JPS61261917A - 直流再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタル信号がその伝送路特性から受け
る歪を除去するための直流再生回路に関するものである
。

〔従来の技術〕

第５図は、例えば信学会磁気記録研究会資料（）ＩＲ７
７−４６）に示された、ディジタル再生信号処理回路に
おける従来の直流再生回路である。図において、１は再
生ヘッドで、記録媒体（図示せず）からの信号を再生す
る。２は積分回路で、上記再生へフド１の再生信号を所
望の振幅まで増幅するとともに再生ヘッドｌの微分特性
をその積分特性によって補正し記録信号と同じ信号波形
に戻すものである。また３は低域遮断フィルタで、再生
信号の増幅及び積分といった各信号処理回路は、回路構
成上交流結合がなされるために、この交流結合を等価的
に該低域遮断フィルタ３として示したものである。また
４はバッファアンプ、５は再生信号の振幅を調整する半
固定抵抗器、６は上記バッファアンプ４からの再生信号
の高電位を保持する正ピークホールド回路、７は上記バ
ッファアンプ４からの再生信号の低電位を保持する負ピ
ークホールド回路、８は上記正ピークホールド回路６及
び負ピークホールド回路７からのそれぞれの保持電圧を
加算しその平均電圧を作成する加算回路ζ９は半固定抵
抗器５からの再生信号がその非反転入力端子に印加され
るとともに上記加算回路８からの平均電圧がその反転入
力端子に印加され、この平均電圧をスレッショルド電圧
として上記再生信号をディジタル信号に変換する比較器
である。

なお直流再生回路は半固定抵抗５、正、負ピークホール
ド回路６．７、加算回路８、比較器９の各回路により構
成されるものである。

次に動作について説明する。再生ヘッド１からの再生信
号は、積分回路２にて記録時の信号波形と同じ波形に戻
される。この再生信号は低域遮断フィルタ３により直流
成分が除去された後、バッファアンプ４を介して直流再
生回路に入力される。

第６図（ａｌに上記バッファアンプ４の出力再生信号波
形Ｖｉ（実線）を示す。

この再生信号は、直流再生回路の半固定抵抗５゜正ピー
クホールド回路６及び負ピークホールド回路７に入力さ
れ、上記正ピークホールド回路６は再生信号Ｖｉの高電
位のピーク値をそのダイオードＤ１にて検波し、抵抗Ｒ
１とコンデンサＣＩとの時定数で上記ピーク値を保持し
保持電圧ＶＰ（破線）を作る。他方負ピークホールド回
路７は低電位のピーク値に対して上記正ピークホールド
回路６と同様な動作を行ない、保持電圧ＶＭ（破線）を
作る。これら保持電圧ｖｐ及びＶＭは加算回路８の加算
抵抗ＲＰ及びＲＭを介して加算され、両電圧ＶＰ、ＶＭ
の平均電圧Ｖｓが作られる。この平均電圧Ｖｓは上記再
生信号の直流成分が除去されることによって生じる再生
信号のエンベロープ変動の変動電圧に対応するものであ
り、この平均電圧Ｖｓは比較器９の反転入力端子に入力
され、上記再生信号をディジタル信号に変換するときの
スレッショルド電圧となる。

また直流再生の効果がなくならないように上記再生信号
Ｖｉは半固定抵抗５にて上記平均電圧ＶＳとの電圧比が
調整された後、比較器９の非反転入力端子に入力され、
スレッショルド電圧である上記平均電圧ｖ３にてディジ
タル信号に変換される。

ところで上記再生信号ＶｉＯ高電位及び低電位を有する
部分は、上記フィルタ３の低域遮断特性によってそのレ
ベルが保たれず“サグを生じる。

この“サグは再生信号に対して波形歪が付加されたのと
等しく、この“サグを有する再生信号Ｖｉによって検出
される平均電圧Ｖｓには不要な波形歪成分が混入してい
る。一方、比較器９において再生信号Ｖｉをディジタル
信号に変換する場合においても、上記再生信号Ｖｉの有
するエンベロープ変動に対して上記平均電圧Ｖｓは追従
できるものの再生信号Ｖｉそのもののもつ高い周波数に
対しては追従できないため、上記６サク１によって生じ
る波形歪は、ディジタル信号に変換された際に、時間軸
の変化として生じてしまう。この様子を第６図（ｂ）に
示す。従って直流再生回路の最適調整においては、半固
定抵抗５の調整不足か正。

負ピークホールド回路６．７の応答特性、即ちＣＲｕｆ
ｆ！の調整不足かが分離できないものであっ７こ。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の直流再生回路は以上のように構成されているため
、その出力信号は入力信号に対し線形性を保った信号で
はなく、矩形波形となってしまう。

従って加算回路から得られた平均電圧を元の再生信号か
ら差し引いた結果、どの程度直流再生がなされているか
がｆＩ認できない、また加算回路で得られた平均電圧は
、低域遮断フィルタにより、再生波形に“サグが生じ、
検出された平均電圧には上記“サグの影響が含まれるた
め、正確な平均電圧が得られないとともに、“サグによ
る波形歪が直流再生回路の最適調整を困難にするという
問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、線形性を保った出力信号が得られるととも
に、“サグによる波形歪を補正でき、最適調整の行なえ
る直流再生回路を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る直流再生回路は、線形性が保たれる範囲
内に電圧利得が設定されかつその周波数特性が低域強調
形の電圧利得を有する増幅器と、該増幅器の出力信号か
ら正及び負の各ピークホールド電位を作り出す第１．第
２のピークホールド回路と゛、上記各ピークホールド電
位の平均電圧を求める加算回路とを設け、この平均電圧
を上記増幅器の入力端子に帰還するようにしたものであ
る。

〔作用〕

この発明においては、増幅器は、線形増幅でかつ低域強
調形の電圧利得を有し、この増幅器の出力信号により再
生信号のエンベロープ変動を検出しこの検出電圧を上記
増幅器の入力に帰還するから、再生信号の“サグによる
波形歪が補正されるとともに、再生信号のエンベロープ
変動をも抑圧され、より高い精度で直流再生回路の最適
調整が行なえる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図は本発明の一実施例による直流再生回路を示し、図に
おいて、３は低域遮断フィルタ、１０は反転増幅器で、
低域強調形の電圧利得を得るための帰還インピーダンス
が抵抗ＲｆＯ及び抵抗ＲｆｌとコンデンサＣｆｌとによ
り構成されている。また、この増幅器１０は交流から直
流への高い変換効率を得るために低出力インピーダンス
を有している。６は上記反転増幅器１０の出力信号の高
電位を検出しその電位を保持する正（第１の）ピークホ
ールド回路、７は上記反転増幅器１０の出力信号の低電
位を検出しその電位を保持する負（第２の）ピークホー
ルド回路、８は上記正　　′ピークホールド回路６及び
負ピークホールド回路７の各エンベロープ点電圧を加算
抵抗ＲＰ及びＲＭにて加算しそれらの平均電圧を作り出
すとともにこの平均電圧を上記反転増幅器の入力端子に
負帰還する加算回路である。

次に動作について説明する。

再生ヘッド１からの再生信号は積分回路２にて所望の振
幅まで増幅されると共に、再生ヘッド１のもつ微分特性
が積分回路２の積分特性によって補正され、記録信号と
同じ波形に戻される。これら一連の再生信号処理回路は
回路構成上交流結合がなされるため、直流成分の伝送は
できない。低域遮断フィルタ３はこの交流結合を等価的
に示したものである。第２図中の実ｗＡａはこの低域遮
断フィルタ３の周波数特性を示すもので、この時の遮断
周波数ｆＯはｆ　Ｏ−１／（２πＣｏｘＲｏ）である。

低域遮断フィルタ３により直流成分を除去された再生信
号は、信号波形そのものに波形歪“サグを伴うとともに
、そのエンベロープは正及び負電位方向に移動する。こ
の再生信号は反転増幅器１０に入力される。この反転増
幅器１０は低域強調形の電圧利得を有するもので、その
周波数特性を第２図中の破線すで示す。なお遮断周波数
ｆｏとｆｌの近似式は、ｆｏ＝１／（２πＣｆ１×Ｒｆ
１）、ｆ　１＝１／　（２ｙｒＣ’ｆ　１ｘＲｆ　Ｏ）
　となる。

ただし、ＲｆＯ＞＞Ｒｆｌである。このように反転増幅
器１０により上記低域遮断フィルタ３の遮断特性を相補
する特性を構成したことにより、再生信号の伝送特性を
より低域側に広帯域化したことと等価となる。従って総
合的な伝送特性は第２図中の一点鎖ｖＡｃで表わされる
ようになり、このような低域強調形の伝送特性により、
再生信号の振幅及び位相歪によって発生した“サグが補
正される。

ここで本実施例の動作をわかり易くするために、上記反
転増幅器１０の入力端子Ｃ点から加算回路８が切り離さ
れていたときの上記反転増幅器１０の出力再生信号波形
ｖＯを第３図（ａ）に示す０反転増幅器１０の出力再生
信号波形Ｖｏは低域強訓を伴う線形増幅が行なわれ、例
えば反転増幅器１０の直流出力電圧ＥＮに対し、高電位
を示す再生信号の発生時間Ｔｐが低電位を示す再生信号
の発生時間Ｔｍより短いパターンが複数に渡り繰り返さ
れたとき、高電位の振幅Ｅｐと低電位の振幅Ｅｍは共に
高電位側に移動する。従って、直流出力電圧ＥＮを基準
にすると、再生出力信号の正及び負ような再生信号のエ
ンベロープ変動は、正ピークホールド回路６により、再
生信号の高電位のピーク値がそのダイオードＤ１により
検波され、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との時定数にて保
持される。

この保持電圧をＶＰ（破ｖＡ）で示す。他方、負ピーク
ホールド回路７においては低電位に対して、上記正ピー
クホールド回路６と同様な動作が行なわれる、この保持
電圧をＶＭ（破線）で示す。これら保持電圧ｖｐ及びＶ
Ｍは上記反転増幅器１０の低域強調形の電圧利得特性に
より１サグが改善されているために、保持電圧波形自体
も“サグによる電圧変化分が少なくなる。

この保持電圧ｖｐ及びＶＭは加算回路８の加算抵抗ＲＰ
及びＲＭを介して加算され、それぞれの平均電圧Ｖｓ　
　（一点ＩＩりが得られる。この平均電圧Ｖｓは再生信
号のエンベロープ変動、即ち高電位側へ移動した電圧に
相当するもので、上記反転増幅器１０の入力端子Ｃ点に
負帰還される。従って上記反転増幅器１００入力端子Ｃ
点においては、再生信号のエンベロープ変動電圧に対し
て、その変動電圧と逆電圧である平均電圧Ｖｓが加算さ
れるために反転増幅器１０の出力再生信号のエンベロー
プ変動は取り除かれる。

第３図山）に信号再生信号波形Ｖｏを示す、基準電圧Ｅ
ｓに対して高電位の振幅Ｅｐと負電位の振幅Ｅｍとは等
しくなる。このように、負帰還構成としたことにより、
再生信号のエンベロープ変動は抑圧され、この出力再生
信号のエンベロープ変動量は負帰還をしないときに比べ
１／（１＋ＡＸβ）　（但しＡは反転増幅器の電圧利得
、βはエンベロープ検出効率である）となり、反転増幅
器の電圧利得が高いほど、またエンベロープ検出効率が
高いほどエンベロープ変動を抑圧できるものである。こ
のエンベロープ検出効率βは上記正及び負ピークホール
ド回路６．７での検出効率と加算回路８で加算された平
均電圧ｖｓを上記反転増幅器１０の入力端子に負帰還す
るときの帰還率とを含むもので、この値は最大“ｌ”で
ある、また負帰還による再生信号のエンベロープ変動の
抑圧とともに、上記反転増幅器１０の低域強調形の電圧
利得によって、波形歪“サグが改善されるため、再生信
号のもつディジタル信号情報位置、即ち再生信号Ｖｉと
基準電圧Ｅｓとの交点は記録時の信号情報位置にさらに
近づけることができる。従って、直流再生回路における
各部の定数設定及び調整を行なうにあたり、上記信号波
形歪“サグが改善されその悪影響を極力小さく抑えた状
態にて、本直流再生回路の調整が行なえるために、誤差
の少ない調整が行なえる。

このように本実施例では、低域強調型の増幅利得を有す
る増幅器の出力信号の高電位及び低電位のピーク値を保
持し、２つのピーク値を加算平均して上記増幅器に負帰
還するようにしたので、容易に電圧利得を調整できる。

しかも、その出力信号は線形性が保たれるために直流再
生回路の動作結果を観測できるとともに、“サグの影響
が軽減されているために回路各部での最適調整を容易に
行なうことができ、ディジタル信号変換時の誤けを未然
に防ぐことができる。

また上記反転増幅器１０の低出力インピーダンスにより
、上記正及び負ピークホールド回路６゜７の充電定数を
小さくできるとともに、ピーク電圧検出時の電圧損失を
防ぐことができ、その結果、エンベロープ検出効率βの
低下を防ぐことができ、エンベロープ変動をより効果的
に抑圧することができる。

また上記正及び負ピークホールド回路６，７のダ、イオ
ードＤ１及びＤ２は導通するためのスレッショルド電圧
があるが、入力された再生信号振幅が、ダイオードＤＩ
、Ｄ２のスレッショルド電圧以下であっても、上記反転
増幅器１０の電圧利得により増幅され、上記スレッショ
ルド電圧以下の振幅にできる。従って入力信号振幅は従
来のものに比べ小さくても動作できるものであり、また
この直流再生回路の人、出力は線型であるためにその後
段の信号処理においては、基準電圧Ｅｓにてディジタル
信号に変換することができるのは勿論であり、さらには
アナログ的な信号処理をも行なうことができる。

なお上記実施例では、加算回路８と正及び負ピークホー
ルド回路６．７とを直接接続したものについて説明した
が、この間にバッファアンプを設けることにより、保持
電圧ＶＰ、ＶＭの損失低減と、加算回路８における加算
時のインピーダンス損失による平均電圧の低減を防ぐこ
とができ、上記エンベロープ検出効率βを改善でき、さ
らにはエンベロープ変動をより効果的に抑圧できる。

また、上記実施例では反転増幅器の種類について特に述
べなかったが、第２図のような特性を有し、低出力イン
ピーダンスを有するものであれば何を用いてもよく、汎
用ＩＣを用いることも勿論可能である。

また上記実施例では、負帰還構成を反転増幅器により構
成したが、第４図に示すようにオープンループでの電圧
利得があまり高くなく、その出力信号波形に線形性が保
たれる増幅器１０’を用い、非反転入力端子に入力信号
を加え、反転入力端子にエンベロープ変動を検出した平
均電圧を帰還するようにしてもよく、上記実施例と同様
の効果を奏する。

また、上記実施例では磁気記録再生装置における再生信
号処理回路について述べたが、他のディジタル信号伝送
路においても、上記実施例と同様の効果を奏するもので
ある。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明に係る直流再生回路によれば、
低域強調形の増幅利得を有する増幅器の出力信号の高電
位及び低電位のピーク値を保持し該両ピークホールドの
電圧を加算しこの加算電圧を上記増幅器の入力端子に帰
還するように構成したので、再生信号の波形歪が改善さ
れ再生信号のエンベロープ変動を抑圧できるとともに、
線形性　　′が保たれた出力信号が得られる効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による直流再生回路の概略
図、第２図は第１図の増幅器の電圧利得を説明するため
の周波数特性図、第３図は第１図の各部の動作説明のた
めの波形図、第４図はこの発明の他の実施例による直流
再生回路の概略図、第５１図は従来の直流再生回路の概
略図、第６図はその動作説明のための波形図である。 ６．７・・・正及び負ピ、−クホールド回路（第１゜第
２のピークホールド回路）、８・・・加算回路、１０・
・・反転増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧利得が低域強調形の特性を有し該特性により
   入力信号を増幅する増幅器と、該増幅器の出力信号の高
   電位及び低電位のそれぞれのピーク値を保持する第１及
   び第２のピークホールド回路と、該両ピークホールド回
   路からの電圧を加算しその出力電圧を上記増幅回路の入
   力端子に帰還する加算回路とを備え、上記増幅器より再
   生直流電圧が出力されることを特徴とする直流再生回路
   。