JPS6228886B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、負荷インピーダンスの値に拘わら
ず、入力信号の大きさに比例した負荷電流を得る
ことのできる増幅器、特に電力増幅器に関するも
のである。

オーデイオ再生装置において増幅器などは極限
に近いところまで性能向上が計られ、歪率特性は
−100dBのレベルまで改善されて来ている。とこ
ろが、その入力と出力手段であるテープ、デイス
ク、スピーカなどの性能は特に歪の点で著しく劣
つている。例えば、スピーカでは、その歪率特性
は−60dB前後のレベルにあるのが現状である。

一方、入力の方はPCM録音の出現によつて増
幅器の性能に近づいていく傾向にあり、トータル
システムのHi―Fi化を達成するために、スピー
カの歪率改善に対する要望が強い。更に、ボイス
コイルの抵抗値が、入力信号の大きいときに発生
する熱によつて上昇することによりボイスコイル
の電流が少なくなり、入力信号と出力（音圧）の
直線性が損なわれるという問題がある。これらは
すべて、増幅器とスピーカが従来は電圧で扱われ
ていることに起因している。以下その概要につい
て述べる。

現在、一般的である動電型スピーカの駆動部で
発生する力Ｆは、有効磁束密度Ｂ、ボイスコイル
の長さｌ、およびボイスコイルに流れる電流ｉの
積（Ｂ・ｌ・ｉ）で表わされる。ここで電気―機
械変換が歪なしに行なわれるためには、電流ｉが
スピーカ入力信号に完全に比例し、且つ機械系の
力係数（Force Factor）であるＢとｌの積
（Bl）が一定である必要がある。

しかし、実際には、スピーカは電圧源で駆動さ
れており、スピーカ磁気回路のインピーダンスが
非直線であるため、入力信号が無歪みであつても
ボイスコイル電流ｉは歪みを生ずる。更に、歪み
を発生したボイスコイル電流ｉによつて作られる
交流磁束が、マグネツトの作る磁束に重畳して有
効磁束密度Ｂを変調するため、力係数（Ｂ・ｌ）
も歪みを発生することになる。

次に、スピーカ入力信号と出力（音圧）の非直
線性について述べる。第１図に従来のスピーカ駆
動回路の１例を示した。１は入力端子、２は電圧
増幅器、３は電圧負帰還回路、４はスピーカを示
す。本図にてスピーカ４のインピーダンスをＲ
_L、電圧増幅器２の閉ループ利得をＫ_vとすれば、
スピーカ４のボイスコイル電流ｉは式(1)で表わさ
れる。

ｉ＝ｅ_０／Ｒ_Ｌ＝Ｋ_ｖ・ｅ_１／Ｒ_Ｌ ……(1) 式(1)から、スピーカのインピーダンスＲ_Lの変
動によつてボイスコイル電流ｉ、すなわちスピー
カの駆動力Ｆが変動することが分る。実際に、ス
ピーカでは、ボイスコイルに電流が流れるとボイ
スコイルが発熱し、そのインピーダンスＲ_Lは注
入された電力の積分値に比例して上昇する。すな
わち、入力信号ｅ_i（∝e₀）のレベルに応じてボイ
スコイル電流ｉが減少するため、スピーカの出力
音圧は低下し、第２図に示したように非直線とな
る。

このため、音楽信号等の再生時において、大入
力（e₀）が連続して印加される場合には、リミツ
タがかかつた状態で聴いているのと等価になり、
又、大入力の後に来る小入力に対しては、インピ
ーダンスＲ_Lの上昇によつて、電流が減少してし
まうため、音楽信号等の入力を忠実に再生するこ
とができない。

以上のようなスピーカの電流歪みおよび出力音
圧の非直線性は、増幅器とスピーカの間を電圧で
扱つていることに原因がある。したがつて、増幅
器とスピーカの間を電流で扱う電流駆動方式にす
れば、スピーカ磁気回路の非直線性による歪みの
悪化を招くことなく、且つ、スピーカインピーダ
ンスの値に無関係に入力に比例した音圧特性が得
られるわけである。

その一例として従来行なわれている電流駆動方
式を第３図に示した。５は抵抗を示し、その他の
第１図と同一符号は同一物を示す。この例では、
スピーカ４を帰還ループの中に入れてスピーカに
流れる電流ｉを抵抗５で検出し、これを負帰還し
て歪みを改善するいわゆる直列負帰還形増幅器が
用いられている。これにより、その電流歪みを、
第１図の場合に比べ系の帰還量に相当する分だけ
改善することができる。

第３図において、スピーカ４のインピーダンス
をＲ_L、抵抗５の値をＲ_f、増幅器２の閉ループ利
得をＫ_vとすれば、出力e₀、ボイスコイル電流ｉ
はそれぞれ式(2)、式(3)で表わされる。

e₀Ｋ_v Ｅ_i＝Ｒ_Ｌ＋Ｒ_ｆ／Ｒ_ｆｅ_iＲ_Ｌ／Ｒ_ｆｅ_i
……(2) （Ｒ_f≪Ｒ_Lとする） ｉ＝ｅ_０／Ｒ_ｆ＋Ｒ_Ｌ１／Ｒ_ｆ・ｅ_i……(3) 式(3)より明らかなように、スピーカ４のボイス
コイルを流れる電流ｉは、インピーダンスＲ_Lに
無関係である。すなわちボイスコイル電流ｉは入
力信号ｅ_iのレベルに比例して決定され、スピー
カインピーダンスＲ_Lの変動に対しては式(2)から
判るようにスピーカ供給電圧e₀のレベルが影響を
受けるだけである。

このことは、上記したボイスコイルの発熱によ
るインピーダンス変動に左、右されることなく入
力信号ｅ_iに比例した一定電流がスピーカに供給
されることを意味しており、入力信号ｅ_iとスピ
ーカ音圧の関係を、第４図に示したように、直線
性の良い特性とすることができる。

しかし、第３図に示した増幅器においては、以
下に挙げる欠点がある。

(1) スピーカのインダタクンス（Ｌ）成分による
検出電流の位相遅れがあるため、広帯域にわた
つて安定な帰還をかけることができない。

(2) スピーカ端子が接地できず、誤つて接地され
た場合には、過大入力によつてスピーカが破壊
する危険がある。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、従来のような帰還をかけることなしに負荷
電流歪みの発生を抑え、且つ負荷インピーダンス
の熱変動に影響されることなく、入力信号レベル
と出力電流の直線性が良好に保たれるような電力
増幅器、特にスピーカ用の電力増幅器を提供する
にある。

従来の電流駆動増幅器において安定性が悪く、
しかも負荷（スピーカ）の１端子を接地できない
のは負荷（スピーカ）が帰還ループの中に取り込
まれている点に原因がある。

そこで本発明では、負荷（スピーカ）を帰還ル
ープから外し、負荷（スピーカ）には、入力信号
に応じて独立に安定化された電流駆動源から電流
を供給するという駆動構成をとることにより、上
記目的を達成した。

まず、本発明の原理を第５図を参照して説明す
る。

ここで６は入力信号源ｅ_i、７，８はトランジ
スタ、９はダイオード、１０，１１，１２は抵
抗、１３，１４は直流電圧源、１５は直流阻止用
コンデンサを示し、その他第１図、第３図と同一
の符号は同一物を示す。第５図は、第１，３図に
示したような帰還ループを省略し、スピーカ４を
入力信号ｅ_iのレベルに応じて安定化された電流
源トランジスタ８で駆動しようとするものであ
る。

以下に各部の動作を説明する。

トランジスタ７は、直流電圧源１４のバイアス
電圧によつて動作点が設定されており、抵抗１
０，１１、ダイオード９には、上記バイアス電圧
を抵抗１０の値で除した値にほゞ等しい直流バイ
アス電流が、直流電圧源１３から供給されてい
る。ダイオード９と抵抗１１およびトランジスタ
８と抵抗１２で構成される部分が直流源に相当す
る。明らかなように、この部分はカレントミラー
回路を構成するもので、ダイオード９および抵抗
１１に流れる電流をトランジスタ８側に伝達する
動作を行なう。

すなわち、第５図の回路は、入力電圧ｅ_iをト
ランジスタ７で増幅し、抵抗１０両端の出力電圧
を抵抗１１、ダイオード９の部分で電流に変換
し、その出力電流をトランジスタ８で反転増幅
し、増幅された電流をスピーカ４のボイスコイル
に供給するものである。

ここで、ダイオード９を設けたのは、トランジ
スタ８のベース・エミツタ間しきい値電圧を打ち
消すためであり、又、抵抗１１，１２を設けたの
は、その定数設定により電流増幅又は電流減衰を
可能とならしめるためである。すなわち、抵抗１
１の値をR₁₁、抵抗１２の値をR₁₂とし、R₁₁＞R₁₂
に設定すれば電流増幅が可能で、又R₁₁＜R₁₂とす
れば電流減衰が可能となる。

このような構成において、入力信号ｅ_iに対す
るスピーカボイスコイル電流ｉおよびトランジス
タ８の出力電圧e₀はそれぞれ式(4)，(5)で表わされ
る。

ｉ＝Ｒ_１１／Ｒ_１０×Ｒ_１２×ｅ_i＝Ａ・ｅ_i ……(4) Ａ＝Ｒ_１１／Ｒ_１０×Ｒ_１２ e₀＝ｉ・Ｒ_L＝Ａ・Ｒ_L・ｅ_i ……(5) 式(4)より明らかなように、スピーカボイスコイ
ルの電流ｉはスピーカインピーダンスＲ_Lに無関
係である。ボイスコイル電流ｉは入力信号ｅ_iの
レベルのみに比例して決定され、スピーカインピ
ーダンスＲ_Lの変動は、式(5)より判るように、供
給電圧e₀のレベル変化をもたらすだけである。す
なわち、第５図の回路によれば電流帰還ループを
設ける必要なしに、第３図の場合と同様な効果が
得られ、しかも、スピーカ端子を接地することが
できる。

又、この第５図の回路によれば、ボイスコイル
電流ｉの歪みもスピーカインピーダンスＲ_Lには
無関係となり、入力信号ｅ_iの歪みによつて決ま
るようになる。すなわち、スピーカ磁気回路のイ
ンピーダンスが如何なる非直線性をもつていて
も、これによつてボイスコイル電流ｉが歪みを発
生することはなく、この場合、スピーカ供給電圧
e₀がインピーダンスの非直線性に応じて歪むだけ
である。

第６図に本発明の他の原理を示した。１６，１
７はトランジスタ、１８はダイオード、１９，２
０は抵抗、２１は直流電圧源、２２，２３はそれ
ぞれトランジスタ７および１６のベース・エミツ
タ間しきい値電圧を打消すバイアス用の直流電源
であり、その他第５図と同一の符号は同一物を示
す。図からも明らかなように、第６図の回路は、
第５図の電流増幅器をプツシユプル構成としたも
のである。

動作時に、入力信号ｅ_iが正の時にはトランジ
スタ７を導通させてトランジスタ８部から成る電
流源でスピーカ４を駆動し、一方、入力信号ｅ_i
が負の時にはトランジスタ１６を導通させてトラ
ンジスタ１７部から成る電流源でスピーカ４を駆
動する。その他の詳細な動作は、第３図と全く同
様であるため省略するが、第６図の特徴はスピー
カに直流電流が流れないことにある。

すなわち、第５図ではトランジスタ８を能動領
域で動作させるため、スピーカ４にはトランジス
タ７の直流動作電流に応じた直流電流が流れる
が、第６図のプツシユプル構成では、トランジス
タ８と１７の直流電流を同一に設定すれば、直流
電流はトランジスタ８から１７へ、縦方向に流れ
るだけでスピーカ４に流れ込むことはない。

第５図、第６図の回路においては、いずれの場
合も、スピーカ４のボイスコイル電流ｉの歪み
は、入力信号ｅ_iの歪みのみによつて決まること
を述べたが、厳密にいえばカレントミラー回路部
での歪みの劣化がある。つまりダイオード９のア
ノード・カソード間とトランジスタ８のベース・
エミツタ間の各指数特性が完全に一致しないため
に、実際のスピーカボイスコイルに供給される電
流ｉは入力信号ｅ_iの歪みより劣化する。

この点を考慮した本発明の一実施例を第７図を
参照して説明する。２４は負帰還増幅器を示し、
その他第５図と同一の符号は同一物を示す。本実
施例は上記したトランジスタの非直線性によるカ
レントミラー回路での電流歪みを負帰還によつて
改善しようとするもので、負帰還増幅器２４の正
入力端子はトランジスタ７の出力端子（コレク
タ）に、負入力端子はトランジスタ８の接地端子
（エミツタ）に、又その出力端子はトランジスタ
８の入力（ベース）端子にそれぞれ接続されてい
る。

このような回路構成によれば、トランジスタ８
の非直線性に起因して抵抗１２の両端電圧に発生
する非直線歪み、すなわちスピーカのボイスコイ
ル電流ｉの歪みは、帰還系の一巡ループ利得量だ
け軽させることができる。

本実施例では、抵抗１２の端子電圧を100％帰
還（帰還率β＝１）しているため、系の一巡ルー
プ利得量は負帰還増幅器２４の開ループ利得に等
しい。従つて、スピーカ４のボイスコイル電流ｉ
の、トランジスタ８に起因する非直線歪みは、負
帰還増幅器２４の開ループ利得に応じた量だけ軽
減されることになる。

一方、入力信号ｅ_iに対するスピーカのボイス
コイル電流ｉおよび出力電圧e₀はそれぞれ式(6)、
式(7)で表わされる。

ｉ＝ｅ_ｉ／Ｒ_１０×R₁₁×Ｋ／１＋Ｋ×１／Ｒ_１２ Ｒ_１１／Ｒ_１０×Ｒ_１２・ｅ_i＝Ａ・ｅ_i ……(6) Ｋ；負帰還増幅器２４の開ループ利得（Ｋ
≫１） e₀＝ｉ・Ｒ_L＝Ａ・Ｒ_L・ｅ_i ……(7) 明らかなように、式(6)，(7)は第５図の回路で得
られた式(4)，(5)と等しい。すなわち、本実施例に
よつても、スピーカのボイスコイル電流ｉは入力
信号ｅ_iのレベルのみに応じて決定され、スピー
カインピーダンスＲ_Lには無関係になる。又、電
流増幅率Ａは、抵抗１１と抵抗１２の比の選定に
よつて任意に設定が可能である。

第８図は、本発明の他の実施例を示す。２５は
第２の負帰還増幅器を示し、その他第６図、第７
図と同一の符号は同一物を示す。本実施例は、ス
ピーカに直流電流が流れるのを阻止するために第
７図の電流増幅器をプツシユプル構成としたもの
で、第４図の場合と同様に、入力信号ｅ_iが正の
時には、トランジスタ７を導通させてトランジス
タ８部から成る電流源でスピーカ４を駆動し、一
方、入力信号ｅ_iが負の時には、トランジスタ１
６を導通させてトランジスタ１７部から成る電流
源でスピーカ４を駆動するものである。その他の
詳細な動作は第７図の場合と同様であるため省略
する。

前述のように、第８図の実施例では、トランジ
スタ８およびトランジスタ１７の電流歪みは、そ
れぞれ個々には改善される。しかしながら、これ
らの合成波であるスピーカのボイスコイル電流ｉ
に注目した場合、正、負電流源の電流増幅率のア
ンバランスによつて、電流ｉには正、負振幅差を
生じる場合がある。

すなわち、抵抗１１と抵抗１９および抵抗１２
と抵抗２０は勿論同一の値に設定されるのは言う
までもないが、これらが個々にバラツキを持つ
と、正、負の電流源の電流増幅率がアンバランス
となり電流ｉに正、負振幅差が発生する。この様
子を第９図に示した。本図は、負半波の電流増幅
率より正半波の電流増幅率の方が大きい場合、す
なわち、抵抗値のバラツキによりその比R₁₉／R₂₀
とR₁₁／R₁₂との間にR₁₁／R₁₂＞R₁₉／R₂₀なる関係
が成立すると想定した時のものである。

第９図の電流波形をフーリエ展開すると、周知
のように、式(8)が得られる。

ｆ（ｘ）＝１／π（Ａ−Ｂ）＋Ａ＋Ｂ／２sinx ＋２（Ａ−Ｂ）／π（１−２^２）cos2x＋２（Ａ−
Ｂ）／π（１−４^２） cos4x＋… ……(8) すなわち、正、負の振幅差によつて偶数次高調
波を発生する。そして、この時の歪み率Ｄは式(9)
によつて表わされる。これを定量的にみれば、例
えば５％の電流増幅率のアンバランスに対して、
約１％の歪みを発生することになる。

以上の点を勘案して、電流増幅率のアンバラン
スを補正するようにした本発明の他の実施例を第
１０図に示した。図中の２６，２８，２９は抵
抗、２７は可変抵抗器を示し、その他第８図と同
一の符号は同一物を示す。図から明らかなよう
に、本実施例は、上記した抵抗のバラツキによる
正、負電流増幅率のアンバランスを、一方の負帰
還増幅器の利得を調整することによつて解消する
ものである。

すなわち、一方の負帰還増幅器２５の閉ループ
利得を抵抗２８，２９で固定しておき、他方の負
帰還増幅器２４の閉ループ利得を可変抵抗器２７
の調整によつて制御し、正、負電流増幅率を対称
にしようとするものである。その他の動作は第７
図、第８図と同等である。

なお、ここでは、負帰還増幅器２４の利得を調
整可能な構成としているが、可変抵抗器２７と抵
抗２９を入れ換え、負帰還増幅器２５の利得を調
整するようにしても良いことは明らかである。
又、抵抗２９も可変抵抗器に置き換えて両方の負
帰還増幅器の利得を調整し得る構成としてもよい
ことは当然である。更にそれぞれの負帰還増幅器
の利得調整は、抵抗２６，２８を可変抵抗器に置
き換えることによつても可能であることは、言う
までもないことである。

本実施例において、入力信号ｅ_iの正の半波に
対するトランジスタ８の電流、すなわちスピーカ
のボイスコイル電流ｉ_Aは式(10)で表わされる。

ｉ_A＝ｅ_ｉ／Ｒ_１０×R₁₁×Ｋ／１＋Ｋβ×１／Ｒ_１２ ｅ_ｉ／Ｒ_１０・Ｒ_１１／Ｒ_１２・１／β_Ａ……(1
0) （Ｋβ_A≫１） β_A；抵抗２６と可変抵抗器２７の値で決
まる帰還率 又、入力信号ｅ_iの負の半波に対するトランジ
スタ１７の電流すなわちスピーカのボイスコイル
電流ｉ_Bは同様に式(11)で表わされる。

ｉ_Bｅ_ｉ／Ｒ_１０・Ｒ_１９／Ｒ_２０・１／β_Ｂ……(
11) β_B；抵抗２８，２９の値で決まる帰還率 (10)，(11)式から明らかなように、ボイスコイル電
流ｉの正、負の電流増幅率、すなわち、第９図に
示した電流波形Ａ，Ｂの波高値は、可変抵抗器２
７の調整による帰還率β_Aの制御によつて抵抗値
にバラツキがあつても対称にすることが可能であ
る。なお、可変抵抗器２７の代りに（あるいはそ
の他に）抵抗２６，２８，２９の少なくとも１つ
を可変抵抗器とした場合には、これらを調整して
電流波形Ａ，Ｂの波高値を対称にできることは明
らかであろう。

以上に図示説明したどの実施例においても、従
来例のような帰還ループが設けられていないた
め、スピーカ端子を接地することが可能となつて
いる。又、従来の電流帰還型増幅器の欠点である
スピーカボイスコイルのインダクタンス成分によ
る不安定性等も解消されるものである。

更に、スピーカの駆動を、入力信号に応じて安
定化された電流駆動源で行なうため、入力信号と
スピーカ音圧の関係は、ボイスコイルの発熱によ
るインピーダンス変動に左右されることなく、第
４図に示したような良好な直線性を得ることがで
きる。

第１１図は、従来の電圧増幅器を用いた場合の
スピーカボイスコイルの電流歪み特性と本発明に
よる電流増幅器を用いた場合のそれとの比較例で
ある。同図で、曲線ａはスピーカを第１図の電圧
増幅器で駆動した時のもの、又、曲線ｂは本発明
による電流増幅器で駆動した時のものである。こ
のデータから、本発明によつてスピーカのボイス
コイル電流歪みは約１桁程度軽減されていること
が分かる。

なお、以上においては本発明をスピーカ駆動に
適用した場合について述べたが、本発明は、入力
電圧に比例した出力電流が必要とされるような一
般的用途（例えば測定装置や定電流電源など）に
も適用できることは明らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電圧増幅器のブロツク図、第２
図はその入力・音圧特性例図、第３図は従来の電
流増幅器のブロツク図、第４図はその入力・音圧
特性例図、第５図および第６図は本発明の原理を
示す回路図、第７図、第８図および第１０図はそ
れぞれ本発明の実施例を示す回路図、第９図は第
８図の回路の特性例図、第１１図はスピーカボイ
スコイルの電流歪み特性例図である。 ４……スピーカ、２４，２５……負帰還増幅
器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電圧増幅器と、該電圧増幅器の出力電圧を電
   流に変換する電圧―電流変換器と、該電圧―電流
   変換器の出力電流を反転増幅する電流増幅器とを
   具備して成る電力増幅器において、該電流増幅器
   の出力能動素子の接地端子を抵抗を介して電源に
   接続すると共に該電流増幅器の入力に帰還し、該
   出力能動素子の出力端子に負荷を接続するように
   構成したことを特徴とする電力増幅器。 ２ 該電力増幅器をプツシユプル構成としたこと
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力増
   幅器。 ３ 該電流増幅器の利得を制御する調整装置をさ
   らに具備したことを特徴とする特許請求の範囲第
   １または第２項記載の電力増幅器。