JP3304677B2 - 誘導電力分配システムおよび車両 - Google Patents
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Description
装置に無線誘導手段を介して空間を越えて配電し送電す
ることに関する。これらの装置は大抵の場合、これらが
位置する経路または敷地に沿って配設する固定導体から
少くとも相当の電力を取り出し得る電力の移動可能また
は携帯可能な消費物(車両、携帯用家電器具、電気工
具、携帯用電気機械、電池充電器または携帯用照明具の
如きもの)である。本発明は特に、上記のような固定導
体が配設されている径路に沿って移動中または停止する
複数の車両の若干またはそのすべてに誘導電力を配電す
る誘導電力伝送システムに適用し得る。
への給電は、通常、架空導線が使用されているが、美
観、危険、価格、敷設、保守に問題があり、さらに、車
両に設けられている集電器(パンタグラフまたは炭素保
安器等)はしばしば架空導線より外れて他の交通を混乱
さすという問題がある。また、このような架空導線に接
続された車両は互いに追い越すことができない。また。
ワイピング接点は、汚れると、十分に動作しなくなる傾
向がある。
接触に関連する機械的問題を排除することにより、パン
タグラフやブラシ接触装置に対しては魅力ある代替品を
提供するように思われる。
車両等から線路側の導体へ誘導伝達することに関して多
数の特許が米国で公告されたが、これらの特許は有効な
量のエネルギーの伝達に関するものではなかった。ま
た、高電圧の容量性手段によって電力を伝達するものに
関する特許さえもあった(TESLA米国特許第514,97
2 号)。上記の誘導伝達に関連する唯一の歴史的特許は
1894年のHUTINとLeBLANCの特許(米国特許
第527,857 号)で、約3KHzの交流を用いる誘導が提
案されている。さらに最近では1974年のOTTOの理論
的仕事(ニュージランド特許第167,422 号)では、バス
のような車両用に、4〜10KHzの範囲で動作する直列
共振二次巻線を用いることが提案された。
先行技術においては、電気車両への実用化を提案したも
のではなかった。
良システムを提供し、または少くとも公衆に有用な選択
性を与えることである。本発明は、多様な状況に適用で
きるが、その主要な適用は、動力として電力を必要とす
る車両、特に電動車の方面に期待し得る。
りなる誘導配電システムを提供するもので、これは、電
源と、前記電源に接続された一次導電路と、前記一次導
電路と結合して使用する複数の車両であって、少なくと
もいくらかの電力を前記一次導電路より発生する磁界か
ら取り出し得ると共に、ピックアップ共振周波数を有す
る共振回路からなる少なくとも1つのピックアップ手段
と、前記共振回路から出力コンデンサへの直流出力電流
を供給する全波整流手段と、前記ピックアップ手段に誘
導された電力によって駆動される、通常負荷から軽負荷
までに亘る負荷電力を要求する少なくとも1つの出力負
荷とを有する車両と、からなる誘導電力分配システムで
あって、前記ピックアップ手段は、ピックアップコイル
とこれに並列の同調コンデンサを有する共振回路であ
り、前記同調コンデンサに前記全波整流手段を介して並
列に接続され、前記ピックアップコイル端子間を開閉す
るスイッチ手段を設け、前記出力コンデンサは、前記ス
イッチ手段と前記出力負荷の間で前記出力負荷に並列に
接続されており、前記スイッチ手段と前記出力コンデン
サとの間に、前記スイッチ手段による前記出力コンデン
サの短絡を防止するダイオードを接続し、前記車両に
は、前記スイッチ手段を負荷変動に反応して制御し、前
記負荷電力が前記ピックアップコイルから出力できる最
大電力の時には、前記ピックアップ手段に循環する循環
電流を共振状態での電流として前記一次導電路から前記
ピックアップ手段へ電力を転送し、前記出力負荷が軽負
荷時には、スイッチング動作を制御することによって前
記スイッチ手段を実質的に短絡状態にして、前記ピック
アップ手段の循環電流を前記共振状態より小として前記
一次導電路から前記ピックアップ手段へ転送する電力を
減少または実質的に零とすることによって、軽負荷車両
の前記一次導電路に帰還するインピーダンスが同一一次
導電路上の他の車両への電力の流れを制限することがな
いようにする制御手段を設けたことを特徴とするもので
ある。
前記少なくとも1つの出力負荷が、少なくとも1つの電
気モータからなることを特徴とするものである。
発明であって、前記全波整流手段と前記スイッチ手段と
の間にインダクタを直列に接続することを特徴とするも
のである。
次導電路より発生する磁界から少なくともいくらかの電
力を取り出し得る車両であって、 ピックアップコイルと
このピックアップコイルをピックアップ共振周波数に同
調させる同調コンデンサを有する少なくとも1つのピッ
クアップ手段と、前記ピックアップ手段より全波整流手
段を介して直流出力電流が供給される出力コンデンサ
と、前記ピックアップ手段に誘導された電力によって駆
動される出力負荷と、前記ピックアップコイル端子間を
開閉するスイッチ手段およびこのスイッチ手段を制御す
る制御手段と、前記スイッチ手段による前記出力コンデ
ンサの短絡を防止するダイオードとを備え、 前記ピック
アップ手段は、前記ピックアップコイルと前記同調コン
デンサを有する共振回路であり、前記スイッチ手段は、
前記同調コンデンサに前記全波整流手段を介して並列に
接続され、前記出力コンデンサは、前記スイッチ手段と
前記出力負荷との間に、前記出力負荷に並列に接続さ
れ、前記ダイオードは、前記スイッチ手段と前記出力コ
ンデンサとの間に接続されており、 前記制御手段は、前
記スイッチ手段を前記出力負荷の変動に反応して制御
し、実質的に短絡状態へ切り替えることにより、前記ピ
ックアップ手段を実質的に非共振状態にして前記ピック
アップコイルと前記スイッチ手段に流れる電流を減少さ
せ、よって前記一次導電路から前記ピックアップ手段へ
転送される電力を減少させることを特徴とするものであ
る。
て、前記全波整流手段と前記スイッチ手段との間に、イ
ンダクタを直列に接続することを特徴とするものであ
る。
て、前記スイッチ手段は、前記一次導電路に流れる高周
波電流の位相と同期させることなく前記制御手段により
制御されることを特徴とするものである。
明する。本明細書に記述する新規な原理は多くの方法で
適用でき、共通して固定1次導体から空間を越えて1つ
以上の2次ピックアップコイルへ誘導電力転送を行い、
その結果、一般に、しかしいつも蓄電池の有無に関係な
く電力利用ができる。多くの適用は、車両への原動力の
供給に関するものであるが、照明、モータ駆動の他の形
式、およびバッテリの充電も行うことも可能である。
1次回路より成るものでもよい。各1次回路は細長いル
ープの形式の1対の平行導体より成り、または開路ルー
プ内の単一導体より成るものでもよい。大抵の場合、前
記1次導体は指定径路すなわち車両が使用する軌道に沿
って連続して敷設すべきものであるが、(例えば路線バ
ス停留所ごとに1次導体を継続させる、というふうに)
1次導体を不連続なものにして、車両に蓄電池を搭載し
てもよい。
はモノレールの如き有形構造より成るものでもよく、あ
るいは、道路または床内に隠蔽した1つ以上の導体から
放射する磁界により使用する不可視径路であってもよ
い。
領域内にある。これは特に使用可能な固体スイッチを原
因とするいろんな制約、および導体の中を電流が流れる
ときに失われる電気的エネルギーを原因とするいろんな
制約を反映している。しかし本発明による諸原理は50H
z〜1MHzのような甚だ広い範囲に適用できる。試作
品は10KHzオーダの動作周波数を持ち且つ150 〜500
Wを使用可能な電力レベルとして組み立てられた。この
電力は500 Vで供給され、長さ165 メートルの軌道を励
磁することができる。
電力を公称周波数50Hz〜1MHzの交流に変換する手
段より成り、該変換手段は共振負荷で使用するようにし
ており、スイッチなどの回路素子の制約、エネルギー損
失の制約を満たしたシステムを提供する。また電源は、
公称周波数1KHz〜50KHzの交流を供給する。
するもので、且つ、特に変化する負荷の場合には出力調
整手段か最大電力変換装置か、あるいはさらに限流出力
を有する組合わせピックアップコイル分離装置を介し
て、負荷に接続することが好ましい。これらは、軽負荷
ピックアップコイルがその位置を通って電力が伝達され
るのを妨げる効果を持っているという理由で、共振と非
共振1次導体の両者に当てはまる。
らびに車両またはモータおよびモータ駆動回路の数をふ
やすことによって、本明細書に記載する新規な概念から
逸脱することなしに、上記よりもさらに大規模な設備を
架設することもできる。使用し得る電圧に制約がある場
合には、長軌道を区分して多数の分離電源からそれぞれ
給電されることが好ましい。図2にいくつかの例を示
す。
について詳述する。この試作品は、共振電流を搬送し、
切替え電源により励磁される1次ケーブルの傍の図1に
示すような片持梁式の軌道に沿って、1台の車両または
数台の同様な車両を走行させる車上誘導モータを使用す
るものである。本システムは大体165 メートル以下の軌
道長さを有し、500 Vオーダの供給電圧と60Aオーダの
循環共振電流を有している一方、全1次ケーブルは押出
し成形されたプラスチックケース内に密閉されてさらに
絶縁されている。かくしてこれは整流子火花がなく、鉱
山内のような爆発性雰囲気に対して使用可能である。
で、これは、水平な支持面(1101)と片側の溝の内
部に設けられた1対の平行導体(1102)と(110
3)とを有するI断面アルミニュームガーダである。
(1104)は車両全体で、支持用と駆動用車輪(11
06)と(1107)および駆動モータ(1105)と
より形成され、車両用ピックアップコイルは前記駆動モ
ータ(1105)と導体(1102)と(1103)と
に隣接しているが、図示はされない(この詳細は例えば
図10を参照)。
くつか説明する。図2(a)の第1の実施例(210
0)は2台の車両(2101)と(2102)を走行さ
せるシステムを示す。これら車両は、フランジ付車輪に
より軌道(2103),(2104)上を走行する。1
次導体(2105),(2106)の出力および入力ル
ープは、一端がコンデンサ(2107)(これを設ける
か設けないかは随意であるが、軌道が比較的長距離にわ
たる場合には設けることが好ましい。)に、他端がコン
デンサ(2108)に接続され、さらに高周波電源であ
る外部原動力により駆動される交流発電機(2109)
に接続される。
の車両(2201)を示す。この形態は非共振である。
その1次導体は数ターンのケーブルより成っていてもよ
く、逓減変圧器(2203)を介して切替電源(220
2)から駆動される。1次導体(2204)内の電流は
非正弦波形とするのが適当である。
単一の車両(2301)を示す。この実施例は共振回路
を用いる。コンデンサ(2303)と絶縁変圧器(23
04)の1次コイルの役目をするインダクタンス(23
04)より成る同調回路を含む切替え電源(2302)
から駆動される。この場合、循環電流が前記コンデンサ
(2303)に加えて前記変圧器(2304)内にも存
在し、従って、該変圧器は、前記共振回路に供給しまた
は取り出す有効電力に加えて1次導体(2305)内を
循環する共振電力にも適応し得るVA定格を有する必要
がある。前記共振回路内を循環する電流は実質的に正弦
波形である。前記システムの1次インダクタはすべての
交流電流により駆動し得るが、すべての連想同調回路の
平均共振周波数で出力される正弦波電流を使用すること
が好ましい。正弦波電流は高調波による無線周波放射を
最少にすると共に循環電力の従属同調回路への転送の効
率を増強する。
0)も単一車両について図示する。この形態に於て、コ
ンデンサ(2403)は1次インダクタ(2405)の
固有のインダクタンスと共に共振回路を構成すると共
に、電源(2402)のすべての他の構成要素の定格
は、供給電力に基づいてのみ定めるべきであって、それ
よりも大きな共振電力に基づいて定める必要はない。前
記共振回路内の電力は実質的に正弦波である。図8のよ
うに異なる長さの設備の間で一定のインダクタンスを維
持するため、電源と軌道との間に追加の誘導子を挿入し
てもよい。また付加キャパシタンスを長軌道の軌道端に
含ませてもよい。前記電源(2402)は軌道(240
5)とコンデンサ(2403)の共振周波数に追従する
切替え電源より成り、これは次章にて詳述する。
ンサを省略する以外は第4形態と似ている。この形態は
価格を減少すべく短い軌道長の設備に望ましい。 切替え電源または共振DC−ACコンバータによる高周
波DC−AC変換 出力特性 電力を走行車両へ渡す共振システムは、定格値の低い構
成要素のためにも高周波で運転するように作られるが、
周波数が上昇するにつれて、隣接する導体の渦電流と表
皮効果損失は、例えば分散されている1次導体内で上昇
する。この渦電流損失と表皮効果損失は効率を低下さ
せ、電磁干渉を生じる。現在入手可能な半導体がどのよ
うなものであるかを考えれば、10KHzという動作周波
数は、これを只1つの可能な選択と考えるべきではない
が、理にかなった設計数字である。周波数は50KHzま
で上昇してもよいが、導体の表皮効果損失はこの周波数
より上で比較的重要なものとなる。ある場合には、特に
航空業界では、上記のような問題が(例えば空港の地上
輸送設備などについて)起こりさえしなければ、航法装
置または通信設備に対して滞在的に干渉波となり得る高
調波を生じないように、28.5kHzというような特殊な
周波数を選択してもよいわけであるが、400 Hzの電力
が工業規格であるから、これを用いるのが好ましいかも
知れない。動作電圧の上限は現今では、コンデンサの定
格と半導体の電圧制限との両者により実際には約600 V
に制限されている。
り、但し図3〜図5は図2(d)の(2402)に対応
する実施例の詳細回路である。また図6、図7は異なる
実施例の説明図である。
し、この場合、逓降変圧器(3105)を介して400
V主電源から給電される三相ブリッジ整流器を示す。該
変圧器は、1次導体を電源から電気的に隔離する役目も
する。(3L1)と(3L2)とは入力の力率を改善す
ると共に、高周波セクション(3103)からの伝導妨
害に対する保安器の役目をする。(3101)は電力変
換器(3Q3)を含むソフトスタート装置であり、さら
に(3102)は、従来通り限流制御器(3107)に
よって制御されるダイオード(3106)および誘導子
(3L3)、ならびに電源(3108)を含むコンバー
タである。LEM装置は供給されたDC電流を感知す
る。
3C2(これは図7に示す通り周波数調節用の補助コン
デンサを含んでいてもよい)と、誘導電力配電用の1次
導体と、追加の構成要素として設けることのできるイン
ダクタンスから成る。これらの構成要素のインダクタン
スの総量は133マイクロヘンリーであることが好まし
い。60Aオーダの循環共振電流は通常前記1次インダク
タと電源への接続点と(3C2)とだけを流れ、(3L
4)(ここでは数ミリアンペアのAC電流のみが使用中
に測定された)には流れないので、この位相分割用変圧
器はエアーギャップなしで構成してもよい。またこれは
追加電力のDC成分以上は搬送しないので比較的小型に
することができる。共振電流は、切替トランジスタ(3
Q1)と(3Q2)のいずれも流れない。但し、絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ(IGBT)は軌道の短絡
のような故障の初期状態に於ける過渡電流としての循環
エネルギーを吸収し得る。
て1対の手動式オン/オフスイッチを含んでいるが、共
振またはタンク回路へ接続されていることからも明らか
なように、実際にはこのコンバータは正弦波交流出力を
有するDC−ACコンバータである。これは(入力(D
1),(D2)によって検出される)コンデンサ電圧が
0の時に、低インピーダンスの状態から高インピーダン
スの状態へ相補的にトランジスタ(3Q1)と(3Q
2)とを切替えることにより共振電流を維持する。特別
な運転開始や特別な電力低下の場合を除いては、前記切
替えコンバータは共振電流に特別な周波数(装置の物理
的特性によって定まる上限周波数を除き)をもたせるよ
うなことをしない。これは単に、回路の固有リンギング
周波数で動作する従属駆動回路にすぎない。
電源の予備充電量が、主電源のそれを十分に上回るよう
にすることによって管理される。従って、軌道内に共振
電力が存在する前後に、かつ共振電力制御器が、それ自
身が持っている計時機構の動作に基づいて10KHzのパ
ルスを出力する時に、上記の各種制御装置は機能する。
から大きく偏位させ、それによって誘導結合の有効性を
減少させることになるので、動作中の共振周波数を同調
させるための手段を図7に示すように設けてもよい。主
スイッチングトランジスタを(7S1)(7S2)によ
り示す。一連の対をなして且つ好ましくは整合をとった
(補助)コンデンサを(7Ca),(Ca′),(C
b),(Cb′)および(Cc),(Cc′)で示し、
これは付属のソリッドステイトスイッチ(7S20),
(S20′),(S21),(S21′)および(S2
2)(S22′)に印加する制御信号により(補助)コ
ンデンサを瞬間的に回路へ挿入したり、回路から切離し
たりすることができる。動作中の共振周波数に応じてこ
のように補助コンデンサを追加、削除し得ることによっ
て、動作周波数が変動しても補助コンデンサで調整さ
れ、常に所定の共振周波数が得られる。明らかに、これ
らの機器は循環電流の一部分を搬送するもので適当な熱
吸収器を持たなければならず、且つ適当な電圧定格を持
つ必要がある。尚、図8に、設備時に共振回路を調整す
るに適した誘導同調配置を示す。
2)はソフトスタート部であって、限流部は(410
1)である。このソフトスタート部に於ては抵抗器(4
R11)とコンデンサ(4C4)とが時間遅延を設定す
る。第1コンパレータ(4103)は、通電を開始した
後、(4C4)の充電電荷が、このコンデンサのマイナ
ス側の電極に印加されている10Vの基準電圧を超過する
瞬間を決定する。(4103)の出力は図3の装置(3
Q3)と一致するゲート(4Q3)に印加される。また
上部(4101)は、電流感知装置“LEM”からの信
号を入力して増幅し、この信号は約5ボルトの閾値で判
断するコンパレータ(4104)へ出力され、コンパレ
ータ(4105)と(4104)とのOR出力によりヒ
ステリシスが与えられるように修整される。また第4コ
ンパレータ(4106)は前記出力を反転して、大きな
電流の流れないように、抵抗器(4R15)を介して図
3のトランジスタ(3Q4)のゲートへ印加するための
トランジスタ(4Q1),(4Q2)の駆動回路に印加
する。
の共振電流により生じた電圧の検出用セクションを表わ
す。このセクションは、2つの入力端子にそれぞれ逆位
相の電圧が供給される(LM319)コンパレータの1
/2より成り、従ってその出力は、プラス側の入力端子
に加えた電圧にマイナス側の入力端子に加えた電圧の逆
相成分を加算したものを反映している。(5101)は
共振コンデンサ電圧の振幅を決定するためのセクション
であり、かつ、(例えばスタートアップ時のように)振
幅が小さい段階では、設計中心周波数で内部発生するパ
ルスをセクション(5102)から供給することを可能
にするためのセクションを示す。入力信号はダイオード
(D3),(D2)により整流されて基準電圧と比較さ
れる。もし検出ACが小さすぎると、内部クロック(5
102)すなわち2進除数を扱う簡単な小型可変RC発
振器が作動する。セクション(5103)は、相補的な
位相リンク電流によって1対のゲートドライブ装置IC
L(7667)を駆動するゲートである。このゲートド
ライブ装置は、電力スイッチング・トランジスタすなわ
ち一般にIGBT装置と呼ばれているもの(図3の(Q
1),(Q2))を制御する。
には、例えば車両のようなモジュールのためのものとし
て好ましい共振周波数があるので、軌道の共振周波数は
実質的に設備間では一定となるべきことが要求される。
133マイクロヘンリのインダクタンス値は実際の軌道
の長さに無関係であることが好ましい。図8,図9は軌
道を特定の共振周波数に同調させるシステムを示す。異
なる軌道の長さに影響されないようにするために一組の
個別部品としての、またはモジュール構造のインダクタ
ンス(8100)を電源側(8101),(8103)
と軌道側(8102),(8104)との間に設ける。
これらのインダクタンスのおのおのは、ギャップを有す
る環状のフェライトコア(9105)であり、磁気飽和
を避けるために低透磁率のコアであることが好ましい。
このような環状フェライトコアは厚さ40mm、内径20mmお
よび外径60mmであることが好ましく、エアギャップ(9
106)は0.67mmであることが好ましい。((910
8)は支持板である。)個々の環状フェライトコアは、
1つの導体(9107)の回りに設けられると、軌道1
mと実質的に同じインダクタンスを示す。設置するとき
に軌道長さを測定して165 m以下であれば、軌道長の不
足分1メータ当り1つの環状フェライトコアにリッツ線
を通すことにより軌道インダクタンスを上昇せしめる。
動作時に実際の共振周波数を測定し、且つ共振周波数を
その目標値に微細に同調させるために、環状フェライト
コアを追加したり、その数を減らしたりする。このよう
に環状フェライトコアを1つの導体の近接位置へ移動、
あるいはその近接位置からの離反させ、一次共振回路の
インダクタンスを変更せしめることによって、所定の共
振周波数が得られる。
周波数の大循環交流を搬送してもよい。この高周波電流
から放射される誘導エネルギー(磁界)は前記導体内特
に磁界内の強磁性材料内に渦電流を生ずる傾向がある。
前記1次ループは前記移動車両が使用する径路に沿って
配電に使用するもので、表皮効果を減少し且つ特に隣接
導体の渦電流損失を減少するために、多重の細い絶縁ワ
イヤ(高周波電流を流す有効な比較的大きい表面積を有
する細長い導電材料の撚線;一般にリッツ線として知ら
れる)より成るケーブルから、それぞれ成ることが好ま
しい。市販のリッツ線の好ましい1つのタイプは大体13
mmの直径内に40ゲージエナメル銅線の撚線約10,240本よ
り形成される。リッツ線に代るものとして、多重絶縁導
体を有するタイプの電話ケーブルを使用してもよい。各
ケーブル間の間隔は妥協の産物として定まるものであ
る。もしこれが密接すぎるとその磁界は互に打消し合
い、車両のピックアップコイルとの結合が不良となる。
反対に、これらが離れすぎると、軌道インダクタンスは
大きく上昇して大駆動電圧が必要となり、且つ車両のピ
ックアップコイルに、磁界によってまだ鎖交されていな
い電流が流れる橋かけ部分が生ずるので、ピックアップ
コイル損失が不必要に高くなるものである。装置の定格
により決定される600 Vという実際の限界内では、約20
0 mの軌道を60Aで駆動する。この長さは、図2の(2
100)と(2400)に図示するように、前記ケーブ
ル内に第2の直列のコンデンサを配置して、無効電力の
発生を極力抑えることにより、およそ2倍にすることが
できる。
図9に断面を示す如く杯状断面を持ったプラスチック押
出品より成るダクト内に収容してもよい。図10は、本実
施例の実際の1次−空間−2次の関係を断面で示し、本
図のスケールは、フェライト製のEビーム(1010
2)の背面に沿って約120mm である。且つ図1の片持梁
モノレールもこの断面を基礎としている。
形断面形状のアルミニウム押出品であるところの強固な
支持部材(10101)の組合せで車輪が走行できる上
部に荷重支持面を有する。側面(10104)は延長部
(10106),(10107)により支持部材の取付
けに適するようになっており、側面(10105)は1
次導体用の支持部材を支えるようになっている。また
(10110)と(10111)とは、好ましくは、リ
ッツ線の2本の平行1次導体である。これらは図9に関
して示すように、隔離絶縁体(10112)と(101
13)のダクト内に支持される。
性かアルミニウムのように非鉄金属であることが好まし
い。もし鉄材料が1つ以上の1次導体かまたは車両の2
次ピックアップコイルに隣接して位置しなければならな
いときは、数ミリメータの深さのアルミニウム被覆によ
りこの鉄材料をしゃ蔽することが有利であることが分っ
ており、この結果として使用時発生する渦電流が磁束の
それ以上の透過を防ぐ役目をし、従って鉄材料内のヒス
テリシスによるエネルギーロスを最少にする。
0102)は、複数のフェライトブロックをE字形に重
ね、中央の軸部にプレート(10117)をボルトで固
定したものである。中央の軸部は好ましくは20mmの厚さ
で、且つピックアップコイルの全長は模式的に260mm で
ある。また、複数のフェライトブロックのうちのどれか
1つを積み重ねから取り除いて2次コイルの空冷を考慮
することが好ましい。2次コイルには使用中に20Aの循
環電流が流れるからである。ピックアップコイル(10
115)は1つ以上の任意の附属コイル(10116)
と共にフェライトコアの中央の軸部に巻回する。1次導
体(10110)と(10111)からフェライトコア
の中央の軸部への電磁結合は前記1次導体がフェライト
により完全に囲まれているので、比較的能率的である。
2)の左側に存在しており、変化する磁束は実質的にフ
ェライト(10102)の内部に閉じこめられるので、
車両をボルト等(たとえ鋳鉄製でも)により直接フェラ
イト(10102)に取り付けてもよい。
上存在するが、これは1次誘導ループの設計周波数で共
振する同調回路より成る。好ましくは、該ピックアップ
コイルはフェライト材より成るコアの中央脚を巻回する
多数のリッツ線より成り、該コアは誘導結合の効果を増
大する磁束集中機能を与える。共振電流は大電流であ
り、導体の巻数も多いので、使用時にコイルの付近に高
磁界を生じる。好ましくは、共振コンデンサ(共振周波
数を調整するために附加コンデンサユニットを用意して
もよい)をコイルと並列接続し、コンデンサに整流手段
(好ましくは急速電力整流ダイオード)を接続し、整流
手段を負荷と直列に接続することである。さらに多くの
電力を引き出すことができるので高Qピックアップコイ
ルを有することが望ましいが、コイルのQの増加はその
大きさと価格を増加する傾向があるのでその折衷案が必
要である。さらに、高Qピックアップコイルは動作周波
数の小さな変動に対する同調の問題を提起する。
サとは、後続の回路と最適の状態で整合をとるのに必要
な電圧/電流比を実現するように選択してもよい。図10
に示す如く、ピックアップコイル用のコアは1次ループ
からの磁束の交差を最大にするよう位置している。
に取り付けて、主ピックアップコイルを磁束からしゃ蔽
する減結合手段として使用してもよい。その動作は制御
器に関連して説明する(後述の「同調ピックアップコイ
ルと動作特性」参照)。
は前記主ピックアップコイルと結合しない場所に設け、
車上の電気回路を別々に励磁してもよい。 スイッチモード電源の詳細−図12〜図14 スイッチモード制御器の簡単な略図を図14に示す。図14
に示すように、ピックアップコイル(14111)に、
このピックアップコイル(14111)を(ピックアッ
プ)共振周波数に同調させるコイル同調コンデンサ(1
4112)が接続され、このコイル同調コンデンサ(1
4112)は、図12に示すように全波整流器からなる整
流器(14114)に接続され、この整流器(1411
4)の出力側にインダクタ(14121)が接続され、
また出力負荷(14116)と並列に出力コンデンサ
(14115)が接続され、前記インダクタ(1412
1)と出力コンデンサ(14115)との間にダイオー
ド(14122)が接続され、さらにインダクタ(14
121)とダイオード(14122)との間で、同調コ
ンデンサ(14112)と並列にスイッチ(1411
3)が設けられている。
の電圧は整流器(14114)により整流され、インダ
クタ(14121)とダイオード(14122)とによ
りフィルタがかけられてdc電圧を発生する。コンパレ
ータ(14117)はこのdc電圧を監視し基準電圧
(14118)と比較し、もし負荷電力がピックアップ
コイル(14111)から出力できる最大電力より小さ
いときは出力コンデンサ(14115)電圧が増加す
る。これによりコンパレータ(14117)にスイッチ
(14113)を投入せしめて有効にピックアップコイ
ル(14111)を短絡する。ダイオード(1412
2)によりdc出力コンデンサの短絡を防止する。この
作用の結果、ピックアップコイル(14111)から転
送した電力は実質的にはゼロである。従って、出力コン
デンサ(14115)のdc電圧は前記コンパレータ
(14117)がスイッチ(14113)を再開放する
点まで減少する。このスイッチングの生ずる割合は該コ
ンパレータ(14117)と、出力コンデンサ(141
15)の大きさと、負荷電力と最大コイル出力電力との
間の差についてのヒステリシスより決定される。
に示す。本図面では、ピックアップコイルは(12P
1)において端子(1)と(3)との間に接続される。
コンデンサ(12CT1),(12CT2)等々(1.1
μFの電気容量が得られるようにするには、通常、5個
必要である)は、共振コンデンサ(同調用コンデンサ)
である。これら素子の定数を選択することにより、一次
共振回路の周波数に一致した共振周波数が得られる。4
個の高速回復ダイオード(12D4−D7)より成るブ
リッジ整流器は、コンデンサ(12C7)と(12C
8)のチョーク入力フィルタより成る(12L1)への
入力信号を整流する。このdc電力はコネクタ(12P
2)の端子(1)と(3)との負荷に供給される。この
dc電圧は(12R1)により監視され且つ(12IC
1:A)により緩衝される。もしこれが(12REF
3)により決定される基準値を超過するときは、コント
ロール・コンパレータ(12IC1:B)が、ピックア
ップコイルを短絡させる役目を持った大電流FET装置
(12T1)を導通させる。この切替動作の好ましい割
合は通常30Hzである。(12T2)はこのFETに限
流保護を与えると共にバリスタ(12V1)は電圧保護
を与える。
得られる最大値を超過しても、出力電圧は常に(12R
EF3)で設定した基準値以下でありスイッチ(12T
1)は通常オフである。もし、負荷がインバータ駆動交
流モータであると、高加速時にこれが起り得る。図12の
制御器は、かかる場合に前記インバータにその加速度を
減少するよう指示するための光学的結合制御信号を発生
することにより最大電力転送を維持する手段を備える。
該信号は(12P2)の電圧と、(12REF3)によ
り設定した基準レベルより低くされた三角形搬送波とを
比較することにより発生する。該三角形搬送波は(12
IC1:D)がこの比較を遂行する間、弛緩発振器(1
2IC1:C)により発生させられる。光学的絶縁は
(12IC2)により与えられる。
下限との間に維持するようにし、ピックアップコイル内
の共振電流を上限以下に維持する。 同調ピックアップコイルと動作特性 軽負荷車両が、該軽負荷車両よりも1次ループから遠い
位置にある他の車両に電力が届くのを妨げるという事態
が、特に1次ループが共振状態にあるような設備におい
て起こり得る、ということが判明した。このような事態
は、前記軽負荷ピックアップコイルを循環する高レベル
の電流が、1次インダクタ内の共振電力と相互作用する
結果として起こる。従って、制御器または車両電力コン
ディショナは、2つの別々の車両機能を結合するものが
開発され、すなわち、2つの機能とは、コイル出力電圧
がプリセット閾値より上昇するときはいつでもピックア
ップコイルを離脱または動作不能にする機能と、出力電
流ドレインが第2閾値を越えるときはいつでも出力電流
を制限する機能である。本システムは、最大電力を扱う
ものとは異なり、80%以上の変換効率を与えることがで
きるので、好ましい電力制御方法だと言える。
導体に接近した最適の位置から物理的に離反せしめるこ
とにより機械的に行なうことができる。離脱はまた電気
的にも行なえる。例えば、電流の流れを中断するために
共振回路内の直列スイッチを開放してもよい。調整目的
のために繰り返し開放(例えば約20−100 Hzで)して
目標値を上下する出力電圧を与えてもよい。車両走行制
御のためには、上記直列スイッチは、希望する時間が経
過する間、開いたままにしておけるものであってもよ
い。この方法は、該スイッチが2方向スイッチでなけれ
ばならないという欠点、および、上記直列スイッチが、
ピックアップコイルの観測共振電流レベルにおいて2ボ
ルト以上の電圧降下を発生し、多分50〜100 Wのロスを
生ずるという欠点を有する。第2の選択としては、コン
デンサに接続されたスイッチを投入することにより、そ
してそれによって共振素子をシステムから切離すことに
より、ピックアップコイルを短絡させることが好まし
い。この投入スイッチが多くの電流を流さないのは回路
がもはや共振ではないからである。それで損失は小とな
り、とにかく負荷担持モードを害するものではない。前
記スイッチの投入時には共振回路の蓄積電荷は小であ
る。もし所望の出力が大電流の低電圧出力であれば、こ
のスイッチが短絡すると、かなりのロスを生ずるので、
第3の選択は比較的多くの巻数を有する第2のピックア
ップコイルを設けることである。このようなコイルを短
絡させると、該スイッチを流れる電流は比較的小さい。
ステムの動作時、モータの要求する出力電力は広範囲に
亘って変化する。その結果、電力需要もまた広く変化す
る。軽負荷の場合には、平行伝送線路に帰還させられる
インピーダンスもまた広く変化するので問題が起きる。
本例では、1対の平行導体は図16に示すように、送電線
と考えなければならない。
の同調回路への実効モータ負荷を表わし、これは図13の
誘導ピックアップコイルに対応し、もし送電線が電圧源
により駆動されると実効相互結合は図17に示す回路によ
り示される。
送することである。且つこれは図18に示す回路により表
わされ、図9において、もしωが大きければ、Mの値が
小さくても(すなわち結合係数が小さくても)、電力を
伝達する能力は大である。
一方軽負荷モータはReff 〜0に対応する。かくして、
ω2 M2 /Reff →00の過負荷の場合、電力は転送さ
れないし、ω2 M2 /Reff →無限大の軽負荷では平行
送電線の電流を維持することはますます困難となる。後
者は甚しく望ましくないもので、これは1つの軽負荷車
両は同一電線路の他の車両への電力をブロックできるか
らである。
ることで、かかる高周波電流は高周波交流発電機により
発生してもよく、さらに好ましくは前記した如くパワー
・エレクトロニクス回路により発生してもよい。パワー
・エレクトロニクス回路の場合は、発振周波数はループ
にかかる継続的な無効負荷により決定され、また軽負荷
車両の影響は動作周波数を10KHzから数百Hzまでと
いう好ましい周波数範囲から逸脱させるという形で現わ
れる。こうすれば、非同調回路は低(無効)インピーダ
ンスを反映するので、ω2 M2 /Reff →無限大の問題
は解決されるが、非同調性は再び他の車両への電力の流
れを制限する。
イルとの間の結合の度合を疎にすることによって回避す
ることができる。この解決は、ω2 M2 /Reff という
項は本質的には、只1つの変数−相互インダクタンスで
あり、2つの磁気回路間の結合係数を意味するところの
相互インダクタンスというただ1つの変数しか持ってい
ない、ということを基礎としている。この、通常は一定
と考えられている結合係数を小さくすることができれ
ば、相互作用も減らすことができる。
付加コイルを送電線とピックアップコイルとの間に配置
する。この付加コイルはスイッチ(S)を有し、これを
開放すれば付加コイルは何の影響も及ぼさない。しかし
スイッチ(19S)が投入されると、この短絡コイルが
磁束の交差を防止し、これにより結合が減少し、従って
Mが減少する。前記付加コイルの位置決めは大して重要
なことではない。この付加コイルは、若干の磁束を捕捉
しさえすれば作動する。また、付加コイルは、磁束を捕
捉はするものの、インダクタンスへの影響はできるだけ
少ないことが特に好ましい。実用的には、これを達成す
ることは困難ではない。スイッチ(19S)は多数の公
知のパワー・エレクトロニクス・スイッチのうちの1つ
であってよい。
て、もし高くなりすぎると回路の負荷が小さくなりすぎ
るので、スイッチSを入れて電圧を減少させる。電圧V
T が低いとスイッチ(S)は開放のままとなる。
りVT を使用する過負荷サーキットリーと両立させるこ
とができる。 好ましい実施例2−150 W形式 この好ましい実施例は小型150 W試作品を使用したもの
で、これは車上ブラッシュレスDCモータを使用して1
台または複数台の車両を、10KHzで励磁した1次ケー
ブルの上に敷設した軌道に沿って移動させるものであ
る。このシステムは整流火花がなく鉱山のような爆発性
雰囲気に対しても適応させることができる。
(6101),(6102)に供給する電流は共振モー
ドで動作してほぼ完全に10KHz正弦波形を形成する
ソリッドステイトスイッチングコンバータ(6100)
を用いて発生させる。従って導体から放射される無線周
波数干渉は、電力の高調波成分が1%以下と低いので無
視しうる。このシステムは空港のような通信の激しい場
所で動作するに適している。
タタップ付きインダクタ(6L1)とコンデンサ(6C
1)との内部に含まれている。従ってこれらの構成要素
は前記共振電流の強さを支持することができなければな
らない。誘導導体も同一の周波数で共振することが好ま
しい。この設計は前記変圧器(6L1)に電気絶縁の役
目をさせるものであるので、安全性が重要とされる小型
システムに特に適しており、さらに(6Edc)から供
給される比較的高い電源電圧を異なる電圧に変圧しなけ
ればならない場合にも使用し易い。
ータの動作周波数の負荷変化の影響を最小限度にするた
めに、前記フェライトつぼ型コアの高周波変圧器の巻線
比は、2次側に只1つの巻線のみを配置する本実施例で
高くなっている。さらに周波数への負荷の影響を最小限
度にするために前記高周波同調回路のインピーダンス
(Z=√(L1/C1))は意図的に低くされる。しか
しながら、Zの値を選択するときには妥協が必要であ
る。Zの値を小さくしすぎると、1次循環電流が大電流
となるので効率が悪くなり、C1の電気容量を大きくし
なければならなくなるので、コンバータの価格や大きさ
を増大させる必要が生ずる。1次側変圧器巻線(L1)
は、表皮効果による損失を少なくするため、小径の絶縁
素線を多数より合わせたもので構成すべきであるが、入
力インダクタLsは、本質的にDC電流のみが流れるの
で通常のソリッド線を巻いて形成することができる。
示すような回路を用いて、(6L1)と(6C1)との
リンギング周期である180 °おきに2つのスイッチ(6
S1),(6S2)を交互にゲートすることにより制御
される。もし入力電圧(6Edc)が(起動時に発生す
るように)一定レベルより低いときは、f=1/√(L
1C1)の回路に対する大体の共振周波数で動作する発
振器によりゲートは制御される。一旦電圧Edcがこの
設定レベルを超過し且つ数ミリ秒が経過すると、固定発
振器は発振をやめ、その代りスイッチ(S1),(S
2)が、(C1)の電圧零交差を検出するたびに切替わ
ることにより減衰共振周波数でゲートされる。これによ
り全負荷条件下で(S1)と(S2)とはゼロ電圧でオ
ンオフし、この2つの装置の切替えロスを最少限にす
る。
2)をMOSFETsとして示すが、これらは等しくバ
イポーラトランジスタ、IGBTsまたはGTOs(ゲ
ートターンオフサイリスタ)、または特定業務に必要な
電力レベルを取り扱うように設計したその他のソリッド
ステイトスイッチでもよい。これらのゲートは図5に示
したような制御器により駆動される。
プロセスはこの種の共振制御器にも適用される。 高周波ケーブル また、本実施例に於て、移動車両の走行径路に沿って電
力を配電する高周波ケーブルは、ほぼ平行な1対のケー
ブルより構成され、それぞれのケーブルは表皮効果と隣
接導体の導電ロスとを減少させるために、リッツ線とし
て知られる、多数の細い絶縁ワイヤより構成することが
好ましい。市販のリッツ線の好ましい1つの形式は直径
約13mm内に40ゲージエナメル銅線の撚線約10,000本を含
み、しかも安価なものである。2本のケーブルの間の間
隔は大して重要なことではないが、もし接近しすぎてお
れば磁界は各々打消し合って車両のピックアップコイル
への結合が不良となる。反対に、もし離れすぎている
と、ピックアップコイルに、磁界でカットされない電流
を流す部分がかなり生ずるので、損失が不必要に大きく
なる。加えて、軌道のインダクタンスは増加し、これは
所要の電流を循環させるために電圧をさらに加えなけれ
ばならないことを意味する。この問題は、図2に示すよ
うにケーブルに直列コンデンサを設置して無効電力を減
らすことによりある程度緩和し得るが、ケーブルのた
め、追加の価格と容積が必要になる。
非鉄金属の巻型に多重撚線を数回巻回して形成する。そ
の幅は高周波ケーブルと大体同一である。該多重撚線は
好ましくはリッツ線(前記したような)である。本実施
例では、強磁性コアは使用していない。また前記コイル
は、コンデンサと並列に接続し、コンデンサの電気容量
は、共振回路を構成して該コイルを配電電力の周波数
(すなわち10KHz)に同調させるように選択する。よ
り大きな電力を取り出すために、高Qピックアップコイ
ルを備えることが望ましい。また、コイルのQの増加は
コイルの大きさと価格とを増加する傾向があるので妥協
しなければならない。補助ピックアップコイルが設けら
れて、最大電力コンバータ用の制御器を電源に接続し、
且つ同期させる。
の後に追加するならば、原則として、誘導モータのよう
なACモータを含むすべての適切なモータが、トロリー
を駆動するのに使用可能である。1つの試作品システム
で試験したモータは、安価で軽量という利点のあるブラ
シレスDC型で、あまり保守を必要とせず、しかも危険
な環境での運転に適している。
し、このコンバータのための制御器の詳細を図13に示
す。ピックアップコイルから最大電力を低Q条件ないし
中間Q条件のもとで調達するために、図13に略示するバ
ッキングコンバータを使用し、且つ好ましくは無負荷の
場合の半分より決して下位でないQを負荷ピックアップ
コイル(13L2)が有することを確保するように制御
される。最大電力を送り出すレベルにピーク電圧(13
V1)を維持するように、(13S3)(図14に示す回
路のための制御器を切り替える。もしV1(図11)がV
1ref (図13)を超過すれば、次に(13C2)の電圧
がゼロ交差を通過した時に、機器(13S3)が「オ
ン」となる。もし半サイクル中に(13V1)がV1re
f を越えないならば次のゼロ交差の時に(13S3)が
「オフ」となる。このように半サイクルごとの積分制御
を行うことにより、スイッチングロスを最少限にし、且
つ放射無線周波数干渉も最小となる。
される出力ドライバー(13102)を介して(11S
3)のゲートを駆動し得る制御回路を示し、また(13
106)は(13101)で10V出力を発生する補助コ
イルにより電力を供給される電源装置である。
る高周波電流の位相にロックされる。零交差検出器(1
3104)の出力をスパイクに変換し、次にD−フリッ
プフロップ回路(13107)を閉じるため、零交差検
出器(13104)の出力はパルス整形回路(1310
5)を通過させられる。電源装置が起動モードの閾値
(入力側の時定数を参照)にあることをコンパレータ
(13100)が示し、従ってゲート(13108)に
制御パルスが入力されている限り、D−フリップフロッ
プ回路(13107)はゲート・ドライバを活性化す
る。(13103)はコイルの電圧レベルの1次センサ
であり、(13109)を使用可能ならしめる。
し、これはまた供給電圧15Voに比例する出力トルクを
与える(適当な電力変換ステージを最大電力コンバータ
の後に追加するならば原則としてどんなモータでも、例
えば誘導電動機のようなACモータでも、車両駆動用に
使用可能である)。試作システムに採用したモータは安
価で軽量で保守費が安く、また火花が無く危険な環境で
の運転にも適しているブラシレスDC形である。モータ
・シャフトの回転を減速して有用な駆動トルクを発生さ
せるために減速ギヤボックスを、モータと、車両の車輪
との間に介在させる。好ましい実施例では、所定の繰返
し周期でモータ転流スイッチ(15S4,S5,S6)
に抑止入力を加えてモータ・シャフトの回転数を制御す
ることにより、車両の慣性を制御することができる。速
度制御回路は本発明のの範囲を越えるもので従ってこの
明細書では触れない。この実施例では、軌道の両端部に
簡単なリミットスイッチを備え、モータを逆転させる。
巻線をダイオード(15102)を介して互に結合する
手段も設けられている。 軌道からの電力制御 車両が行なわなければならない仕事を達成すべき電力を
車両上にて制御することが好ましい。しかし、軌道から
の制御が有用である場合がある。ゼロ近くで利用可能な
電力に対して制御配線を軌道上またはこれと接近して取
付けることができ、図20で示すように短絡させることが
できる。スイッチ(S)が開いておれば効果はない。ま
た投入時には車両は該軌道のこの部分を通過することは
できないが、その何れかの側で正規の動作が可能であ
る。
1のようにコイルを使用してそれに通電することができ
る。本図面に於て、コイルは上部に位置する導体により
通電される。このコイルを通過するトロリーは軌道電流
の2倍の電流(2I)を供給され、これにより2倍の電
力レベルで動作することができる。
囲の簡単なループとコイルとを使用して車両を制御する
ことができる。スイッチ(S)が開いておれば、車両が
コイルをカバーするとき出力電圧が上昇するので、図2
0のように、このコイルは車両を感知するためにも使用
することができる。それで、もし必要であればスイッチ
を投入して車両を正確な地点で停止させることができ
る。これらの技術の応用として例えば交差点で衝突が起
きないように感知コイルを使用して交差点で車両を制御
することができる。
導体に誘導結合されたピックアップコイルを用いて、1
次軌道(2212)から2次軌道(2210,221
1)へ、いかにして電力を伝達するかを示している。2
次軌道において、異なる電流の強さまたは異なる周波数
が必要となった時には、(2213)に示すように追加
の電力コンバータを使用してもよい。
のコンデンサ(2302)と並列のスイッチ(230
1)を示す。このスイッチ(2301)を入れると回路
が非共振となり、且つ1次コイル(図示せず)とピック
アップコイル(2303)との間で授受される電力を減
少せしめる。
ックアップコイルの受け取る電力量を制御することがで
きる。図24は、スイッチ(2401)がコンデンサ(2
402)とインダクタ(2403)とに直列であり、ス
イッチが開放時に共振電流が流れるのを防止するやや好
ましい配置を示す。
御器のDC出力を主装置(2503)(電動機のよう
な)に供給する制御器(2502)を有するピックアッ
プコイル(2501)を備える。
イッチ(2505)により制御される。これは、たとえ
主機(2503)に軽負荷しかかかっていなくても、ピ
ックアップコイルには常に全負荷がかかるように、抵抗
器(2504)をオン状態にしておく時間を制御するパ
ルス幅変調装置となり得る。このような配置は低電力用
として有用であるが、1次電源は常時全電力を供給しな
ければならないので、高電力用には非能率的となる。
白熱灯照明装置(図27)および蛍光灯照明装置(図28)
を含む他の変形例を示す。1次導体(2601),(2
701),(2801)は、可動装置(2602,27
02,2802)に電力を供給する。各可動装置は、供
給される電力を充電するため、1次導体に接近したり、
1次導体から離れたりすることができる。
器と同等となし得る制御器(2604)により一定の電
流をバッテリ(2603)に与えることができる。同様
に、図27は、バッテリの代わりに白熱灯(2703)を
示す。このランプは当該地域の送配線のAC電圧に対応
するDC電圧を供給される。それ故に、ニュージランド
では、同国の230 VAC電線に適した照明器に使用する
ため、出力を230 Vの直流に設定すればよい。
スによって起ることのある問題を回避するため、白熱電
球には直流を供給することが好ましい。照明器具を1次
導体に接近させたり、1次導体から離したりすることに
よってピックアップコイルに供給する電力量を変更する
ことができる。
2)に誘起される高周波ACが供給される蛍光灯照明具
(2803)を示す。なお、出力負荷は、車両に取り付
ける電気機器や車両を浮揚せしめる手段とすることもで
きる。
となく下記クレームに記載する如く構成することはでき
る。
導電路と結合して使用する車両が複数の場合において、
車両の出力負荷が軽負荷時には、ピックアップ手段に循
環する循環電流を共振状態より小として一次導電路から
ピックアップ手段へ転送される電力を減少または実質的
に零とすることにより、出力負荷の要求する出力電力が
通常負荷から軽負荷に亘って変化し、その結果、電力需
要もまた広く変化することにより1次導電路に帰還させ
られるインピーダンスの広い変化をもたらす軽負荷の車
両により他の車両に電力が届くのを妨げるという事態を
回避できる。
ムにおける誘導電力を供給されるモノレールコンベアの
斜視図である。
れた本発明のいくつかの変形例の説明図である。
の1例を示す回路図である。
流制御器の1例を示す回路図である。
振制御器の1例を示す回路図である。
ータの他の実施例の原理を示す回路図であって、この回
路は隔離出力を有する。
指令により如何にして変更されるかを示す。
って単一の共振周波数に適合させる誘導同調手段を示す
略図である。
係を示す。
理を示す回路図である。
−DCコンバータの制御回路を示す回路図である。
御回路を示す回路図である。
DCモータ駆動装置の原理を示す回路図である。
である。
明図である。
ある。
の説明図である。
ループの電力から電力を与える手段の説明図である。
イッチの説明図である。
イッチの説明図である。
車両 2103,2104 軌道 2105,2106,2305 一次導体 2202,2302 切替電源 2405 一次インダクタ 6100 スイッチングコンバータ 6101,6012 高周波ケーブル 6L1 センタタップ付インダクタ 6C1 共振コンデンサ 6S1,6S2 スイッチ 7L1 センタタップ付インダクタ 7C1 共振コンデンサ 7S1,7S2,7S20,7S21,7S22,7S
20’,7S21’,7S22’ スイッチ 8100 インダクタンス 9105 フェライトコア 9107 導体 9108 支持板 10101 支持部材(車両の軌道) 10102 フェライト製のEビーム 10110,10111 一次導体 10112,10113 隔離絶縁体 10115 ピックアップコイル 10116 分離コイル 11L2 ピックアップコイル 11C2 共振コンデンサ 2210,2211 二次軌道 2212 一次軌道 2213 電力コンバータ 2301 スイッチ 2302 共振コンデンサ 2303 ピックアップコイル 2401 スイッチ 2402 共振コンデンサ 2403 ピックアップコイル 2501 ピックアップコイル 2502 制御器 2503 主装置 2601 一次導体 2602 可動装置のピックアップコイル 2701 一次導体 2702 可動装置のピックアップコイル 2703 白熱灯 2801 一次導体 2802 可動装置のピックアップコイル 2803 蛍光灯照明具
Claims (6)
- 【請求項1】 電源と、 前記電源に接続された一次導電路と、 前記一次導電路と結合して使用する複数の車両であっ
て、少なくともいくらかの電力を前記一次導電路より発
生する磁界から取り出し得ると共に、ピックアップ共振
周波数を有する共振回路からなる少なくとも1つのピッ
クアップ手段と、前記共振回路から出力コンデンサへの
直流出力電流を供給する全波整流手段と、前記ピックア
ップ手段に誘導された電力によって駆動される、通常負
荷から軽負荷までに亘る負荷電力を要求する少なくとも
1つの出力負荷とを有する車両と、からなる誘導電力分
配システムであって、 前記ピックアップ手段は、ピックアップコイルとこれに
並列の同調コンデンサを有する共振回路であり、前記同調コンデンサに前記全波整流手段を介して並列に
接続され、前記ピックアップコイル端子間を開閉するス
イッチ手段を設け、 前記出力コンデンサは、前記スイッチ手段と前記出力負
荷の間で前記出力負荷に並列に接続されており、 前記スイッチ手段と前記出力コンデンサとの間に、前記
スイッチ手段による前記出力コンデンサの短絡を防止す
るダイオードを接続し、 前記車両には、前記スイッチ手段を負荷変動に反応して
制御し、前記負荷電力が前記ピックアップコイルから出
力できる最大電力の時には、前記ピックアップ手段に循
環する循環電流を共振状態での電流として前記一次導電
路から前記ピックアップ手段へ電力を転送し、前記出力
負荷が軽負荷時には、スイッチング動作を制御すること
によって前記スイッチ手段を実質的に短絡状態にして、
前記ピックアップ手段の循環電流を前記共振状態より小
として前記一次導電路から前記ピックアップ手段へ転送
する電力を減少または実質的に零とすることによって、
軽負荷車両の前記一次導電路に帰還するインピーダンス
が同一一次導電路上の他の車両への電力の流れを制限す
ることがないようにする制御手段を設けたこと を特徴と
する誘導電力分配システム。 - 【請求項2】 前記少なくとも1つの出力負荷が、少な
くとも1つの電気モ ータからなることを特徴とする請求
項1に記載の誘導電力分配システム。 - 【請求項3】 前記全波整流手段と前記スイッチ手段と
の間にインダクタを直列に接続することを特徴とする請
求項1または請求項2記載の誘導電力分配システム。 - 【請求項4】 交流電流が供給される一次導電路より発
生する磁界から少なくともいくらかの電力を取り出し得
る車両であって、 ピックアップコイルとこのピックアップコイルをピック
アップ共振周波数に同調させる同調コンデンサを有する
少なくとも1つのピックアップ手段と、 前記ピックアップ手段より全波整流手段を介して直流出
力電流が供給される出力コンデンサと、 前記ピックアップ手段に誘導された電力によって駆動さ
れる出力負荷と、 前記ピックアップコイル端子間を開閉するスイッチ手段
およびこのスイッチ手段を制御する制御手段と、 前記スイッチ手段による前記出力コンデンサの短絡を防
止するダイオードとを備え、 前記ピックアップ手段は、前記ピックアップコイルと前
記同調コンデンサを有する共振回路であり、 前記スイッチ手段は、前記同調コンデンサに前記全波整
流手段を介して並列に接続され、 前記出力コンデンサは、前記スイッチ手段と前記出力負
荷との間に、前記出力負荷に並列に接続され、 前記ダイオードは、前記スイッチ手段と前記出力コンデ
ンサとの間に接続されており、 前記制御手段は、前記スイッチ手段を前記出力負荷の変
動に反応して制御し、実質的に短絡状態へ切り替えるこ
とにより、前記ピックアップ手段を実質的に非共振状態
にして前記ピックアップコイルと前記スイッチ手段に流
れる電流を減少させ、よって前記一次導電路から前記ピ
ックアップ手段へ転送される電力を減少させること を特
徴とする車両。 - 【請求項5】 前記全波整流手段と前記スイッチ手段と
の間に、インダクタを直列に接続することを特徴とする
請求項4に記載の車両。 - 【請求項6】 前記スイッチ手段は、前記一次導電路に
流れる高周波電流の位相と同期させることなく前記制御
手段により制御されることを特徴とする請求項5に記載
の車両。
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