JP3389160B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は搬送波再生回路に関
し、特に直交変調波信号をサービスチャンネル信号（Ｓ
Ｃ信号）で周波数変調した複合変調波信号の搬送波再生
回路に関する。
し、特に直交変調波信号をサービスチャンネル信号（Ｓ
Ｃ信号）で周波数変調した複合変調波信号の搬送波再生
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、位相変位変調（ＰＳＫ変調）波信
号や直交振幅変調（ＱＡＭ変調）波信号などの直交変調
波信号がマイクロ波通信を始めとする無線通信において
用いられている。これら直交変調波信号の復調において
は、良い信号誤り特性，搬送波の非同期時の速やかな引
き込み，及びエラ−パルスの残留エラ−による回線の誤
切替え防止を確保する必要がある。上記直交変調波信号
の復調においては、直交変調波信号の搬送波を再生して
再生搬送波信号を生じ、直交変調波信号の搬送波と再生
搬送波信号とを同期検波してベースバンド信号を得、こ
のベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータで多値識別する
方式が多く用いられる。
号や直交振幅変調（ＱＡＭ変調）波信号などの直交変調
波信号がマイクロ波通信を始めとする無線通信において
用いられている。これら直交変調波信号の復調において
は、良い信号誤り特性，搬送波の非同期時の速やかな引
き込み，及びエラ−パルスの残留エラ−による回線の誤
切替え防止を確保する必要がある。上記直交変調波信号
の復調においては、直交変調波信号の搬送波を再生して
再生搬送波信号を生じ、直交変調波信号の搬送波と再生
搬送波信号とを同期検波してベースバンド信号を得、こ
のベースバンド信号をＡ／Ｄコンバータで多値識別する
方式が多く用いられる。
【０００３】上記再生搬送波信号を得るには位相同期ル
ープ（ＰＬＬ）によることが多い。この位相同期ループ
は、良い信号誤り特性のためには挟帯域に，非同期時の
速やかな引き込みのためには広帯域に，ループバンドを
切り替えれば都合のよいことがある。このループバンド
の切り替えのためには、警報や復調器の後段からの情報
により制御を行っことが多い。しかし、これら情報を検
出し，制御するまでに時間がかかってしまうので、速や
かにル−プバンドを切り替える事は困難であった。
ープ（ＰＬＬ）によることが多い。この位相同期ループ
は、良い信号誤り特性のためには挟帯域に，非同期時の
速やかな引き込みのためには広帯域に，ループバンドを
切り替えれば都合のよいことがある。このループバンド
の切り替えのためには、警報や復調器の後段からの情報
により制御を行っことが多い。しかし、これら情報を検
出し，制御するまでに時間がかかってしまうので、速や
かにル−プバンドを切り替える事は困難であった。
【０００４】また、上記直交変調波信号を上記ＳＣ信号
（アナログＳＣ信号の場合、回線監視信号や音声信号を
含む）で周波数変調した複合変調波信号を伝送する場
合、一般にはＳＣ信号の有無によってループバンドを変
えないことが多い。しかし、上記ＳＣ信号を伝送する場
合と同じ広帯域ループバンド構成を用いると、主（直交
変調）信号及びそのエラ−パルスの残留エラ−が発生し
易くなるという問題があった。一方、同じ広帯域ループ
構成で上記ＳＣ信号を伝送していない時には、主信号に
対して良い信号誤り特性を得ることができないという問
題があった。
（アナログＳＣ信号の場合、回線監視信号や音声信号を
含む）で周波数変調した複合変調波信号を伝送する場
合、一般にはＳＣ信号の有無によってループバンドを変
えないことが多い。しかし、上記ＳＣ信号を伝送する場
合と同じ広帯域ループバンド構成を用いると、主（直交
変調）信号及びそのエラ−パルスの残留エラ−が発生し
易くなるという問題があった。一方、同じ広帯域ループ
構成で上記ＳＣ信号を伝送していない時には、主信号に
対して良い信号誤り特性を得ることができないという問
題があった。
【０００５】さらに、アナログＳＣ信号を伝送する場
合、音声信号（伝送ベースバンド信号帯域：３００Ｈｚ
〜３．４ＫＨｚ）を伝送する場合には音の強弱があるた
め、標準レベルよりある高いレベルの音声を想定して回
線設計する必要があった。この場合も上記ＳＣ信号を含
む複合変調波信号に合せて復調器の再生搬送波回路のル
−プバンドを広くする必要があるので、主信号の残留エ
ラ−やエラ−パルスの残留エラ−の発生が多くなるとい
う問題が生じていた。同様に、アナログＳＣ信号として
回線監視用信号（例えば、３００Ｈｚ〜１２ＫＨｚ帯域
を各４ＫＨｚ帯域の３ＣＨに周波数分割した信号）だけ
を伝送する場合は、標準レベルだけ想定してループバン
ドを別設計するか，音声信号伝送用との共通設計を考え
て音声信号伝送に合せてル−プバンドを広くして設計し
ていた。
合、音声信号（伝送ベースバンド信号帯域：３００Ｈｚ
〜３．４ＫＨｚ）を伝送する場合には音の強弱があるた
め、標準レベルよりある高いレベルの音声を想定して回
線設計する必要があった。この場合も上記ＳＣ信号を含
む複合変調波信号に合せて復調器の再生搬送波回路のル
−プバンドを広くする必要があるので、主信号の残留エ
ラ−やエラ−パルスの残留エラ−の発生が多くなるとい
う問題が生じていた。同様に、アナログＳＣ信号として
回線監視用信号（例えば、３００Ｈｚ〜１２ＫＨｚ帯域
を各４ＫＨｚ帯域の３ＣＨに周波数分割した信号）だけ
を伝送する場合は、標準レベルだけ想定してループバン
ドを別設計するか，音声信号伝送用との共通設計を考え
て音声信号伝送に合せてル−プバンドを広くして設計し
ていた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述したとおり、従来
の複合変調波信号の搬送波再生回路では、再生搬送波信
号を得る位相同期ループのループバンドをＳＣ信号の伝
送の有り無しや主信号のＢＥＲによって迅速に変化させ
ることができなかったので，ＳＣ信号の有り無しに従っ
て最適なループバンドを設定することができず、また、
主信号の良い信号誤り特性，搬送波信号の非同期時の速
やかな引き込み，及び主信号の残留エラーやエラ−パル
スの残留エラ−による回線の誤切替え防止を得るため
に、搬送波再生回路のループバンドをそれぞれの伝送信
号に合わせて最適設定することができないという欠点が
あった。
の複合変調波信号の搬送波再生回路では、再生搬送波信
号を得る位相同期ループのループバンドをＳＣ信号の伝
送の有り無しや主信号のＢＥＲによって迅速に変化させ
ることができなかったので，ＳＣ信号の有り無しに従っ
て最適なループバンドを設定することができず、また、
主信号の良い信号誤り特性，搬送波信号の非同期時の速
やかな引き込み，及び主信号の残留エラーやエラ−パル
スの残留エラ−による回線の誤切替え防止を得るため
に、搬送波再生回路のループバンドをそれぞれの伝送信
号に合わせて最適設定することができないという欠点が
あった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の一つによる搬送
波再生回路は、直交変調波信号をサービスチャンネル信
号（以下、ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換（以下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じる
Ａ／Ｄコンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路
と、低域通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給す
る電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記Ａ／Ｄコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し，このエラーパルスの
ビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）の推定誤り率に従
って前記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備える。
波再生回路は、直交変調波信号をサービスチャンネル信
号（以下、ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換（以下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じる
Ａ／Ｄコンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路
と、低域通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給す
る電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記Ａ／Ｄコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し，このエラーパルスの
ビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）の推定誤り率に従
って前記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備える。
【０００８】前記搬送波再生回路の一つは、前記ＬＰＦ
の帯域が、前記ＢＥＲが所定誤り率より大きくなると連
続的又は段階的に広くされる前記ＬＰＦの帯域が、推定
された前記ＢＥＲが大きくなると連続的に広くされる構
成をとることができる。
の帯域が、前記ＢＥＲが所定誤り率より大きくなると連
続的又は段階的に広くされる前記ＬＰＦの帯域が、推定
された前記ＢＥＲが大きくなると連続的に広くされる構
成をとることができる。
【０００９】前記搬送波再生回路の別の一つは、前記Ｌ
ＰＦの帯域が、前記ＢＥＲが所定誤り率より小さくなる
と連続的又は段階的に狭くされる構成をとることができ
る。
ＰＦの帯域が、前記ＢＥＲが所定誤り率より小さくなる
と連続的又は段階的に狭くされる構成をとることができ
る。
【００１０】本発明の別の一つによる搬送波再生回路
は、直交変調波信号をサービスチャンネル信号（以下、
ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調波信号を直
交する再生搬送波信号によって直交同期検波してベース
バンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記ベースバン
ド信号の各各をそれぞれアナログディジタル変換（以
下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコ
ンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所定レベル
でそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディジタル信
号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信
号との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、
前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じ
る自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路と、低域
通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生搬送波制
御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を減少させ
るような前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗算
器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給する電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記ＡＰＣ信号検出回路
からの前記搬送波制御情報信号を定められたレベルまで
増幅及び復調して前記ＳＣ信号を再生出力するＳＣ増幅
回路と、再生出力された前記ＳＣ信号の検出レベルに従
って前記ＬＰＦの帯域を制御するＳＣレベル検出回路と
を備える。
は、直交変調波信号をサービスチャンネル信号（以下、
ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調波信号を直
交する再生搬送波信号によって直交同期検波してベース
バンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記ベースバン
ド信号の各各をそれぞれアナログディジタル変換（以
下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコ
ンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所定レベル
でそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディジタル信
号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信
号との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、
前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じ
る自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路と、低域
通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生搬送波制
御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を減少させ
るような前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗算
器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給する電圧制
御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記ＡＰＣ信号検出回路
からの前記搬送波制御情報信号を定められたレベルまで
増幅及び復調して前記ＳＣ信号を再生出力するＳＣ増幅
回路と、再生出力された前記ＳＣ信号の検出レベルに従
って前記ＬＰＦの帯域を制御するＳＣレベル検出回路と
を備える。
【００１１】前記搬送波再生回路の一つは、前記ＳＣ信
号の再生出力が、前記搬送波制御情報信号の周波数変調
成分を検出して取り出される構成をとることができる。
号の再生出力が、前記搬送波制御情報信号の周波数変調
成分を検出して取り出される構成をとることができる。
【００１２】前記搬送波再生回路の別の一つは、前記Ｌ
ＰＦの帯域が、再生出力された前記ＳＣ信号の前記検出
レベルが所定レベルより大きくなると、連続的又は段階
的に広くされる構成をとることができる。
ＰＦの帯域が、再生出力された前記ＳＣ信号の前記検出
レベルが所定レベルより大きくなると、連続的又は段階
的に広くされる構成をとることができる。
【００１３】前記搬送波再生回路のさらに別の一つは、
前記ＬＰＦの帯域が、再生出力される前記ＳＣ信号の前
記検出レベルが前記所定レベルより小さくなると、連続
的または段階的に狭くされる構成をとることができる。
前記ＬＰＦの帯域が、再生出力される前記ＳＣ信号の前
記検出レベルが前記所定レベルより小さくなると、連続
的または段階的に狭くされる構成をとることができる。
【００１４】前記ＬＰＦの一つは、信号の入力端と出力
端との間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と接地
間に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路と
を備えるラグリードフィルタであり、前記第１の抵抗器
の抵抗値が、制御電圧の印可によって自動的に変化でき
る構成をとることができる。
端との間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と接地
間に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路と
を備えるラグリードフィルタであり、前記第１の抵抗器
の抵抗値が、制御電圧の印可によって自動的に変化でき
る構成をとることができる。
【００１５】該ＬＰＦの一つは、前記第１の抵抗器が、
ダイオードである構成をとることができる。
ダイオードである構成をとることができる。
【００１６】前記ＬＰＦの別の一つは、信号の入力端と
出力端との間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と
接地間に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回
路とを備えるラグリードフィルタを２系統を備え、第１
の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合に選
択され、第２の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御
する場合に選択される構成をとることができる。
出力端との間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と
接地間に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回
路とを備えるラグリードフィルタを２系統を備え、第１
の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合に選
択され、第２の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御
する場合に選択される構成をとることができる。
【００１７】前記搬送波再生回路のさらに別の一つは、
前記エラーパルス検出回路が、前記Ａ／Ｄコンバータの
一つから前記ディジタル信号を供給されてエラーパルス
を識別するエラーパルス用識別器と、該Ａ／Ｄコンバー
タから前記ディジタル信号を供給されて所定レベルで識
別して復調する識別器と、識別された前記エラーパルス
と該識別器の復調出力とを比較して前記エラーパルスを
出力する比較器と、このエラーパルスのＢＥＲの推定誤
り率に従って前記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス
検出回路に代えられている構成をとることができる。
前記エラーパルス検出回路が、前記Ａ／Ｄコンバータの
一つから前記ディジタル信号を供給されてエラーパルス
を識別するエラーパルス用識別器と、該Ａ／Ｄコンバー
タから前記ディジタル信号を供給されて所定レベルで識
別して復調する識別器と、識別された前記エラーパルス
と該識別器の復調出力とを比較して前記エラーパルスを
出力する比較器と、このエラーパルスのＢＥＲの推定誤
り率に従って前記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス
検出回路に代えられている構成をとることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００１９】図１は本発明による搬送波再生回路の実施
の形態の一つを示すブロック図である。この図は上記複
合変調波信号の復調器を示している。
の形態の一つを示すブロック図である。この図は上記複
合変調波信号の復調器を示している。
【００２０】マイクロ波等を搬送波とする上記複合変調
波信号は、アンテナで受信されたあと適切な周波数の中
間周波数信号（ＩＦ信号）Ｓｉに変換され，復調器の受
信ヘッドである乗算回路１及び２に２分（Ｓｐ及びＳ
ｑ）されて入力される。乗算回路１及び２の局部発振信
号端子には電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２が生じる再生
搬送波信号Ｓ８が９０°の位相差で供給される。乗算器
１には９０°位相遅れの再生搬送波信号Ｓ８ａ，乗算器
２には位相遅れなしの再生搬送波信号Ｓ８ｂが供給され
る。この位相差はＶＣＯ１２と乗算回路１の局部発振信
号端子との間に挿入された９０°の移相器１１によって
生じる。
波信号は、アンテナで受信されたあと適切な周波数の中
間周波数信号（ＩＦ信号）Ｓｉに変換され，復調器の受
信ヘッドである乗算回路１及び２に２分（Ｓｐ及びＳ
ｑ）されて入力される。乗算回路１及び２の局部発振信
号端子には電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２が生じる再生
搬送波信号Ｓ８が９０°の位相差で供給される。乗算器
１には９０°位相遅れの再生搬送波信号Ｓ８ａ，乗算器
２には位相遅れなしの再生搬送波信号Ｓ８ｂが供給され
る。この位相差はＶＣＯ１２と乗算回路１の局部発振信
号端子との間に挿入された９０°の移相器１１によって
生じる。
【００２１】乗算回路１及び２は、ＩＦ信号Ｓｐ及びＳ
ｑと再生搬送波信号Ｓ８ａ及びＳ８ｂとをそれぞれ乗算
し，つまり同期検波してベースバンド信号Ｓｐ１及びＳ
ｑ１を生じる。ベースバンド信号Ｓｐ１及びＳｑ１は高
調波成分等の不要波を除く低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３
及び４によって帯域制限されたアナログ形式のベースバ
ンド信号Ｓｐ２及びＳｑ２になる。ベースバンド信号Ｓ
ｐ２及びＳｑ２は増幅回路５及び６によりそれぞれＳｐ
３及びＳｑ３に増幅された後、Ａ／Ｄコンバ−タ７及び
８により，多値のディジタルベースバンド信号（ディジ
タル信号）Ｓｐ４及びＳｑ４にそれぞれ変換される。Ａ
／Ｄコンバータ７又は８（Ａ／Ｄコンバータ７及び８を
両方用いてもよい。）は、また、識別結果からエラーパ
ルスを検出するために識別結果Ｓｄをエラ−パルス検出
回路１５に出力する。
ｑと再生搬送波信号Ｓ８ａ及びＳ８ｂとをそれぞれ乗算
し，つまり同期検波してベースバンド信号Ｓｐ１及びＳ
ｑ１を生じる。ベースバンド信号Ｓｐ１及びＳｑ１は高
調波成分等の不要波を除く低域通過ろ波器（ＬＰＦ）３
及び４によって帯域制限されたアナログ形式のベースバ
ンド信号Ｓｐ２及びＳｑ２になる。ベースバンド信号Ｓ
ｐ２及びＳｑ２は増幅回路５及び６によりそれぞれＳｐ
３及びＳｑ３に増幅された後、Ａ／Ｄコンバ−タ７及び
８により，多値のディジタルベースバンド信号（ディジ
タル信号）Ｓｐ４及びＳｑ４にそれぞれ変換される。Ａ
／Ｄコンバータ７又は８（Ａ／Ｄコンバータ７及び８を
両方用いてもよい。）は、また、識別結果からエラーパ
ルスを検出するために識別結果Ｓｄをエラ−パルス検出
回路１５に出力する。
【００２２】ディジタル信号Ｓｐ４及びＳｑ４は識別器
９に入力され、識別器９はディジタル信号Ｓｐ４及びＳ
ｑ４に対して所定の信号変換処理を行なった上、所定レ
ベルを識別点としてレベル判定を行い、判定結果は符号
化された復調主信号データＤｐおよびＤｑとしてそれぞ
れ出力される。識別器９は、また、再生搬送波信号Ｓ８
を生じさせるための情報である位相情報信号Ｓ５をＡＰ
Ｃ信号検出回路１０に出力する。なお、識別器９の詳細
動作については後述する。
９に入力され、識別器９はディジタル信号Ｓｐ４及びＳ
ｑ４に対して所定の信号変換処理を行なった上、所定レ
ベルを識別点としてレベル判定を行い、判定結果は符号
化された復調主信号データＤｐおよびＤｑとしてそれぞ
れ出力される。識別器９は、また、再生搬送波信号Ｓ８
を生じさせるための情報である位相情報信号Ｓ５をＡＰ
Ｃ信号検出回路１０に出力する。なお、識別器９の詳細
動作については後述する。
【００２３】ＡＰＣ信号検出回路１０は、位相情報信号
Ｓ５を受けて所定の演算を行い、電圧制御発振器である
ＶＣＯ１２の出力Ｓ８の周波数（位相）を制御するＡＰ
Ｃ信号Ｓ６を生じる。ＡＰＣ信号Ｓ６は再生搬送波信号
Ｓ８を生成する位相同期ループのループバンドを殆ど規
定する可変帯域のＬＰＦ１３に送られる。ＬＰＦ１３は
ＡＰＣ信号Ｓ６を規定の帯域に制限する。帯域の制限さ
れたＡＰＣ信号Ｓ７は、ＶＣＯ１２の周波数制御を行っ
て再生搬送波信号Ｓ８を生成する。ＡＰＣ信号検出回路
１０の詳細動作についても後述する。
Ｓ５を受けて所定の演算を行い、電圧制御発振器である
ＶＣＯ１２の出力Ｓ８の周波数（位相）を制御するＡＰ
Ｃ信号Ｓ６を生じる。ＡＰＣ信号Ｓ６は再生搬送波信号
Ｓ８を生成する位相同期ループのループバンドを殆ど規
定する可変帯域のＬＰＦ１３に送られる。ＬＰＦ１３は
ＡＰＣ信号Ｓ６を規定の帯域に制限する。帯域の制限さ
れたＡＰＣ信号Ｓ７は、ＶＣＯ１２の周波数制御を行っ
て再生搬送波信号Ｓ８を生成する。ＡＰＣ信号検出回路
１０の詳細動作についても後述する。
【００２４】エラ−パルス検出回路１５は、ディジタル
信号Ｓｐ４又はＳｑ４のエラ−パルス発生状況である
（推定誤り率に等価）エラ−パルス発生情報Ｓｅ１をＬ
ＰＦ１３に出力する。ＬＰＦ１３はエラーパルスの推定
誤り率を示すエラ−パルス発生情報Ｓｅ１に従って帯域
が制御される。なお、エラ−パルス発生情報Ｓｅ１に従
って帯域が制御される場合には、ＳＣレベル検出回路１
７からのＳＣ信号情報Ｓｌの配線は省かれる。エラ−パ
ルス検出回路１５についても詳細は後述する。
信号Ｓｐ４又はＳｑ４のエラ−パルス発生状況である
（推定誤り率に等価）エラ−パルス発生情報Ｓｅ１をＬ
ＰＦ１３に出力する。ＬＰＦ１３はエラーパルスの推定
誤り率を示すエラ−パルス発生情報Ｓｅ１に従って帯域
が制御される。なお、エラ−パルス発生情報Ｓｅ１に従
って帯域が制御される場合には、ＳＣレベル検出回路１
７からのＳＣ信号情報Ｓｌの配線は省かれる。エラ−パ
ルス検出回路１５についても詳細は後述する。
【００２５】図１の復調器は上述のとおり、最終的には
識別器９によって上記直交変調波信号の復調を行い、復
調結果は復調主信号データＤｐおよびＤｑとして出力さ
れている。また、乗算回路１，２，ＬＰＦ３，４，増幅
回路５，６，Ａ／Ｄコンバ−タ７，８，識別器９，ＡＰ
Ｃ信号検出回路１０，ＬＰＦ１３及びＶＣＯ１２が、上
述の位相同期回路（位相同期ループ又はＰＬＬ）を構成
する。即ち、図１の実施の形態による再生搬送波再生回
路は、上記位相同期回路によって、ＩＦ信号Ｓｉに位相
同期した再生搬送波信号Ｓ８を生じる。
識別器９によって上記直交変調波信号の復調を行い、復
調結果は復調主信号データＤｐおよびＤｑとして出力さ
れている。また、乗算回路１，２，ＬＰＦ３，４，増幅
回路５，６，Ａ／Ｄコンバ−タ７，８，識別器９，ＡＰ
Ｃ信号検出回路１０，ＬＰＦ１３及びＶＣＯ１２が、上
述の位相同期回路（位相同期ループ又はＰＬＬ）を構成
する。即ち、図１の実施の形態による再生搬送波再生回
路は、上記位相同期回路によって、ＩＦ信号Ｓｉに位相
同期した再生搬送波信号Ｓ８を生じる。
【００２６】図１の復調器は上記ＳＣ信号に対しても復
調動作を行う。
調動作を行う。
【００２７】ＳＣ ＡＭＰ回路１４は、ＡＰＣ信号Ｓ６
から上記直交変調波信号の搬送波に対して上記ＳＣ信号
でさらに周波数変調がかけられた部分である変調周波数
成分を周知の手法を用いて周波数復調して取り出し、Ｓ
Ｃ信号Ｓｃを抽出（再生：復調ともいう）する。つま
り、ＳＣ ＡＭＰ回路１４は、入力されたＡＰＣ信号Ｓ
６を予め定めたレベルまで増幅したうえ，周波数変調波
復調回路によってＳＣ信号Ｓｃに復調出力する。なお、
上記ＳＣ信号のベースバンド帯域が３００Ｈｚ〜１２Ｋ
Ｈｚであるとき、周波数変調された上記ＳＣ信号を通過
させるために、位相同期ループの帯域であるループバン
ド及びＬＰＦ１６の帯域は〜数１００ＫＨｚの帯域が必
要である。ＳＣ ＡＭＰ回路１４によってＡＰＣ信号Ｓ
６が増幅及び復調された，ＳＣ信号Ｓｃは分岐出力され
る。その分岐信号Ｓ９は、ＳＣ信号Ｓｃの変調周波数帯
域のみ通過させるＢＰＦ１６を通過し、ＳＣ信号Ｓｃの
レベル信号Ｓ１０が得られる。
から上記直交変調波信号の搬送波に対して上記ＳＣ信号
でさらに周波数変調がかけられた部分である変調周波数
成分を周知の手法を用いて周波数復調して取り出し、Ｓ
Ｃ信号Ｓｃを抽出（再生：復調ともいう）する。つま
り、ＳＣ ＡＭＰ回路１４は、入力されたＡＰＣ信号Ｓ
６を予め定めたレベルまで増幅したうえ，周波数変調波
復調回路によってＳＣ信号Ｓｃに復調出力する。なお、
上記ＳＣ信号のベースバンド帯域が３００Ｈｚ〜１２Ｋ
Ｈｚであるとき、周波数変調された上記ＳＣ信号を通過
させるために、位相同期ループの帯域であるループバン
ド及びＬＰＦ１６の帯域は〜数１００ＫＨｚの帯域が必
要である。ＳＣ ＡＭＰ回路１４によってＡＰＣ信号Ｓ
６が増幅及び復調された，ＳＣ信号Ｓｃは分岐出力され
る。その分岐信号Ｓ９は、ＳＣ信号Ｓｃの変調周波数帯
域のみ通過させるＢＰＦ１６を通過し、ＳＣ信号Ｓｃの
レベル信号Ｓ１０が得られる。
【００２８】ＳＣレベル検出回路１７は、レベル信号Ｓ
１０のレベルを検出し、このレベル検出結果であるＳＣ
信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送出する。ＬＰＦ１３は、
ＳＣ信号情報Ｓｌに従って帯域が制御される。なお、Ｓ
Ｃ信号情報Ｓｌに従って帯域が制御される場合には、エ
ラ−パルス検出回路１５からのエラ−パルス発生情報Ｓ
ｅ１の配線は省かれる。
１０のレベルを検出し、このレベル検出結果であるＳＣ
信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送出する。ＬＰＦ１３は、
ＳＣ信号情報Ｓｌに従って帯域が制御される。なお、Ｓ
Ｃ信号情報Ｓｌに従って帯域が制御される場合には、エ
ラ−パルス検出回路１５からのエラ−パルス発生情報Ｓ
ｅ１の配線は省かれる。
【００２９】前述した識別器１０として適用できる例の
一つが、特開平９−１０７３８４号公報に開示されてい
る。この識別器は、ディジタル信号Ｓｐ４及びＳｑ４の
レベルをそれぞれＡ／Ｄコンバータで多値識別する。デ
ィジタル信号Ｓｐ４及びＳｑ４のレベル判定は、ディジ
タル信号Ｓｐ４及びＳｑ４のほぼ中間レベルとする。つ
まり、多値出力データのＭＳＢビット（第１ビット）が
主信号復調（同相）データＤｐ及び主信号復調（直交）
データＤｑとして出力される。
一つが、特開平９−１０７３８４号公報に開示されてい
る。この識別器は、ディジタル信号Ｓｐ４及びＳｑ４の
レベルをそれぞれＡ／Ｄコンバータで多値識別する。デ
ィジタル信号Ｓｐ４及びＳｑ４のレベル判定は、ディジ
タル信号Ｓｐ４及びＳｑ４のほぼ中間レベルとする。つ
まり、多値出力データのＭＳＢビット（第１ビット）が
主信号復調（同相）データＤｐ及び主信号復調（直交）
データＤｑとして出力される。
【００３０】前述のＡＰＣ信号検出回路１０について
も、上記特開平９−１０７３８４号公報に開示された例
が適用できる。この例では、ＡＰＣ信号検出回路１０に
出力される位相情報信号Ｓ５は、多値識別されたディジ
タル信号の第２ビットから同相誤差データＥｐ及び直交
誤差データＥｑとして得られる。即ち、ＡＰＣ信号検出
回路１０は、同相データＤｐと直交誤差データＥｑとの
ＥＸ−ＯＲゲート及び直交データＤｑと同相誤差データ
ＥｐとのＥＸ−ＯＲゲートをそれぞれとり、これらＥＸ
−ＯＲゲートの出力を加算してＡＰＣ信号Ｓ６を生じ
る。このＡＰＣ信号Ｓ６は、周知の如く、上記直交変調
波信号の搬送波周波数ｆ０の位相と再生搬送波信号Ｓ８
の位相との差に対応する電圧となる。従って、ＡＰＣ信
号Ｓ６はＶＣＯ１２の生じる再生搬送波信号Ｓ８の周波
数制御信号となる。
も、上記特開平９−１０７３８４号公報に開示された例
が適用できる。この例では、ＡＰＣ信号検出回路１０に
出力される位相情報信号Ｓ５は、多値識別されたディジ
タル信号の第２ビットから同相誤差データＥｐ及び直交
誤差データＥｑとして得られる。即ち、ＡＰＣ信号検出
回路１０は、同相データＤｐと直交誤差データＥｑとの
ＥＸ−ＯＲゲート及び直交データＤｑと同相誤差データ
ＥｐとのＥＸ−ＯＲゲートをそれぞれとり、これらＥＸ
−ＯＲゲートの出力を加算してＡＰＣ信号Ｓ６を生じ
る。このＡＰＣ信号Ｓ６は、周知の如く、上記直交変調
波信号の搬送波周波数ｆ０の位相と再生搬送波信号Ｓ８
の位相との差に対応する電圧となる。従って、ＡＰＣ信
号Ｓ６はＶＣＯ１２の生じる再生搬送波信号Ｓ８の周波
数制御信号となる。
【００３１】前述のエラ−パルス検出回路１５として適
用できる例の一つが、特開平５−３３６１８２号公報に
開示されている。この公報の図１に示されているエラー
パルス検出回路は、本願，図１のＡ／Ｄコンバータ７又
は８の一つに相当するＡ／Ｄ変換器で入力ベースバンド
信号（本願図１のベスバンド信号Ｓｐ３又はＳｑ３に相
当）を多値識別し、上記Ａ／Ｄ変換器はＮビット（Ｎは
整数）のディジタル信号を出力する。多値識別されたデ
ィジタル信号のＭＳＢ（第１ビット）は復調主信号デー
タＤｐ又はＤｑになる。このエラーパルス検出回路は、
Ｎビットの上記ディジタル信号が上記ＭＳＢの識別点を
含む所定範囲に設定した判定領域の外側にあるとき、誤
動作を示すエラーパルスを出力する。
用できる例の一つが、特開平５−３３６１８２号公報に
開示されている。この公報の図１に示されているエラー
パルス検出回路は、本願，図１のＡ／Ｄコンバータ７又
は８の一つに相当するＡ／Ｄ変換器で入力ベースバンド
信号（本願図１のベスバンド信号Ｓｐ３又はＳｑ３に相
当）を多値識別し、上記Ａ／Ｄ変換器はＮビット（Ｎは
整数）のディジタル信号を出力する。多値識別されたデ
ィジタル信号のＭＳＢ（第１ビット）は復調主信号デー
タＤｐ又はＤｑになる。このエラーパルス検出回路は、
Ｎビットの上記ディジタル信号が上記ＭＳＢの識別点を
含む所定範囲に設定した判定領域の外側にあるとき、誤
動作を示すエラーパルスを出力する。
【００３２】図２は図１のエラ−パルス検出回路１５と
して適用できる例の別の一つのブロック図である。この
エラーパルス検出器１５Ａは、特開平５−２０７０８９
号公報の図１のエラーパルス検出部と基本的に同じ構成
である。
して適用できる例の別の一つのブロック図である。この
エラーパルス検出器１５Ａは、特開平５−２０７０８９
号公報の図１のエラーパルス検出部と基本的に同じ構成
である。
【００３３】エラーパルス検出器１５Ａは、増幅回路５
又は６からのディジタル信号Ｓｐ３又はＳｑ３をエラー
パルス用識別器２１と主信号識別器９Ａとに供給する。
主信号識別器９Ａ及びこれから出力される復調主信号デ
ータＤは、図１を用いて説明した識別器９及び復調主信
号データＤｐ，Ｄｑと同じものである。エラーパルス用
識別器２１は、識別器９Ａと同じ構成であるが、識別レ
ベルをエラーパルスが発生しやすいレベルに設定してい
る。比較器２２は、識別器９Ａの出力とエラーパルス用
識別器２１の出力とを比較、両者が異なっている場合に
エラーパルスＳｅ２を出力する。従って、このエラーパ
ルス検出器１５Ａは、特開平５−３３６１８２号公報の
図１に開示されているエラーパルス検出回路に比べて、
同一通信品質のディジタル信号Ｓｐ３又はＳｑ３が供給
されたとき、ＢＥＲが大きく現れる傾向がある。従っ
て、回線切り替えが必要な状況を早く把握できるという
効果がある。
又は６からのディジタル信号Ｓｐ３又はＳｑ３をエラー
パルス用識別器２１と主信号識別器９Ａとに供給する。
主信号識別器９Ａ及びこれから出力される復調主信号デ
ータＤは、図１を用いて説明した識別器９及び復調主信
号データＤｐ，Ｄｑと同じものである。エラーパルス用
識別器２１は、識別器９Ａと同じ構成であるが、識別レ
ベルをエラーパルスが発生しやすいレベルに設定してい
る。比較器２２は、識別器９Ａの出力とエラーパルス用
識別器２１の出力とを比較、両者が異なっている場合に
エラーパルスＳｅ２を出力する。従って、このエラーパ
ルス検出器１５Ａは、特開平５−３３６１８２号公報の
図１に開示されているエラーパルス検出回路に比べて、
同一通信品質のディジタル信号Ｓｐ３又はＳｑ３が供給
されたとき、ＢＥＲが大きく現れる傾向がある。従っ
て、回線切り替えが必要な状況を早く把握できるという
効果がある。
【００３４】さて、本願発明の重要な特徴であるＬＰＦ
１３の帯域制御について詳細に説明する。図３は図１の
実施の形態において用いたＬＰＦ１３の回路図である。
１３の帯域制御について詳細に説明する。図３は図１の
実施の形態において用いたＬＰＦ１３の回路図である。
【００３５】ＬＰＦ１３にはラグリ−ドフィルタを用い
ている。ラグリ−ドフィルタは、信号の入力端と出力端
との間に接続した第１の抵抗器と，上記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路とを
備える。即ち、図３のラグリ−ドフィルタは、ＡＰＣ信
号Ｓ６の入力端とＬＰＦ１３の出力端との間に接続した
第１の抵抗器，つまり使用周波数帯において抵抗性性質
を示すＰＩＮダイオード等のダイオードＤ１と抵抗器Ｒ
２との直列回路とをさらに抵抗器Ｒ３と並列に接続した
可変の抵抗器と、ＬＰＦ１３の出力端と接地間にコンデ
ンサＣ１と第２の抵抗器Ｒ４との直列回路とを接続して
いる。
ている。ラグリ−ドフィルタは、信号の入力端と出力端
との間に接続した第１の抵抗器と，上記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路とを
備える。即ち、図３のラグリ−ドフィルタは、ＡＰＣ信
号Ｓ６の入力端とＬＰＦ１３の出力端との間に接続した
第１の抵抗器，つまり使用周波数帯において抵抗性性質
を示すＰＩＮダイオード等のダイオードＤ１と抵抗器Ｒ
２との直列回路とをさらに抵抗器Ｒ３と並列に接続した
可変の抵抗器と、ＬＰＦ１３の出力端と接地間にコンデ
ンサＣ１と第２の抵抗器Ｒ４との直列回路とを接続して
いる。
【００３６】上記第１の抵抗器のダイオードＤ１に電圧
を印可すると、第１の抵抗器の抵抗値が変化する。例え
ば、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に正の電位
を与えると、ダイオードＤ１は逆電圧を印可されて抵抗
値が高くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域は狭くな
る。逆に、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に負
の電位を与えると、ダイオードＤ１は順電圧を印可され
ての抵抗値が低くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域
は広くなる。なお、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２とを入
れ替えても、同様に、可変抵抗器（第１の抵抗器）を実
現できる。
を印可すると、第１の抵抗器の抵抗値が変化する。例え
ば、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に正の電位
を与えると、ダイオードＤ１は逆電圧を印可されて抵抗
値が高くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域は狭くな
る。逆に、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に負
の電位を与えると、ダイオードＤ１は順電圧を印可され
ての抵抗値が低くなり、このラグリ−ドフィルタの帯域
は広くなる。なお、ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２とを入
れ替えても、同様に、可変抵抗器（第１の抵抗器）を実
現できる。
【００３７】また、コンデンサＣ１は、固定コンデンサ
に代えて電極間容量を変化できる可変容量ダイオード
（バラクタダイオード又はバリキャップともいう）を用
いれば、ダイオードＤ１と同様に帯域を変化させること
ができる。ダイオードＤ１又は可変容量ダイオードの極
性を反対に接続すると、帯域の広挟は印可する電圧の極
性が反対方向になる。つまり、ＰＩＮダイオードなどの
抵抗性性質を示すダイオードＤ１やコンデンサＣ１に代
えて容量を変化できる可変容量ダイオードを用いると、
ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に印可する電圧
の連続的な変化によってＬＰＦ１３の帯域を連続的に変
化できる。
に代えて電極間容量を変化できる可変容量ダイオード
（バラクタダイオード又はバリキャップともいう）を用
いれば、ダイオードＤ１と同様に帯域を変化させること
ができる。ダイオードＤ１又は可変容量ダイオードの極
性を反対に接続すると、帯域の広挟は印可する電圧の極
性が反対方向になる。つまり、ＰＩＮダイオードなどの
抵抗性性質を示すダイオードＤ１やコンデンサＣ１に代
えて容量を変化できる可変容量ダイオードを用いると、
ダイオードＤ１と抵抗器Ｒ２との接続点に印可する電圧
の連続的な変化によってＬＰＦ１３の帯域を連続的に変
化できる。
【００３８】ＬＰＦ１３は、上記電圧の印可端子として
エラーパルス検波回路１５からとＳＣレベル検出回路１
７からの２端子を持っているが、図１の実施の形態では
どちらか一方の端子のみを使用する。エラーパルス検波
回路１５からはエラーパルス発生情報Ｓｅ１を帯域通過
ろ波器３１に供給して規定の周波数成分のみ通過させ
る。帯域通過ろ波器３１を通過したエラーパルス発生情
報は、さらに積分器３２により所定時間毎に積分した値
（電圧）を抵抗器Ｒ１を介してダイオードＤ１に印可す
る。
エラーパルス検波回路１５からとＳＣレベル検出回路１
７からの２端子を持っているが、図１の実施の形態では
どちらか一方の端子のみを使用する。エラーパルス検波
回路１５からはエラーパルス発生情報Ｓｅ１を帯域通過
ろ波器３１に供給して規定の周波数成分のみ通過させ
る。帯域通過ろ波器３１を通過したエラーパルス発生情
報は、さらに積分器３２により所定時間毎に積分した値
（電圧）を抵抗器Ｒ１を介してダイオードＤ１に印可す
る。
【００３９】ＬＰＦ１３の帯域を段階的に変化させるに
は、エラーパルス発生情報Ｓｅ１の積分値の閾値（所定
誤り率のレベル設定値）を設け、上記積分電圧がこの閾
値を超えるかどうかを比較器（図示せず）で判定する。
そして、この判定結果によってダイオードＤ１に印可す
る電圧を２段階に変化させ、ＬＰＦ１３の帯域を２段階
に変化させる。なお、適切な回路設計によってこの段階
数が変化しうることは勿論である。
は、エラーパルス発生情報Ｓｅ１の積分値の閾値（所定
誤り率のレベル設定値）を設け、上記積分電圧がこの閾
値を超えるかどうかを比較器（図示せず）で判定する。
そして、この判定結果によってダイオードＤ１に印可す
る電圧を２段階に変化させ、ＬＰＦ１３の帯域を２段階
に変化させる。なお、適切な回路設計によってこの段階
数が変化しうることは勿論である。
【００４０】また、ＳＣレベル検出回路１７からは、Ｓ
Ｃ信号情報Ｓｌを抵抗器Ｒ１に直接入力し、ＬＰＦ１３
の帯域をＳＣ信号情報Ｓｌ，つまりＳＣレベル検出回路
１７から出力されるＳＣ信号Ｓｃのレベルに応じた帯域
に設定する。ＳＣ信号Ｓｃのレベルが連続的にも段階的
にも変化しうることは、上述と同様である。
Ｃ信号情報Ｓｌを抵抗器Ｒ１に直接入力し、ＬＰＦ１３
の帯域をＳＣ信号情報Ｓｌ，つまりＳＣレベル検出回路
１７から出力されるＳＣ信号Ｓｃのレベルに応じた帯域
に設定する。ＳＣ信号Ｓｃのレベルが連続的にも段階的
にも変化しうることは、上述と同様である。
【００４１】再び図１を参照し、エラ−パルス発生情報
Ｓｅ１によるＬＰＦ１３の帯域制御について説明する。
Ｓｅ１によるＬＰＦ１３の帯域制御について説明する。
【００４２】識別器９からの復調主信号データＤｐ及び
ＤｑのＢＥＲが所定誤り率より大きいと、エラーパルス
検出回路１５は負パルスのエラ−パルス発生情報Ｓｅ１
を短時間に多く発生させる。すると積分器３２の出力は
大きな負電位を抵抗器Ｒ１に与え、ダイオードＤ１の抵
抗値は低くなるので、ＬＰＦ１３の帯域は広くなる。つ
まり、復調主信号データＤｐ及びＤｑのＢＥＲが大きい
ということは、上記複合変調波信号に上記ＳＣ信号が含
まれているのにループバンドが狭くて，搬送波信号が上
記ＳＣ信号に追随できず，搬送波信号再生が不十分であ
るとか，搬送波同期はずれが生じているとかの状態が考
えられる。従って、搬送波信号再生が十分にできる程度
にＬＰＦ１３の帯域を広くし、また搬送波引き込みを早
くさせるものである。
ＤｑのＢＥＲが所定誤り率より大きいと、エラーパルス
検出回路１５は負パルスのエラ−パルス発生情報Ｓｅ１
を短時間に多く発生させる。すると積分器３２の出力は
大きな負電位を抵抗器Ｒ１に与え、ダイオードＤ１の抵
抗値は低くなるので、ＬＰＦ１３の帯域は広くなる。つ
まり、復調主信号データＤｐ及びＤｑのＢＥＲが大きい
ということは、上記複合変調波信号に上記ＳＣ信号が含
まれているのにループバンドが狭くて，搬送波信号が上
記ＳＣ信号に追随できず，搬送波信号再生が不十分であ
るとか，搬送波同期はずれが生じているとかの状態が考
えられる。従って、搬送波信号再生が十分にできる程度
にＬＰＦ１３の帯域を広くし、また搬送波引き込みを早
くさせるものである。
【００４３】一方、復調主信号データＤｐ及びＤｑのＢ
ＥＲが所定誤り率より十分小さい場合には、上述の不具
合は生じていない。そこで、エラーパルス検出回路１５
は正パルスのエラ−パルス発生情報Ｓｅ１を発生させ
る。すると積分器３２の出力は正電位を抵抗器Ｒ１に与
え、ダイオードＤ１の抵抗値は高くなるので、ＬＰＦ１
３の帯域は狭くなる。つまり、復調主信号データＤｐ及
びＤｑのＢＥＲが所定誤り率より十分小さい状態は、Ｓ
Ｃ信号の入力もなく、搬送波信号再生も正常になされて
いると考えられる。従って、この時ＬＰＦ１３の帯域を
狭くすると、周波数オフセットが減少し、上記ＢＥＲは
さらに改善される。なお、上述したＬＰＦ１３の帯域制
御は、連続的になされているが、適切な帯域に段階的に
制御できることは上述したとおりである。
ＥＲが所定誤り率より十分小さい場合には、上述の不具
合は生じていない。そこで、エラーパルス検出回路１５
は正パルスのエラ−パルス発生情報Ｓｅ１を発生させ
る。すると積分器３２の出力は正電位を抵抗器Ｒ１に与
え、ダイオードＤ１の抵抗値は高くなるので、ＬＰＦ１
３の帯域は狭くなる。つまり、復調主信号データＤｐ及
びＤｑのＢＥＲが所定誤り率より十分小さい状態は、Ｓ
Ｃ信号の入力もなく、搬送波信号再生も正常になされて
いると考えられる。従って、この時ＬＰＦ１３の帯域を
狭くすると、周波数オフセットが減少し、上記ＢＥＲは
さらに改善される。なお、上述したＬＰＦ１３の帯域制
御は、連続的になされているが、適切な帯域に段階的に
制御できることは上述したとおりである。
【００４４】次に、ＳＣ信号情報ＳｌによるＬＰＦ１３
の帯域制御について説明する。
の帯域制御について説明する。
【００４５】レベル信号Ｓ１０が予め定めたレベル以上
あると、ＳＣレベル検出回路１７は上記複合変調波信号
（ＩＦ信号Ｓｉ）にＳＣ信号Ｓｃが含まれているという
ＳＣ信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送出する。ＳＣレベル
検出回路１７からＳＣ信号情報Ｓｌを受けると、ＬＰＦ
１３はＳＣ信号Ｓｃが通過できる程度に位相同期回路の
ループバンドを広げる。つまり、ＳＣレベル検出回路１
７は、負電位のＳＣ信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送って
ＬＰＦ１３の帯域を広げ、上記位相同期回路のを上記Ｓ
Ｃ信号が通過できる帯域にして搬送波再生ができるよう
にする。
あると、ＳＣレベル検出回路１７は上記複合変調波信号
（ＩＦ信号Ｓｉ）にＳＣ信号Ｓｃが含まれているという
ＳＣ信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送出する。ＳＣレベル
検出回路１７からＳＣ信号情報Ｓｌを受けると、ＬＰＦ
１３はＳＣ信号Ｓｃが通過できる程度に位相同期回路の
ループバンドを広げる。つまり、ＳＣレベル検出回路１
７は、負電位のＳＣ信号情報ＳｌをＬＰＦ１３に送って
ＬＰＦ１３の帯域を広げ、上記位相同期回路のを上記Ｓ
Ｃ信号が通過できる帯域にして搬送波再生ができるよう
にする。
【００４６】一方、レベル信号Ｓ１０が上述の予め定め
たレベルより低いことを検出すると、ＳＣレベル検出回
路１７は上記複合変調波信号にＳＣ信号Ｓｃが含まれて
いないと判断する。そして、ＳＣレベル検出回路１７か
らのＳＣ信号情報Ｓｌは、ＬＰＦ１３に適切な電位を与
えてＬＰＦ１３の帯域を狭くし、ＬＰＦ１３の帯域を上
記直交変調波信号の復調のために最適な広さに制御す
る。正常運用時には、この帯域はＳＣ信号Ｓｃが含まれ
ているときより狭くでき、残留エラーが減少して良いＢ
ＥＲが得られる。なお、ＳＣ信号情報ＳｌによるＬＰＦ
１３の帯域制御も連続的あるいは段階的に行うことがで
きる。
たレベルより低いことを検出すると、ＳＣレベル検出回
路１７は上記複合変調波信号にＳＣ信号Ｓｃが含まれて
いないと判断する。そして、ＳＣレベル検出回路１７か
らのＳＣ信号情報Ｓｌは、ＬＰＦ１３に適切な電位を与
えてＬＰＦ１３の帯域を狭くし、ＬＰＦ１３の帯域を上
記直交変調波信号の復調のために最適な広さに制御す
る。正常運用時には、この帯域はＳＣ信号Ｓｃが含まれ
ているときより狭くでき、残留エラーが減少して良いＢ
ＥＲが得られる。なお、ＳＣ信号情報ＳｌによるＬＰＦ
１３の帯域制御も連続的あるいは段階的に行うことがで
きる。
【００４７】図４は図１の実施の形態においてＬＰＦ１
３に代えて用いることのできるＬＰＦ１３Ａの回路図で
ある。
３に代えて用いることのできるＬＰＦ１３Ａの回路図で
ある。
【００４８】このＬＰＦ１３Ａは、広帯域及び挟帯域の
２つのラグリ−ド型のＬＰＦ１３ａとＬＰＦ１３ｂとを
スイッチＳＷ１で切り替えて帯域の広挟を切り替える。
ＡＰＣ信号Ｓ６はスイッチＳＷ１の入力端子に供給さ
れ、ＳＣ信号情報Ｓｌまたはエラーパルス検出回路１５
からのエラーパルス発生情報Ｓｅ１の制御によってＬＰ
Ｆ１３ａ又はＬＰＦ１３ｂに切り替えられる。なお、エ
ラーパルス発生情報Ｓｅ１はスイッチＳＷ１との間に上
述したＢＰＦ３１と積分器３２とを通過する。ＡＰＣ信
号Ｓ６はＬＰＦ１３ａ又はＬＰＦ１３ｂを通って帯域の
制限されたＡＰＣ信号Ｓ７になる。なお、ＬＰＦ１３ａ
及びＬＰＦ１３ｂの帯域制限の周波数は、抵抗器Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４及びＲ１５の抵抗値をそれぞれｒ１
２，ｒ１３，ｒ１４及びｒ１５、コンデンサＣ１１およ
びＣ１２の容量値をそれぞれｃ１１およびｃ１２とすれ
ば、（ｒ１２＋ｒ１３）×ｃ１１あるいは（ｒ１４＋ｒ
１５）×ｃ１２の大きい方から早く始まる。
２つのラグリ−ド型のＬＰＦ１３ａとＬＰＦ１３ｂとを
スイッチＳＷ１で切り替えて帯域の広挟を切り替える。
ＡＰＣ信号Ｓ６はスイッチＳＷ１の入力端子に供給さ
れ、ＳＣ信号情報Ｓｌまたはエラーパルス検出回路１５
からのエラーパルス発生情報Ｓｅ１の制御によってＬＰ
Ｆ１３ａ又はＬＰＦ１３ｂに切り替えられる。なお、エ
ラーパルス発生情報Ｓｅ１はスイッチＳＷ１との間に上
述したＢＰＦ３１と積分器３２とを通過する。ＡＰＣ信
号Ｓ６はＬＰＦ１３ａ又はＬＰＦ１３ｂを通って帯域の
制限されたＡＰＣ信号Ｓ７になる。なお、ＬＰＦ１３ａ
及びＬＰＦ１３ｂの帯域制限の周波数は、抵抗器Ｒ１
２，Ｒ１３，Ｒ１４及びＲ１５の抵抗値をそれぞれｒ１
２，ｒ１３，ｒ１４及びｒ１５、コンデンサＣ１１およ
びＣ１２の容量値をそれぞれｃ１１およびｃ１２とすれ
ば、（ｒ１２＋ｒ１３）×ｃ１１あるいは（ｒ１４＋ｒ
１５）×ｃ１２の大きい方から早く始まる。
【００４９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の一つによる
搬送波再生回路は、直交変調波信号をＳＣ信号でさらに
周波数変調した複合変調波信号を直交する再生搬送波信
号によって直交同期検波してベースバンド信号をそれぞ
れ生じる乗算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれ
ぞれＡ／Ｄ変換してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコン
バータと、２系列の前記ディジタル信号を所定レベルで
それぞれ識別して復調すると共に，前記ディジタル信号
から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号
との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、前
記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じる
ＡＰＣ信号検出回路と、ＬＰＦを介して前記再生搬送波
制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を減少さ
せるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗
算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給するＶＣ
Ｏと、前記Ａ／Ｄコンバータから前記ディジタル信号を
供給されてこのディジタル信号のエラーパルスを検出
し，このエラーパルスのＢＥＲの推定誤り率に従って前
記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス検出回路とを備
えるので、上記複合変調波信号に上記ＳＣ信号が含まれ
ている場合にはループバンドを広くして搬送波信号再生
が十分できるようにすると共に，搬送波同期はずれに対
しては搬送波引き込みを早くさせることができるという
効果がある。また、上記ＢＥＲの誤り率が所定の誤り率
より低い場合には、上記ＬＰＦの帯域を狭くすることに
よってＢＥＲをさらに良くすることができるという効果
がある。
搬送波再生回路は、直交変調波信号をＳＣ信号でさらに
周波数変調した複合変調波信号を直交する再生搬送波信
号によって直交同期検波してベースバンド信号をそれぞ
れ生じる乗算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれ
ぞれＡ／Ｄ変換してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコン
バータと、２系列の前記ディジタル信号を所定レベルで
それぞれ識別して復調すると共に，前記ディジタル信号
から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号
との位相差である位相差情報信号を生じる識別器と、前
記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信号を生じる
ＡＰＣ信号検出回路と、ＬＰＦを介して前記再生搬送波
制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を減少さ
せるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗
算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給するＶＣ
Ｏと、前記Ａ／Ｄコンバータから前記ディジタル信号を
供給されてこのディジタル信号のエラーパルスを検出
し，このエラーパルスのＢＥＲの推定誤り率に従って前
記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス検出回路とを備
えるので、上記複合変調波信号に上記ＳＣ信号が含まれ
ている場合にはループバンドを広くして搬送波信号再生
が十分できるようにすると共に，搬送波同期はずれに対
しては搬送波引き込みを早くさせることができるという
効果がある。また、上記ＢＥＲの誤り率が所定の誤り率
より低い場合には、上記ＬＰＦの帯域を狭くすることに
よってＢＥＲをさらに良くすることができるという効果
がある。
【００５０】なお、上記搬送波再生回路において、特開
平５−２０７０８９号公報に記載されているエラーパル
ス検出回路を用いると、エラ−パルスの残留エラ−の増
加を早期に把握できるので、不要な回線切替えを防止す
る効果も有する。
平５−２０７０８９号公報に記載されているエラーパル
ス検出回路を用いると、エラ−パルスの残留エラ−の増
加を早期に把握できるので、不要な回線切替えを防止す
る効果も有する。
【００５１】また、本発明の別の一つによる搬送波再生
回路は、直交変調波信号をＳＣ信号でさらに周波数変調
した複合変調波信号を直交する再生搬送波信号によって
直交同期検波してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗
算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれぞれＡ／Ｄ
変換してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコンバータと、
２系列の前記ディジタル信号を所定レベルでそれぞれ識
別して復調すると共に，前記ディジタル信号から前記複
合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号との位相差
である位相差情報信号を生じる識別器と、前記位相差情
報信号から再生搬送波制御情報信号を生じるＡＰＣ信号
検出回路と、ＬＰＦを介して前記再生搬送波制御情報信
号を受け，前記位相差信号の位相差を減少させるような
前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗算器の局部
発振信号端子に９０度位相差で供給するＶＣＯと、前記
ＡＰＣ信号検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定
められたレベルまで増幅及び復調して前記ＳＣ信号を再
生出力するＳＣ増幅回路と、再生出力された前記ＳＣ信
号の検出レベルに従って前記ＬＰＦの帯域を制御するＳ
Ｃレベル検出回路とを備えるので、ＳＣ信号を伝送する
場合には上記ＬＰＦの帯域を広くして上記搬送波信号が
上記ＳＣ信号に追随できるようにすることができると共
に，上記搬送波信号の十分な再生及び搬送波同期はずれ
時における迅速な同期引き込みが可能となり、且つ残留
エラ−の発生を少なくすることができるという効果があ
る。また、上記ＳＣ信号が含まれていない場合には、帯
域をより狭くでき、残留エラーが減少して良いＢＥＲが
得られるという効果がある。
回路は、直交変調波信号をＳＣ信号でさらに周波数変調
した複合変調波信号を直交する再生搬送波信号によって
直交同期検波してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗
算器と、前記ベースバンド信号の各各をそれぞれＡ／Ｄ
変換してディジタル信号を生じるＡ／Ｄコンバータと、
２系列の前記ディジタル信号を所定レベルでそれぞれ識
別して復調すると共に，前記ディジタル信号から前記複
合変調波信号の搬送波と前記再生搬送波信号との位相差
である位相差情報信号を生じる識別器と、前記位相差情
報信号から再生搬送波制御情報信号を生じるＡＰＣ信号
検出回路と、ＬＰＦを介して前記再生搬送波制御情報信
号を受け，前記位相差信号の位相差を減少させるような
前記再生搬送波信号を生じて２系列の前記乗算器の局部
発振信号端子に９０度位相差で供給するＶＣＯと、前記
ＡＰＣ信号検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定
められたレベルまで増幅及び復調して前記ＳＣ信号を再
生出力するＳＣ増幅回路と、再生出力された前記ＳＣ信
号の検出レベルに従って前記ＬＰＦの帯域を制御するＳ
Ｃレベル検出回路とを備えるので、ＳＣ信号を伝送する
場合には上記ＬＰＦの帯域を広くして上記搬送波信号が
上記ＳＣ信号に追随できるようにすることができると共
に，上記搬送波信号の十分な再生及び搬送波同期はずれ
時における迅速な同期引き込みが可能となり、且つ残留
エラ−の発生を少なくすることができるという効果があ
る。また、上記ＳＣ信号が含まれていない場合には、帯
域をより狭くでき、残留エラーが減少して良いＢＥＲが
得られるという効果がある。
【図１】本発明による搬送波再生回路の実施の形態の一
つを示すブロック図である。
つを示すブロック図である。
【図２】図１の実施の形態に用いることができるエラー
パルス検出器１５Ａのブロック図である。
パルス検出器１５Ａのブロック図である。
【図３】図１の実施の形態に用いたＬＰＦ１３の回路図
である。
である。
【図４】図１のＬＰＦ１３に代えて用いることができる
ＬＰＦ１３Ａの回路図である。
ＬＰＦ１３Ａの回路図である。
１，２ 乗算器
３，４，１３，１３Ａ 低域通過ろ波器（ＬＰＦ）
５，６ 増幅回路
７，８ Ａ／Ｄコンバータ
９，９Ａ 識別器
１０ ＡＰＣ信号検出回路
１１ 移相器
１２ 電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１４ ＳＣ ＡＭＰ回路
１５ エラーパルス検出回路
１６，３１ 帯域通過ろ波器
１７ ＳＣレベル検出回路
２１ エラーパルス用識別器
２２ 比較器
３２ 積分器
Ｃ１，Ｃ１１、Ｃ１２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１〜Ｒ４，Ｒ１２〜Ｒ１５ 抵抗器
ＳＷ１ スイッチ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平６−315040（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−242934（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−216655（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−207089（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−336182（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−265385（ＪＰ，Ａ)
特開 昭61−198850（ＪＰ，Ａ)
特開 昭64−36249（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−104454（ＪＰ，Ａ)
特開2000−332844（ＪＰ，Ａ)
実開 平６−85530（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (11)
- 【請求項１】 直交変調波信号をサービスチャンネル信
号（以下、ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換（以下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じる
Ａ／Ｄコンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路
と、低域通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給す
る電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記Ａ／Ｄコン
バータから前記ディジタル信号を供給されてこのディジ
タル信号のエラーパルスを検出し，このエラーパルスの
ビットエラーレート（以下、ＢＥＲ）の推定誤り率に従
って前記ＬＰＦの帯域を制御するエラーパルス検出回路
とを備えることを特徴とする搬送波再生回路。 - 【請求項２】 前記ＬＰＦの帯域が、前記ＢＥＲが所定
誤り率より大きくなると連続的又は段階的に広くされる
ことを特徴とする請求項１記載の搬送波再生回路。 - 【請求項３】 前記ＬＰＦの帯域が、前記ＢＥＲが所定
誤り率より小さくなると連続的又は段階的に狭くされる
ことを特徴とする請求項１記載の搬送波再生回路。 - 【請求項４】 直交変調波信号をサービスチャンネル信
号（以下、ＳＣ信号）でさらに周波数変調した複合変調
波信号を直交する再生搬送波信号によって直交同期検波
してベースバンド信号をそれぞれ生じる乗算器と、前記
ベースバンド信号の各各をそれぞれアナログディジタル
変換（以下、Ａ／Ｄ変換）してディジタル信号を生じる
Ａ／Ｄコンバータと、２系列の前記ディジタル信号を所
定レベルでそれぞれ識別して復調すると共に，前記ディ
ジタル信号から前記複合変調波信号の搬送波と前記再生
搬送波信号との位相差である位相差情報信号を生じる識
別器と、前記位相差情報信号から再生搬送波制御情報信
号を生じる自動位相制御（以下、ＡＰＣ）信号検出回路
と、低域通過ろ波器（以下、ＬＰＦ）を介して前記再生
搬送波制御情報信号を受け，前記位相差信号の位相差を
減少させるような前記再生搬送波信号を生じて２系列の
前記乗算器の局部発振信号端子に９０度位相差で供給す
る電圧制御発振器（以下、ＶＣＯ）と、前記ＡＰＣ信号
検出回路からの前記搬送波制御情報信号を定められたレ
ベルまで増幅及び復調して前記ＳＣ信号を再生出力する
ＳＣ増幅回路と、再生出力された前記ＳＣ信号の検出レ
ベルに従って前記ＬＰＦの帯域を制御するＳＣレベル検
出回路とを備えることを特徴とする搬送波再生回路。 - 【請求項５】 前記ＳＣ信号の再生出力が、前記搬送波
制御情報信号の周波数変調成分を検出して取り出される
ことを特徴とする請求項４記載の搬送波再生回路。 - 【請求項６】 前記ＬＰＦの帯域が、再生出力された前
記ＳＣ信号の前記検出レベルが所定レベルより大きくな
ると、連続的又は段階的に広くされることを特徴とする
請求項４記載の搬送波再生回路。 - 【請求項７】 前記ＬＰＦの帯域が、再生出力される前
記ＳＣ信号の前記検出レベルが所定レベルより小さくな
ると、連続的または段階的に狭くされることを特徴とす
る請求項４記載の搬送波再生回路。 - 【請求項８】 前記ＬＰＦが、信号の入力端と出力端と
の間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と接地間に
接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路とを備
えるラグリードフィルタであり、 前記第１の抵抗器の抵抗値が、制御電圧の印可によって
自動的に変化できることを特徴とする請求項１又２又は
３又は４又は６又は７記載の搬送波再生回路。 - 【請求項９】 前記第１の抵抗器が、ダイオードである
ことを特徴とする請求項８記載の搬送波再生回路。 - 【請求項１０】 前記ＬＰＦが、信号の入力端と出力端
との間に接続した第１の抵抗器と，前記出力端と接地間
に接続したコンデンサと第２の抵抗器との直列回路とを
備えるラグリードフィルタを２系統を備え、 第１の系統が前記帯域を広帯域に段階的に制御する場合
に選択され、第２の系統が前記帯域を広帯域に段階的に
制御する場合に選択されることを特徴とする請求項１又
２又は３又は４又は６又は７記載の搬送波再生回路。 - 【請求項１１】 前記エラーパルス検出回路が、前記Ａ
／Ｄコンバータの一つから前記ディジタル信号を供給さ
れてエラーパルスを識別するエラーパルス用識別器と、
該Ａ／Ｄコンバータから前記ディジタル信号を供給され
て所定レベルで識別して復調する識別器と、識別された
前記エラーパルスと該識別器の復調出力とを比較して前
記エラーパルスを出力する比較器と、このエラーパルス
のＢＥＲの推定誤り率に従って前記ＬＰＦの帯域を制御
するエラーパルス検出回路に代えられていることを特徴
とする請求項１記載の搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23048499A JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23048499A JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001053818A JP2001053818A (ja) | 2001-02-23 |
| JP3389160B2 true JP3389160B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=16908519
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23048499A Expired - Fee Related JP3389160B2 (ja) | 1999-08-17 | 1999-08-17 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389160B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008182529A (ja) * | 2007-01-25 | 2008-08-07 | Toshiba Corp | 光受信回路および光結合装置 |
| CN114336261B (zh) * | 2021-11-29 | 2024-01-23 | 北京无线电计量测试研究所 | 一种数字pdh误差解算模块和激光器系统 |
-
1999
- 1999-08-17 JP JP23048499A patent/JP3389160B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001053818A (ja) | 2001-02-23 |
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