク値を連続的に受信するためと、前記最大ピーク値が実質的に最小になるまで 前記調節手段によって用いられる前記フィードバック信号を変化させるための制 御手段を含む請求項１８に記載のシステム。 ２０．前記ピーク測定手段が、ピーク・フォロワ回路を含む請求項１８に記載 のシステム。 ２１．前記読み取り信号前処理手段が、前記読み取り信号の前記基線シフトを 減少するための基線シフト減少手段と、前記アナログ読み取り信号の振幅非対称 性を減少させるためのパルス非対称性減少手段の両方を含む請求項１に記載のシ ステム。 ２２．磁気極性遷移の形でデータを記憶するための磁気媒体と、 前記磁気極性遷移によって発生する磁場を検出するため、及び、前記磁場をア ナログ読み取り信号に変換するための磁気抵抗（ＭＲ）ヘッドであって、前記Ｍ Ｒヘッドは、ゼロ電圧基線に対する前記アナログ読み取り信号の正と負のパルス の振幅が等しくないような前記アナログ読み取り信号の信号対雑音比を改善する ため抵抗特性上の非線形領域でバイアスされるヘッドと、 前記正と負のパルスの振幅を平衡化するための手段と を含むディスクドライブ装置。 ２３．前記ＭＲヘッドによって発生した前記アナログ読み取り信号は望ましく ないシフトした基線を含み、 前記ディスクドライブ装置はさらに、前記アナログ読み取り信号の前記シフト した基線を減少するための手段を含む 請求項２２に記載のディスクドライブ装置。 ２４．前記平衡化手段が、トランスコンダクタンス逓倍器を含む請求項２２に 記載のディスクドライブ装置。 ２５．前記平衡化手段がは、前記アナログ読み取り信号の前記正のパルスを前 記アナログ読み取り信号の前記負のパルスから分離するための手段を含む請求項 ２２に記載のディスクドライブ装置。 ２６．前記平衡化手段がさらに、前記アナログ読み取り信号の前記正と負のピ ークの振幅を別々に調節するための手段を含む請求項２５に記載のディスクドラ イブ装置。 ２７．前記平衡化手段がさらに、前記振幅が調節された後で前記正と負のピー クを１つのアナログ信号に再合成するための手段を含む請求項２６に記載のディ スクドライブ装置。 ２８．前記分離手段が、前記アナログ読み取り信号を整流するための整流手段 を含む請求項２５に記載のディスクドライブ装置。 ２９．磁気極性遷移の形でデータを記憶するための磁気媒体と、 前記磁気極性遷移によって発生する磁場を検出し、また前記磁場をアナログ読 み取り信号に変換し、前記アナログ読み取り信号が望ましくない基線シフトを含 む磁気ヘッドと、 前記アナログ読み取り信号の前記基線シフトを減少するための手段と を含むディスクドライブ装置。 ３０．前記磁気ヘッドが、磁気抵抗ヘッド、薄膜ヘッド、およびフェライト・ ヘッドのうちの１つを含む請求項２９に記載のディスクドライブ装置。 ３１．前記磁気ヘッドがは、磁気抵抗ヘッドを含み、 前記ディスクドライブ装置はさらに、 前記アナログ読み取り信号の信号対雑音比を改善するため抵抗特性の非線形 領域において前記磁気抵抗ヘッドをバイアスするためのバイアス手段と 前記正と負のピークの振幅を平衡化するための手段と を含む請求項２９に記載のディスクドライブ装置。 ３２．前記基線シフトを減少するための前記手段が、前記アナログ読み取り信 号に低周波ブーストを提供するための手段を含む請求項２９に記載のディスクド ライブ装置。 ３３．前記基線シフトを減少するための前記手段が、前記アナログ読み取り信 号に低周波位相シフトを提供するための手段を含む請求項２９に記載のディスク ドライブ装置。 ３４．前記基線シフトを減少するための前記手段が、前記アナログ読み取り信 号をフィルタリングするための応答周波数弁別手段を含み、前記応答周波数弁別 手段は前記アナログ読み取り信号において第１の低い周波数範囲に提供される第 １の低レベルの信号減衰と前記アナログ読み取り信号において第２の高い周波数 範囲に提供される第２の高レベルの信号減哀とを特徴とする所定の周波数応答を 有する請求項２９に記載のディスクドライブ装置。 ３５．前記基線シフトを減少するための前記手段が、前記アナログ読み取り信 号をフィルタリングするための応答周波数弁別手段を含み、前記応答周波数弁別 手段は周波数に対して非直線性の前記アナログ読み取り信号に位相シフトを提供 する所定の位相応答特性を有する請求項２９に記載のディスクドライブ装置。 ３６．前記応答周波数弁別手段が、ＲＣネットワークを含む請求項３４に記載 のディスクドライブ装置。 ３７．前記基線シフトを減少するための前記手段がさらに、前記応答周波数弁 別手段の出力に接続されて、前記フィルタしたアナログ読み取り信号を増幅する ための増幅器手段を含む請求項３４に記載のディスクドライブ装置。