JP2653775B2 - サンプリングレート変換装置 - Google Patents
サンプリングレート変換装置Info
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- JP2653775B2 JP2653775B2 JP58113258A JP11325883A JP2653775B2 JP 2653775 B2 JP2653775 B2 JP 2653775B2 JP 58113258 A JP58113258 A JP 58113258A JP 11325883 A JP11325883 A JP 11325883A JP 2653775 B2 JP2653775 B2 JP 2653775B2
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- sampling frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/06—Non-recursive filters
- H03H17/0621—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing
- H03H17/0635—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies
- H03H17/065—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer
- H03H17/0657—Non-recursive filters with input-sampling frequency and output-delivery frequency which differ, e.g. extrapolation; Anti-aliasing characterized by the ratio between the input-sampling and output-delivery frequencies the ratio being integer where the output-delivery frequency is higher than the input sampling frequency, i.e. interpolation
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はサンプリングレート変換装置に関する。
背景技術とその問題点 あるサンプル列をこれと異なるサンプリング周波数を
有するサンプル列に変換する場合、入力サンプル列を基
にして適当な補間処理を行えば、求める出力サンプル列
が得られることは知られている。
有するサンプル列に変換する場合、入力サンプル列を基
にして適当な補間処理を行えば、求める出力サンプル列
が得られることは知られている。
次に、変換レートが任意比率である場合のサンプリン
グレート変換について検討する。第１図Ａは、サンプリ
ング周波数fsで標本化された入力サンプル列ｘ（ｎ）を
示し、第２図Ａの周波数スペクトラムに示す如く、信号
帯域の最大周波数はfcである。この入力サンプル列ｘ
（ｎ）を第３図の補間処理器（１）によって、任意に可
変し得る変換レートｐでサンプリングレート変換を行う
際、ｐ＞１の場合には第１図Ｂの出力サンプル列ｙ
（ｎ）が得られ、ｐ＜１の場合には同じく第１図Ｃの様
な出力サンプル列ｙ（ｎ）が得られる。一例として、fs
＝32kHz、pfs＝44.1kHzとすると、ｐ≒1.378となる。第
３図の補間処理器（１）による任意比率のサンプリング
レート変換では、時間情報を用いて必要なサンプル値の
計算だけを行うので、補間処理だけが存在し、間引きは
存在しない。第２図Ｂ、Ｃに、第１図Ｂ、Ｃの出力サン
プル列ｙ（ｎ）の周波数スペクトラムを夫々示す。
グレート変換について検討する。第１図Ａは、サンプリ
ング周波数fsで標本化された入力サンプル列ｘ（ｎ）を
示し、第２図Ａの周波数スペクトラムに示す如く、信号
帯域の最大周波数はfcである。この入力サンプル列ｘ
（ｎ）を第３図の補間処理器（１）によって、任意に可
変し得る変換レートｐでサンプリングレート変換を行う
際、ｐ＞１の場合には第１図Ｂの出力サンプル列ｙ
（ｎ）が得られ、ｐ＜１の場合には同じく第１図Ｃの様
な出力サンプル列ｙ（ｎ）が得られる。一例として、fs
＝32kHz、pfs＝44.1kHzとすると、ｐ≒1.378となる。第
３図の補間処理器（１）による任意比率のサンプリング
レート変換では、時間情報を用いて必要なサンプル値の
計算だけを行うので、補間処理だけが存在し、間引きは
存在しない。第２図Ｂ、Ｃに、第１図Ｂ、Ｃの出力サン
プル列ｙ（ｎ）の周波数スペクトラムを夫々示す。
ところで、ｐ＜１の場合には、出力パルス列ｙ（ｎ）
には、第２図Ｃにハッチングで示す折り返し雑音が生じ
ているが、この折り返し雑音は信号再生時に分離できな
い。
には、第２図Ｃにハッチングで示す折り返し雑音が生じ
ているが、この折り返し雑音は信号再生時に分離できな
い。
従って、補間処理器（１）のみによるサンプリングレ
ート変換では、変換レートｐが１以上の場合しか実現で
きない。強いて行おうとすれば、入力サンプル列に事前
に必要な帯域制限を行っておかなければならないので煩
雑である。
ート変換では、変換レートｐが１以上の場合しか実現で
きない。強いて行おうとすれば、入力サンプル列に事前
に必要な帯域制限を行っておかなければならないので煩
雑である。
発明の目的 上述の点に鑑み、本発明は、信号通過最大周波数が
fc、サンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に
可変し得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング
周波数がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプ
リングレート変換装置において、構成簡単にして、変換
レートが１より小さい場合であっても、折り返し雑音が
生ぜずにサンプリングレート変換を行うことのできるも
のを提案しようとするものである。
fc、サンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に
可変し得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング
周波数がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプ
リングレート変換装置において、構成簡単にして、変換
レートが１より小さい場合であっても、折り返し雑音が
生ぜずにサンプリングレート変換を行うことのできるも
のを提案しようとするものである。
発明の概要 本発明は、信号通過最大周波数がfc、サンプリング周
波数がfsの入力パルス列を、任意に可変し得る変換レー
トｐを以て変換して、サンプリング周波数がpfsの出力
サンプル列を得るようにしたサンプリングレート変換装
置において、サンプリング周波数がfsの入力サンプル列
が供給されて変換率Np（但し、Ｎは予め設定された正の
整数）を以って変換される補間処理器と、その補間処理
器よりのパルス列が供給される、サンプリング周波数が
Npfsに等しく、信号通過最大周波数がpfcで、且つ固定
係数を有する信号通過最大周波数制限用デジタルローパ
スフィルタと、そのデジタルローパスフィルタよりのパ
ルス列が供給されて1/Nに間引かれるサンプル間引き回
路とを有し、そのサンプル間引き回路からサンプリング
周波数がpfsの出力パルス列を得るようにしたものであ
る。
波数がfsの入力パルス列を、任意に可変し得る変換レー
トｐを以て変換して、サンプリング周波数がpfsの出力
サンプル列を得るようにしたサンプリングレート変換装
置において、サンプリング周波数がfsの入力サンプル列
が供給されて変換率Np（但し、Ｎは予め設定された正の
整数）を以って変換される補間処理器と、その補間処理
器よりのパルス列が供給される、サンプリング周波数が
Npfsに等しく、信号通過最大周波数がpfcで、且つ固定
係数を有する信号通過最大周波数制限用デジタルローパ
スフィルタと、そのデジタルローパスフィルタよりのパ
ルス列が供給されて1/Nに間引かれるサンプル間引き回
路とを有し、そのサンプル間引き回路からサンプリング
周波数がpfsの出力パルス列を得るようにしたものであ
る。
かかる本発明によれば、構成簡単にして、変換レート
が１より小さい場合であっても、折り返し雑音が生ぜず
にサンプリングレート変換を行うことのできるサンプリ
ングレート変換装置を得ることができる。
が１より小さい場合であっても、折り返し雑音が生ぜず
にサンプリングレート変換を行うことのできるサンプリ
ングレート変換装置を得ることができる。
実施例 以下に、第４図を参照して、本発明の一実施例を説明
する。信号通過最大周波数がfc、サンプリング周波数が
fsの入力パルス列ｘ（ｎ）を、直接に変換率ｐを以てサ
ンプリングレート変換するのではなく、変換率がNp（但
し、Ｎは予め設定された正の整数）の補間処理器（１）
に供給して、一旦、変換率Npを以ってレート変換して、
サンプリング周波数がNpfsのパルス列を得る。このパル
ス列の周波数スペクトラムを第５図Ａに示す。
する。信号通過最大周波数がfc、サンプリング周波数が
fsの入力パルス列ｘ（ｎ）を、直接に変換率ｐを以てサ
ンプリングレート変換するのではなく、変換率がNp（但
し、Ｎは予め設定された正の整数）の補間処理器（１）
に供給して、一旦、変換率Npを以ってレート変換して、
サンプリング周波数がNpfsのパルス列を得る。このパル
ス列の周波数スペクトラムを第５図Ａに示す。
この補間処理器（１）より得られたサンプリング周波
数がNpfsのパルス列を、サンプリング周波数がNpfsに等
しく、信号通過最大周波数がpfcで、且つ固定係数を有
する信号通過最大周波数制限用デジタルローパスフィル
タ（２）に供給して、第５図Ｂに示す如き周波数スペク
トラムを有するパルス列を得る。このデジタルローパス
フィルタ（２）は、通常の巡回型又は非巡回型トランス
バーサルフィルタを使用することができる。
数がNpfsのパルス列を、サンプリング周波数がNpfsに等
しく、信号通過最大周波数がpfcで、且つ固定係数を有
する信号通過最大周波数制限用デジタルローパスフィル
タ（２）に供給して、第５図Ｂに示す如き周波数スペク
トラムを有するパルス列を得る。このデジタルローパス
フィルタ（２）は、通常の巡回型又は非巡回型トランス
バーサルフィルタを使用することができる。
このデジタルローパスフィルタ（２）より得られたサ
ンプル列を、サンプル間引き回路（３）に供給して、1/
Nに間引くことによって、目的とする出力パルス列ｙ
（ｎ）を得る。この出力パルス列ｙ（ｎ）の周波数スペ
クトラムを第５図Ｃに示す。この周波数スペクトラムに
よれば、変換レートｐがｐ＜１であっても、明らかに折
り返し雑音が生じていないことが分かる。
ンプル列を、サンプル間引き回路（３）に供給して、1/
Nに間引くことによって、目的とする出力パルス列ｙ
（ｎ）を得る。この出力パルス列ｙ（ｎ）の周波数スペ
クトラムを第５図Ｃに示す。この周波数スペクトラムに
よれば、変換レートｐがｐ＜１であっても、明らかに折
り返し雑音が生じていないことが分かる。
尚、変換レートｐはｐ＜１のときに、特に効果がある
が、ｐ＞１の場合であっても、第４図のサンプリングレ
ート変換装置に供給してサンプリングレート変換を行っ
ても、何らの不都合は生じないことは勿論である。
が、ｐ＞１の場合であっても、第４図のサンプリングレ
ート変換装置に供給してサンプリングレート変換を行っ
ても、何らの不都合は生じないことは勿論である。
次に、第４図のサンプリングレート変換装置を用い
て、例えば、サンプリング周波数が32kHzの入力パルス
列を、サンプリング周波数が44.1kHzの出力パルス列に
サンプリングレート変換する場合を説明する。ここで
は、Ｎとして、例えば、２を採用する。サンプリング周
波数がfsの入力パルス列ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第
６図Ａに示し、その周波数スペクトラムを第７図Ａに示
す）を、補間処理器（１）に供給して補間処理すること
によって、２×1.378×32kHz≒88.2kHzのサンプリング
周波数を有するサンプル列（そのサンプル列を第６図Ｂ
に示し、その周波数スペクトラムを第７図Ｂに示す）が
得られる。
て、例えば、サンプリング周波数が32kHzの入力パルス
列を、サンプリング周波数が44.1kHzの出力パルス列に
サンプリングレート変換する場合を説明する。ここで
は、Ｎとして、例えば、２を採用する。サンプリング周
波数がfsの入力パルス列ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第
６図Ａに示し、その周波数スペクトラムを第７図Ａに示
す）を、補間処理器（１）に供給して補間処理すること
によって、２×1.378×32kHz≒88.2kHzのサンプリング
周波数を有するサンプル列（そのサンプル列を第６図Ｂ
に示し、その周波数スペクトラムを第７図Ｂに示す）が
得られる。
この88.2kHzのサンプリング周波数を有するサンプル
列を、デジタルローパスフィルタ（２）に供給して、8
8.2kHzの周波数毎にフィルタ処理を行う。このデジタル
ローパスフィルタ（２）よりのパルス列を、サンプル間
引き回路（３）に供給して、1/2に間引くことによっ
て、サンプリング周波数が44.1kHzの出力サンプル列ｙ
（ｎ）（そのサンプル列を第６図Ｃに示し、その周波数
スペクトラムを第７図Ｃに示す）が得られる。
列を、デジタルローパスフィルタ（２）に供給して、8
8.2kHzの周波数毎にフィルタ処理を行う。このデジタル
ローパスフィルタ（２）よりのパルス列を、サンプル間
引き回路（３）に供給して、1/2に間引くことによっ
て、サンプリング周波数が44.1kHzの出力サンプル列ｙ
（ｎ）（そのサンプル列を第６図Ｃに示し、その周波数
スペクトラムを第７図Ｃに示す）が得られる。
実用サンプリング周波数32kHz、44.056kHz、44.1kH
z、48kHzのパルス列のうちの任意のサンプリング周波数
のパルス列を、他の任意のパルス列に変換する場合、い
ずれの場合も、Ｎ＝２とした折り返し雑音の生じないサ
ンプリングレート変換が可能である。これらのサンプリ
ング周波数のパルス列の相互サンプリングレート変換で
は、デジタルローパスフィルタ（２）における積和演算
に要求される周波数は、高々48kHz×２＝96kHzであるの
で、かかるデジタルローパスフィルタは容易に実現でき
る。
z、48kHzのパルス列のうちの任意のサンプリング周波数
のパルス列を、他の任意のパルス列に変換する場合、い
ずれの場合も、Ｎ＝２とした折り返し雑音の生じないサ
ンプリングレート変換が可能である。これらのサンプリ
ング周波数のパルス列の相互サンプリングレート変換で
は、デジタルローパスフィルタ（２）における積和演算
に要求される周波数は、高々48kHz×２＝96kHzであるの
で、かかるデジタルローパスフィルタは容易に実現でき
る。
次に、上述のデジタルローパスフィルタ（２）につい
て更に説明する。デジタルローパスフィルタ（２）で
は、これに入力されるパルス列が、フィルタ固有の係数
値で積和演算される。一般に、かかるフィルタでは、フ
ィルタ特性が変化すると、それに応じて係数値も変化
し、通常、１つの係数列に数10〜数100の係数値が含ま
れる。
て更に説明する。デジタルローパスフィルタ（２）で
は、これに入力されるパルス列が、フィルタ固有の係数
値で積和演算される。一般に、かかるフィルタでは、フ
ィルタ特性が変化すると、それに応じて係数値も変化
し、通常、１つの係数列に数10〜数100の係数値が含ま
れる。
デジタルローパスフィルタ（２）の特性は、主に、こ
れに入力されるサンプル列のサンプリング周波数fsと、
信号通過最大周波数fcの比fc/fsで決まる（この比fc/fs
は正規化周波数と呼ばれている）。複数のデジタルフィ
ルタの正規化周波数fc/fsが同じであれば、同じ係数を
有することを意味し、デジタルローパスフィルタの演算
処理は同じになる。従って、例えばサンプリング周波数
fs＝48kHzのサンプル列を、信号通過最大周波数fc＝15k
Hzのデジタルローパスフィルタでフィルタ処理すること
と、サンプリング周波数fs＝32kHzのサンプル列を、信
号通過最大周波数fc＝10kHzのデジタルローパスフィル
タでフィルタ処理することは、共に正規化周波数fc/fs
が0.3125となるので、両デジタルローパスフィルタの係
数は同じになる。
れに入力されるサンプル列のサンプリング周波数fsと、
信号通過最大周波数fcの比fc/fsで決まる（この比fc/fs
は正規化周波数と呼ばれている）。複数のデジタルフィ
ルタの正規化周波数fc/fsが同じであれば、同じ係数を
有することを意味し、デジタルローパスフィルタの演算
処理は同じになる。従って、例えばサンプリング周波数
fs＝48kHzのサンプル列を、信号通過最大周波数fc＝15k
Hzのデジタルローパスフィルタでフィルタ処理すること
と、サンプリング周波数fs＝32kHzのサンプル列を、信
号通過最大周波数fc＝10kHzのデジタルローパスフィル
タでフィルタ処理することは、共に正規化周波数fc/fs
が0.3125となるので、両デジタルローパスフィルタの係
数は同じになる。
Ｎを、例えば、２とし、変換レートｐを、例えば、2/
3とした場合、サンプリング周波数がfsの入力サンプル
列ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第８図Ａに示し、その周
波数スペクトラムを第９図Ａに示す）を、補間処理器
（１）に供給して補間処理することによって、サンプリ
ング周波数がNpfs＝２×（2/3）fs＝（4/3）fsのサンプ
ル列（そのサンプル列を第８図Ｂに示し、その周波数ス
ペクトラムを第９図Ｂに破線で示す）が得られる。補間
処理器（１）では、任意比率のサンプリングレート変換
では、時間情報を用いて必要なサンプル値の計算だけを
行うため、補間処理だけが行われ、間引きは行われな
い。
3とした場合、サンプリング周波数がfsの入力サンプル
列ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第８図Ａに示し、その周
波数スペクトラムを第９図Ａに示す）を、補間処理器
（１）に供給して補間処理することによって、サンプリ
ング周波数がNpfs＝２×（2/3）fs＝（4/3）fsのサンプ
ル列（そのサンプル列を第８図Ｂに示し、その周波数ス
ペクトラムを第９図Ｂに破線で示す）が得られる。補間
処理器（１）では、任意比率のサンプリングレート変換
では、時間情報を用いて必要なサンプル値の計算だけを
行うため、補間処理だけが行われ、間引きは行われな
い。
デジタルローパスフィルタ（２）では、補間処理器
（１）よりのサンプリング周波数が（4/3）fsのサンプ
ル列を、折り返し雑音が生じないように、信号通過最大
周波数を2/3に制限する（そのときの周波数スペクトラ
ムを第９図Ｂに実線で示す）。これによって、このデジ
タルローパスフィルタ（２）の正規化周波数fc/fsは、
（2/3）fc/2×（2/3）fs＝fc/2fsになる。第９図ＢのX
1、Y1が、夫々サンプリング周波数、信号通過最大周波
数に相当し、Y1/X1が正規化周波数に相当する。
（１）よりのサンプリング周波数が（4/3）fsのサンプ
ル列を、折り返し雑音が生じないように、信号通過最大
周波数を2/3に制限する（そのときの周波数スペクトラ
ムを第９図Ｂに実線で示す）。これによって、このデジ
タルローパスフィルタ（２）の正規化周波数fc/fsは、
（2/3）fc/2×（2/3）fs＝fc/2fsになる。第９図ＢのX
1、Y1が、夫々サンプリング周波数、信号通過最大周波
数に相当し、Y1/X1が正規化周波数に相当する。
Ｎを例えば、２とし、変換レートｐを、例えば、3/4
とした場合、サンプリング周波数がfsの入力サンプル列
ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第10図Ａに示し、その周波
数スペクトラムを第11図Ａに示す）を、補間処理器
（１）に供給して補間処理することによって、サンプリ
ング周波数がNpfs＝２×（3/4）fs＝（6/4）fsのサンプ
ル列（そのサンプル列を第10図Ｂに示し、その周波数ス
ペクトラムを第11図Ｂに破線で示す）が得られる。補間
処理器（１）では、任意比率のサンプリングレート変換
では、時間情報を用いて必要なサンプル値の計算だけを
行うため、補間処理だけが行われ、間引きは行われな
い。
とした場合、サンプリング周波数がfsの入力サンプル列
ｘ（ｎ）（そのサンプル列を第10図Ａに示し、その周波
数スペクトラムを第11図Ａに示す）を、補間処理器
（１）に供給して補間処理することによって、サンプリ
ング周波数がNpfs＝２×（3/4）fs＝（6/4）fsのサンプ
ル列（そのサンプル列を第10図Ｂに示し、その周波数ス
ペクトラムを第11図Ｂに破線で示す）が得られる。補間
処理器（１）では、任意比率のサンプリングレート変換
では、時間情報を用いて必要なサンプル値の計算だけを
行うため、補間処理だけが行われ、間引きは行われな
い。
デジタルローパスフィルタ（２）では、補間処理器
（１）よりのサンプリング周波数が（4/3）fsのサンプ
ル列を、折り返し雑音が生じないように、信号通過最大
周波数を3/4に制限する（そのときの周波数スペクトラ
ムを第11図Ｂに実線で示す）。これによって、このデジ
タルローパスフィルタ（２）の正規化周波数fc/fsは、
（3/4）fc/2×（3/4）fs＝f/2fsとなり、ｐ＝2/3のとき
の正規化周波数fc/fsの値と同じになる。第11図ＢのX
2、Y2が、夫々サンプリング周波数、信号通過最大周波
数に相当し、Y2/X2が正規化周波数に相当する。
（１）よりのサンプリング周波数が（4/3）fsのサンプ
ル列を、折り返し雑音が生じないように、信号通過最大
周波数を3/4に制限する（そのときの周波数スペクトラ
ムを第11図Ｂに実線で示す）。これによって、このデジ
タルローパスフィルタ（２）の正規化周波数fc/fsは、
（3/4）fc/2×（3/4）fs＝f/2fsとなり、ｐ＝2/3のとき
の正規化周波数fc/fsの値と同じになる。第11図ＢのX
2、Y2が、夫々サンプリング周波数、信号通過最大周波
数に相当し、Y2/X2が正規化周波数に相当する。
正規化周波数を一般式で表すと、fc/（Nfs）となる。
このＮは変換レートｐに依存しない正の整数である。実
用サンプリング周波数32kHz、44.1kHz、44.056kHz、48k
Hzの相互サンプリングレート変換において、全てＮ＝２
が使える。従って、これらの相互サンプリングレート変
換においけるデジタルローパスフィルタ（２）の係数列
は全てfc/（2fs）の正規化周波数を持つことになる。
このＮは変換レートｐに依存しない正の整数である。実
用サンプリング周波数32kHz、44.1kHz、44.056kHz、48k
Hzの相互サンプリングレート変換において、全てＮ＝２
が使える。従って、これらの相互サンプリングレート変
換においけるデジタルローパスフィルタ（２）の係数列
は全てfc/（2fs）の正規化周波数を持つことになる。
以上から、１種類のＮ値に対して、デジタルローパス
フィルタ（２）のフィルタ係数を１意に定めることがで
きるから、デジタルローパスフィルタ（２）としては固
定係数型のフィルタを使用し得、変換レートｐの変化に
対して、係数可変型のデジタルローパスフィルタを使用
する必要は全くないことが分かる。
フィルタ（２）のフィルタ係数を１意に定めることがで
きるから、デジタルローパスフィルタ（２）としては固
定係数型のフィルタを使用し得、変換レートｐの変化に
対して、係数可変型のデジタルローパスフィルタを使用
する必要は全くないことが分かる。
又、これに伴って、デジタルローパスフィルタ（２）
による減衰域の幅も同じ比率で変化するが、ｐ＜１の場
合には、，傾斜が急になる方向にあり、全く問題はな
い。ｐ＞１の場合は、デジタルローパスフィルタ（２）
によって、元の信号帯域が狭くなることはない。即ち、
サンプリング周波数がfsの入力パルス列が供給されて、
その入力サンプル列のサンプリング周波数のNp倍のサン
プリング周波数Npfsのパルス列が得られる補間処理器
（１）と、その補間処理器（１）よりのパルス列が供給
される、サンプリング周波数がNpfsに等しく、信号通過
最大周波数がpfcで、且つ固定係数を有する信号通過最
大周波数制限用デジタルローパスフィルタ（２）が設け
らているので、変換レートｐがｐ＜１の場合、即ち、例
えば、サンプリング周波数が44.1kHzのパルス列を、サ
ンプリング周波数が23kHzのパルス列に変換する場合
（変換レートｐ≒0.7になる）、第５図に示す如く、折
り返し雑音は生じない。
による減衰域の幅も同じ比率で変化するが、ｐ＜１の場
合には、，傾斜が急になる方向にあり、全く問題はな
い。ｐ＞１の場合は、デジタルローパスフィルタ（２）
によって、元の信号帯域が狭くなることはない。即ち、
サンプリング周波数がfsの入力パルス列が供給されて、
その入力サンプル列のサンプリング周波数のNp倍のサン
プリング周波数Npfsのパルス列が得られる補間処理器
（１）と、その補間処理器（１）よりのパルス列が供給
される、サンプリング周波数がNpfsに等しく、信号通過
最大周波数がpfcで、且つ固定係数を有する信号通過最
大周波数制限用デジタルローパスフィルタ（２）が設け
らているので、変換レートｐがｐ＜１の場合、即ち、例
えば、サンプリング周波数が44.1kHzのパルス列を、サ
ンプリング周波数が23kHzのパルス列に変換する場合
（変換レートｐ≒0.7になる）、第５図に示す如く、折
り返し雑音は生じない。
又、変換レートｐがｐ＞１の場合、即ち、例えば、サ
ンプリング周波数が44.1kHzのサンプル列を、サンプリ
ング周波数が50.4kHzのパルス列に変換する場合（変換
レートｐはｐ≒1.1になる）、従来と同様に当然折り返
し雑音は生じない。このようにＮを１つに定めれば、サ
ンプル列を間引く以外は、固定係数のデジタルローパス
フィルタ（２）を１種類用意するだけで済むため、装置
の規模を左程大きくせずに済むという利点がある。
ンプリング周波数が44.1kHzのサンプル列を、サンプリ
ング周波数が50.4kHzのパルス列に変換する場合（変換
レートｐはｐ≒1.1になる）、従来と同様に当然折り返
し雑音は生じない。このようにＮを１つに定めれば、サ
ンプル列を間引く以外は、固定係数のデジタルローパス
フィルタ（２）を１種類用意するだけで済むため、装置
の規模を左程大きくせずに済むという利点がある。
発明の効果 上述せる本発明によれば、信号通過最大周波数がfc、
サンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に可変
し得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング周波
数がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプリン
グレート変換装置において、サンプリング周波数がfsの
入力サンプル列が供給されて変換率Np（但し、Ｎは予め
設定された正の整数）を以って変換される補間処理器
と、その補間処理器よりのパルス列が供給される、サン
プリング周波数がNpfsに等しく、信号通過最大周波数が
pfcで、且つ固定係数を有する信号通過最大周波数制限
用デジタルローパスフィルタと、そのデジタルローパス
フィルタよりのパルス列が供給されて1/Nに間引かれる
サンプル間引き回路とを有し、そのサンプル間引き回路
からサンプリング周波数がpfsの出力パルス列を得るよ
うにしたので、次の効果が得られる。
サンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に可変
し得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング周波
数がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプリン
グレート変換装置において、サンプリング周波数がfsの
入力サンプル列が供給されて変換率Np（但し、Ｎは予め
設定された正の整数）を以って変換される補間処理器
と、その補間処理器よりのパルス列が供給される、サン
プリング周波数がNpfsに等しく、信号通過最大周波数が
pfcで、且つ固定係数を有する信号通過最大周波数制限
用デジタルローパスフィルタと、そのデジタルローパス
フィルタよりのパルス列が供給されて1/Nに間引かれる
サンプル間引き回路とを有し、そのサンプル間引き回路
からサンプリング周波数がpfsの出力パルス列を得るよ
うにしたので、次の効果が得られる。
即ち、本発明によれば、信号通過最大周波数がfc、サ
ンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に可変し
得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング周波数
がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプリング
レート変換装置において、構成簡単にして、変換レート
が１より小さい場合であっても、折り返し雑音が生ぜず
にサンプリングレート変換を行うことのできるサンプリ
ングレート変換装置を得ることができる。
ンプリング周波数がfsの入力パルス列を、任意に可変し
得る変換レートｐを以て変換して、サンプリング周波数
がpfsの出力サンプル列を得るようにしたサンプリング
レート変換装置において、構成簡単にして、変換レート
が１より小さい場合であっても、折り返し雑音が生ぜず
にサンプリングレート変換を行うことのできるサンプリ
ングレート変換装置を得ることができる。
又、本発明によれば、Ｎを１つ定めれば、デジタルロ
ーパスフィルタは固定係数を有する１種類だけを用意す
れば良いので、サンプリングレート変換装置の規模を左
程大きくせずに済み、又、複雑な変換レートであって
も、補間処理器及びデジタル間引き回路の構成は簡単に
なる。
ーパスフィルタは固定係数を有する１種類だけを用意す
れば良いので、サンプリングレート変換装置の規模を左
程大きくせずに済み、又、複雑な変換レートであって
も、補間処理器及びデジタル間引き回路の構成は簡単に
なる。
第１図及び第２図は、従来のサンプリングレート変換装
置の説明に供する夫々波形図及び周波数スペクトラム
図、第３図は従来のサンプリングレート変換装置を示す
ブロック線図、第４図は本発明によるサンプリングレー
ト変換装置の一実施例を示すブロック線図、第５図は本
発明の説明に供する周波数スペクトラム図、第６図Ａ、
Ｂ及びＣは、第４図の実施例のサンプリングレート変換
装置のにおける入力パルス列、補間処理器から得られる
パルス列及び出力パルスを示す図、第７図Ａ、Ｂ及びＣ
は、第４図の実施例のサンプリングレート変換装置のに
おける入力パルス列、補間処理器から得られるパルス列
及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す図、第８
図はｐ＝2/3のときの、第４図の実施例のサンプリング
レート変換装置における入力パルス列、補間処理器から
得られるパルス列及び出力パルス列を示す図、第９図
Ａ、Ｂ、Ｃは、第４図の実施例のサンプリングレート変
換装置における入力パルス列、補間処理器から得られる
パルス列、デジタルローパスフィルタから得られるパル
ス列及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す図、
第10図はｐ＝3/4ときの、第４図の実施例のサンプリン
グレート変換装置のにおける入力パルス列、補間処理器
から得られるパルス列及び出力パルス列を示す図、第11
図Ａ、Ｂ、Ｃは、第４図の実施例のサンプリングレート
変換装置のにおける入力パルス列、補間処理器から得ら
れるパルス列、デジタルローパスフィルタから得られる
パルス列及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す
図である。 （１）は補間処理器、（２）はデジタルローパスフィル
タ、（３）はサンプリング間引き回路である。
置の説明に供する夫々波形図及び周波数スペクトラム
図、第３図は従来のサンプリングレート変換装置を示す
ブロック線図、第４図は本発明によるサンプリングレー
ト変換装置の一実施例を示すブロック線図、第５図は本
発明の説明に供する周波数スペクトラム図、第６図Ａ、
Ｂ及びＣは、第４図の実施例のサンプリングレート変換
装置のにおける入力パルス列、補間処理器から得られる
パルス列及び出力パルスを示す図、第７図Ａ、Ｂ及びＣ
は、第４図の実施例のサンプリングレート変換装置のに
おける入力パルス列、補間処理器から得られるパルス列
及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す図、第８
図はｐ＝2/3のときの、第４図の実施例のサンプリング
レート変換装置における入力パルス列、補間処理器から
得られるパルス列及び出力パルス列を示す図、第９図
Ａ、Ｂ、Ｃは、第４図の実施例のサンプリングレート変
換装置における入力パルス列、補間処理器から得られる
パルス列、デジタルローパスフィルタから得られるパル
ス列及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す図、
第10図はｐ＝3/4ときの、第４図の実施例のサンプリン
グレート変換装置のにおける入力パルス列、補間処理器
から得られるパルス列及び出力パルス列を示す図、第11
図Ａ、Ｂ、Ｃは、第４図の実施例のサンプリングレート
変換装置のにおける入力パルス列、補間処理器から得ら
れるパルス列、デジタルローパスフィルタから得られる
パルス列及び出力パルス列の周波数スペクトラムを示す
図である。 （１）は補間処理器、（２）はデジタルローパスフィル
タ、（３）はサンプリング間引き回路である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−40012（ＪＰ，Ａ) Ｒ．Ｅ．ＣＲＯＣＨＩＥＲＥ“Ｏｐｔ ｉｍｕｍ ＦＩＲ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆ ｉｌｔｅｒ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉ ｏｎｓ ｆｏｒ Ｄｅｃｉｍｅｔｉｏ ｎ，ｌｎｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ，ａｎｄ Ｎａｒｒｏｗ−Ｂａｎｄ Ｆｉｌｔｅ ｒｉｎｇ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ，Ａｃ ｏｕｓｔ，Ｓｐｅｅｃｈ，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ＶＯＬ，ＡＳ ＳＰ−23，Ｎｏ．５，Ｐ．444−456ＯＣ Ｔ1975
Claims (1)
- 【請求項１】信号通過最大周波数がfc、サンプリング周
波数がfsの入力パルス列を、任意に可変し得る変換レー
トｐを以て変換して、サンプリング周波数がpfsの出力
サンプル列を得るようにしたサンプリングレート変換装
置において、 サンプリング周波数がfsの上記入力サンプル列が供給さ
れて変換率Np（但し、Ｎは予め設定された正の整数）を
以って変換される補間処理器と、 該補間処理器よりのパルス列が供給される、サンプリン
グ周波数がNpfsに等しく、信号通過最大周波数がpf
cで、且つ固定係数を有する信号通過最大周波数制限用
デジタルローパスフィルタと、 該デジタルローパスフィルタよりのパルス列が供給され
て1/Nに間引かれるサンプル間引き回路とを有し、 該サンプル間引き回路から上記サンプリング周波数がpf
sの上記出力パルス列を得るようにしたことを特徴とす
るサンプリングレート変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58113258A JP2653775B2 (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | サンプリングレート変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58113258A JP2653775B2 (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | サンプリングレート変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS604324A JPS604324A (ja) | 1985-01-10 |
| JP2653775B2 true JP2653775B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=14607588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58113258A Expired - Lifetime JP2653775B2 (ja) | 1983-06-23 | 1983-06-23 | サンプリングレート変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2653775B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0640616B2 (ja) * | 1985-09-27 | 1994-05-25 | 松下電器産業株式会社 | デイジタルフイルタ−周波数特性変換装置 |
| JPS6326119A (ja) * | 1986-07-18 | 1988-02-03 | Sony Corp | サンプリング周波数変換回路 |
| JP2546678B2 (ja) * | 1987-06-18 | 1996-10-23 | パイオニア株式会社 | ディザ処理回路 |
| JPH01175309A (ja) * | 1987-12-29 | 1989-07-11 | Sony Corp | ディジタル信号処理装置 |
| JPH0250507A (ja) * | 1988-08-10 | 1990-02-20 | Kyocera Corp | サンプリング周波数変換器 |
| JP3089630B2 (ja) * | 1989-03-30 | 2000-09-18 | ソニー株式会社 | サンプリングレート変換装置 |
| JP4544090B2 (ja) * | 2005-08-11 | 2010-09-15 | 富士電機リテイルシステムズ株式会社 | 時系列データの等長圧縮方法 |
| US7528745B2 (en) * | 2006-02-15 | 2009-05-05 | Qualcomm Incorporated | Digital domain sampling rate converter |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4020332A (en) * | 1975-09-24 | 1977-04-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interpolation-decimation circuit for increasing or decreasing digital sampling frequency |
-
1983
- 1983-06-23 JP JP58113258A patent/JP2653775B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｒ．Ｅ．ＣＲＯＣＨＩＥＲＥ"Ｏｐｔｉｍｕｍ ＦＩＲ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆｉｌｔｅｒ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｄｅｃｉｍｅｔｉｏｎ，ｌｎｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ，ａｎｄ Ｎａｒｒｏｗ−Ｂａｎｄ Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ，Ａｃｏｕｓｔ，Ｓｐｅｅｃｈ，Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ＶＯＬ，ＡＳＳＰ−２３，Ｎｏ．５，Ｐ．４４４−４５６ＯＣＴ１９７５ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS604324A (ja) | 1985-01-10 |
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