JP3417719B2 - アナログデイジタル変換方法 - Google Patents
アナログデイジタル変換方法Info
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Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。
産業上の利用分野
従来の技術
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段（図１〜図１２）
作用（図１〜図１２）
実施例
（１）第１実施例
（１−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合（図１及
び図２） （１−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図３〜
図５） （１−３）第１実施例の動作（図６） （１−４）第１実施例の効果 （２）第２実施例 （２−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合（図７） （２−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図８） （２−３）第２実施例の動作（図９及び図１０） （２−４）第２実施例の効果 （３）第３実施例 （３−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合（図１
１） （３−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図１
２） （３−３）第３実施例の動作 （３−４）第３実施例の効果 （４）他の実施例 発明の効果
び図２） （１−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図３〜
図５） （１−３）第１実施例の動作（図６） （１−４）第１実施例の効果 （２）第２実施例 （２−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合（図７） （２−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図８） （２−３）第２実施例の動作（図９及び図１０） （２−４）第２実施例の効果 （３）第３実施例 （３−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合（図１
１） （３−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる場合（図１
２） （３−３）第３実施例の動作 （３−４）第３実施例の効果 （４）他の実施例 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明はアナログデイジタル変換
方法に関し、例えばオーデイオ機器用に用いられるアナ
ログデイジタルコンバータを用いてアナログデイジタル
変換する際に適用して好適なものである。
方法に関し、例えばオーデイオ機器用に用いられるアナ
ログデイジタルコンバータを用いてアナログデイジタル
変換する際に適用して好適なものである。
【０００３】
【従来の技術】現在、オーデイオ機器用に用いられるア
ナログデイジタル（ＡＤ）コンバータとしては、20〔bi
t 〕又は24〔bit 〕等の高解像度のＩＣで構成されたも
のが提案されている。ところが、20〔bit 〕又は24〔bi
t 〕等の量子化で得られる理論的なＳ／Ｎ（Signal Noi
se ratio) を得ることは現状では非常に困難である。例
えば、ｎ〔bit 〕の量子化で得られるＳ／Ｎの理論値は
一般的に6.02×ｎ＋1.7〔dB〕で表されることから、20
〔bit 〕の場合のＳ／Ｎの理論値は6.02×20＋1.7 ＝12
2.1 〔dB〕となる。ところが実際上、ＡＤコンバータに
より得られた20〔bit 〕の場合のＳ／Ｎは110 〜115
〔dB〕程度となる。
ナログデイジタル（ＡＤ）コンバータとしては、20〔bi
t 〕又は24〔bit 〕等の高解像度のＩＣで構成されたも
のが提案されている。ところが、20〔bit 〕又は24〔bi
t 〕等の量子化で得られる理論的なＳ／Ｎ（Signal Noi
se ratio) を得ることは現状では非常に困難である。例
えば、ｎ〔bit 〕の量子化で得られるＳ／Ｎの理論値は
一般的に6.02×ｎ＋1.7〔dB〕で表されることから、20
〔bit 〕の場合のＳ／Ｎの理論値は6.02×20＋1.7 ＝12
2.1 〔dB〕となる。ところが実際上、ＡＤコンバータに
より得られた20〔bit 〕の場合のＳ／Ｎは110 〜115
〔dB〕程度となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このようにＡＤ変換す
る際にアナログ信号のノイズを低減できない主な要因と
して、アナログ系の熱雑音等のホワイトノイズに起因す
るものが大きいと考えられる。熱雑音の発生は、抵抗や
トランジスタ等のデバイスを使用することから避け得な
い。従つてこれを低減するためには、ＩＣのチツプ内部
で使用されているデバイスをトリミングしてＳ／Ｎの理
論値に適合させる等の高度な技術が必要とされる。ま
た、このようなアナログ的なノイズを抑制するためには
技術的にも限界があり、20〔bit 〕、24〔bit 〕等を量
子化して得られるＳ／Ｎの理論的な限界値を得るには非
常に困難となる問題があつた。
る際にアナログ信号のノイズを低減できない主な要因と
して、アナログ系の熱雑音等のホワイトノイズに起因す
るものが大きいと考えられる。熱雑音の発生は、抵抗や
トランジスタ等のデバイスを使用することから避け得な
い。従つてこれを低減するためには、ＩＣのチツプ内部
で使用されているデバイスをトリミングしてＳ／Ｎの理
論値に適合させる等の高度な技術が必要とされる。ま
た、このようなアナログ的なノイズを抑制するためには
技術的にも限界があり、20〔bit 〕、24〔bit 〕等を量
子化して得られるＳ／Ｎの理論的な限界値を得るには非
常に困難となる問題があつた。
【０００５】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、アナログデイジタル変換する際に既存のＡＤコンバ
ータを用いてアナログ信号のノイズを低減し得るアナロ
グデイジタル変換方法を提案しようとするものである。
で、アナログデイジタル変換する際に既存のＡＤコンバ
ータを用いてアナログ信号のノイズを低減し得るアナロ
グデイジタル変換方法を提案しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、所定のクロツク信号の位相を360
／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次ずらして得られるＮ個の
クロツク信号に同期して、アナログ信号をそれぞれＮ個
のデイジタルデータに変換し、続いてＮ個のデイジタル
データのうち１つのデイジタルデータを基準として他の
残りの（Ｎ−１）個のデイジタルデータを補間して当該
基準となる１つのデイジタルデータにそれぞれ位相を合
わせた後、位相を合わせた後のＮ個のデイジタルデータ
の平均値を算出するようにする。
め本発明においては、所定のクロツク信号の位相を360
／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次ずらして得られるＮ個の
クロツク信号に同期して、アナログ信号をそれぞれＮ個
のデイジタルデータに変換し、続いてＮ個のデイジタル
データのうち１つのデイジタルデータを基準として他の
残りの（Ｎ−１）個のデイジタルデータを補間して当該
基準となる１つのデイジタルデータにそれぞれ位相を合
わせた後、位相を合わせた後のＮ個のデイジタルデータ
の平均値を算出するようにする。
【０００７】
【作用】所定のクロツク信号の位相を360 ／Ｎ°（Ｎは
自然数）ずつ順次ずらして得られるＮ個のクロツク信号
に同期して、アナログ信号をそれぞれＮ個のデイジタル
データに変換し、続いてＮ個のデイジタルデータのうち
１つのデイジタルデータを基準として他の残りの（Ｎ−
１）個のデイジタルデータを補間して当該基準となる１
つのデイジタルデータにそれぞれ位相を合わせた後、位
相を合わせた後のＮ個のデイジタルデータの平均値を算
出するようにしたことにより、当該Ｎ個のデイジタルデ
ータの平均値におけるＳ／Ｎを信号成分のレベルからノ
イズ成分のレベルを差し引いた分だけ向上させ得る。こ
の結果、アナログデイジタル変換する際に既存のＡＤコ
ンバータを用いてアナログ信号のノイズを低減すること
ができる。
自然数）ずつ順次ずらして得られるＮ個のクロツク信号
に同期して、アナログ信号をそれぞれＮ個のデイジタル
データに変換し、続いてＮ個のデイジタルデータのうち
１つのデイジタルデータを基準として他の残りの（Ｎ−
１）個のデイジタルデータを補間して当該基準となる１
つのデイジタルデータにそれぞれ位相を合わせた後、位
相を合わせた後のＮ個のデイジタルデータの平均値を算
出するようにしたことにより、当該Ｎ個のデイジタルデ
ータの平均値におけるＳ／Ｎを信号成分のレベルからノ
イズ成分のレベルを差し引いた分だけ向上させ得る。こ
の結果、アナログデイジタル変換する際に既存のＡＤコ
ンバータを用いてアナログ信号のノイズを低減すること
ができる。
【０００８】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【０００９】（１）第１実施例
（１−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合
図１（Ａ）において信号処理回路１を示し、クロツクジ
エネレータ２において生成されたクロツク信号Ｓ１をＡ
Ｄコンバータ３Ａ1 に送出すると共に、当該クロツク信
号Ｓ１をインバータ４を介して位相反転して得られたク
ロツク信号Ｓ２をＡＤコンバータ３Ａ2 に送出する。Ａ
Ｄコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 は、互いに180 °位相の
ずれたクロツク信号Ｓ１及びＳ２の立ち上がり（図１
（Ｂ））に同期して外部からそれぞれアナログ信号Ｓ３
が入力されるようになされている。因にＡＤコンバータ
３Ａ1 及び３Ａ2 は、共に同じ構成のものが用いられて
いる。
エネレータ２において生成されたクロツク信号Ｓ１をＡ
Ｄコンバータ３Ａ1 に送出すると共に、当該クロツク信
号Ｓ１をインバータ４を介して位相反転して得られたク
ロツク信号Ｓ２をＡＤコンバータ３Ａ2 に送出する。Ａ
Ｄコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 は、互いに180 °位相の
ずれたクロツク信号Ｓ１及びＳ２の立ち上がり（図１
（Ｂ））に同期して外部からそれぞれアナログ信号Ｓ３
が入力されるようになされている。因にＡＤコンバータ
３Ａ1 及び３Ａ2 は、共に同じ構成のものが用いられて
いる。
【００１０】続いてＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ
2 は、入力されたアナログ信号Ｓ３をそれぞれサンプリ
ング及び量子化してＡＤ変換した後、これらをデイジタ
ルデータＳ４Ａ1 及びＳ４Ａ2 としてデイジタル信号処
理プロセツサ（ＤＳＰ）５に送出する。デイジタル信号
処理プロセツサ５は、デイジタルデータＳ４Ａ2 を補間
した後、これをデイジタルデータＳ４Ａ1 と共に平均値
化してこれを平均値化信号Ｓ５として出力する。
2 は、入力されたアナログ信号Ｓ３をそれぞれサンプリ
ング及び量子化してＡＤ変換した後、これらをデイジタ
ルデータＳ４Ａ1 及びＳ４Ａ2 としてデイジタル信号処
理プロセツサ（ＤＳＰ）５に送出する。デイジタル信号
処理プロセツサ５は、デイジタルデータＳ４Ａ2 を補間
した後、これをデイジタルデータＳ４Ａ1 と共に平均値
化してこれを平均値化信号Ｓ５として出力する。
【００１１】すなわち図２（Ａ）に示すように、アナロ
グ信号Ｓ３をサンプリング周波数ＦＳでサンプリングす
る場合、サンプリング周期１／ＦＳ毎にサンプリング点
をとり、当該各サンプリング点においてそれぞれサンプ
リングデータＸ（ｎ）をとる。続いてサンプリングデー
タＸ（ｎ）に対して180 °位相をずらすと、図２（Ｂ）
に示すようなサンプリングデータＹ（ｎ）が得られる。
グ信号Ｓ３をサンプリング周波数ＦＳでサンプリングす
る場合、サンプリング周期１／ＦＳ毎にサンプリング点
をとり、当該各サンプリング点においてそれぞれサンプ
リングデータＸ（ｎ）をとる。続いてサンプリングデー
タＸ（ｎ）に対して180 °位相をずらすと、図２（Ｂ）
に示すようなサンプリングデータＹ（ｎ）が得られる。
【００１２】ここで、実験としては、サンプリングデー
タＸ（ｎ）及びＹ（ｎ）は、それぞれ32〔bit 〕に量子
化したデータ（コンピユータにより生成された約１〔kH
z 〕の正弦波）に対して、そのうち16〔bit 〕目、18
〔bit 〕目及び20〔bit 〕目にそれぞれ疑似乱数のホワ
イトノイズを足し合わせて生成した信号を用いるように
なされている。
タＸ（ｎ）及びＹ（ｎ）は、それぞれ32〔bit 〕に量子
化したデータ（コンピユータにより生成された約１〔kH
z 〕の正弦波）に対して、そのうち16〔bit 〕目、18
〔bit 〕目及び20〔bit 〕目にそれぞれ疑似乱数のホワ
イトノイズを足し合わせて生成した信号を用いるように
なされている。
【００１３】この場合、サンプリングデータＸ（ｎ）及
びＹ（ｎ）のＳ／Ｎは、Ｘ（ｎ）＝98.1〔dB〕（16〔bi
t 〕のとき）、 110.1〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 1
22.2〔dB〕（20〔bit 〕のとき）となり、Ｙ（ｎ）＝9
8.1〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.1〔dB〕（18〔b
it 〕のとき）、 122.2〔dB〕（20〔bit 〕のとき）と
ほぼ理論値通りとなる。
びＹ（ｎ）のＳ／Ｎは、Ｘ（ｎ）＝98.1〔dB〕（16〔bi
t 〕のとき）、 110.1〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 1
22.2〔dB〕（20〔bit 〕のとき）となり、Ｙ（ｎ）＝9
8.1〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.1〔dB〕（18〔b
it 〕のとき）、 122.2〔dB〕（20〔bit 〕のとき）と
ほぼ理論値通りとなる。
【００１４】次に図２（Ｂ）におけるサンプリングデー
タＹ（ｎ）を例えば７次のラグランジエ（Lagrange）補
間を用いて補間することにより、図２（Ｃ）に示すよう
にサンプリングデータＸ（ｎ）（図２（Ａ））の各サン
プリング点においてサンプリングデータＹ′（ｎ）が得
られる。この場合、７次のラグランジエ補間を用いてサ
ンプリングデータＹ′（ｎ）は、次式
タＹ（ｎ）を例えば７次のラグランジエ（Lagrange）補
間を用いて補間することにより、図２（Ｃ）に示すよう
にサンプリングデータＸ（ｎ）（図２（Ａ））の各サン
プリング点においてサンプリングデータＹ′（ｎ）が得
られる。この場合、７次のラグランジエ補間を用いてサ
ンプリングデータＹ′（ｎ）は、次式
【数１】
【数２】
【数３】
で求められる。この結果、Ｓ／ＮはＹ′（ｎ）＝98.4
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.4〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.4〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
る。
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.4〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.4〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
る。
【００１５】因に、このようにサンプリングデータＹ′
（ｎ）がサンプリングデータＹ（ｎ）よりも若干Ｓ／Ｎ
が向上している理由としては、ラグランジエ補間が前後
数ポイントのデータ（本発明では前後４ポイント）の相
関を利用しているため、全く相関のないホワイトノイズ
の成分は重み付けされないことが挙げられる。従つて、
補間方法を換えればＳ／Ｎも若干上下する。また本発明
においてはリアルタイムではなくコンピユータを用いた
計算によるため、実際にデイジタル信号処理プロセツサ
等で表現する場合はデイジタル信号処理プロセツサの計
算語長等によつてＳ／Ｎが変動する。
（ｎ）がサンプリングデータＹ（ｎ）よりも若干Ｓ／Ｎ
が向上している理由としては、ラグランジエ補間が前後
数ポイントのデータ（本発明では前後４ポイント）の相
関を利用しているため、全く相関のないホワイトノイズ
の成分は重み付けされないことが挙げられる。従つて、
補間方法を換えればＳ／Ｎも若干上下する。また本発明
においてはリアルタイムではなくコンピユータを用いた
計算によるため、実際にデイジタル信号処理プロセツサ
等で表現する場合はデイジタル信号処理プロセツサの計
算語長等によつてＳ／Ｎが変動する。
【００１６】従つて最終的にできるだけＳ／Ｎを向上さ
せる場合は、サンプリングデータＹ′（ｎ）のＳ／Ｎを
Ｙ（ｎ）のＳ／Ｎと同程度の値にする必要がある。サン
プリングデータＹ′（ｎ）に存在するノイズとサンプリ
ングデータＹ（ｎ）に存在するノイズとは互いに相関が
ないため、これらのノイズ成分を足し合わせるとそのレ
ベルは３〔dB〕向上する。これに対して、サンプリング
データＹ′（ｎ）及びＸ（ｎ）の信号成分はほぼ同じに
なるため、これらの信号成分を足し合わせると信号成分
はそのまま２倍となることから、そのレベルは６〔dB〕
向上する。
せる場合は、サンプリングデータＹ′（ｎ）のＳ／Ｎを
Ｙ（ｎ）のＳ／Ｎと同程度の値にする必要がある。サン
プリングデータＹ′（ｎ）に存在するノイズとサンプリ
ングデータＹ（ｎ）に存在するノイズとは互いに相関が
ないため、これらのノイズ成分を足し合わせるとそのレ
ベルは３〔dB〕向上する。これに対して、サンプリング
データＹ′（ｎ）及びＸ（ｎ）の信号成分はほぼ同じに
なるため、これらの信号成分を足し合わせると信号成分
はそのまま２倍となることから、そのレベルは６〔dB〕
向上する。
【００１７】最終的な出力をサンプリングデータＺ
（ｎ）とすると次式
（ｎ）とすると次式
【数４】
と表され、この結果Ｓ／Ｎは次のように測定される。Ｚ
（ｎ）＝101.7 〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 113.7
〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 125.8〔dB〕（20〔bit
〕のとき）となる。この値を、元の信号であるサンプ
リングデータＸ（ｎ）及びＹ（ｎ）と比較すると、約３
〔dB〕程度Ｓ／Ｎが向上することがわかる。
（ｎ）＝101.7 〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 113.7
〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 125.8〔dB〕（20〔bit
〕のとき）となる。この値を、元の信号であるサンプ
リングデータＸ（ｎ）及びＹ（ｎ）と比較すると、約３
〔dB〕程度Ｓ／Ｎが向上することがわかる。
【００１８】（１−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる
場合 図１との対応部分に同一符号を付して示す図３におい
て、信号処理回路１０を示す。信号処理回路１０では、
クロツクジエネレータ２において生成されたクロツク信
号Ｓ１を位相変換回路１１に送出する。位相変換回路１
１は、入力されたクロツク信号Ｓ１を360 ／Ｎ°（Ｎは
自然数）ずつ順次位相をずらすことにより得られたクロ
ツク信号Ｓ１０Ａ1 （Ｓ１）〜Ｓ１０ＡN をそれぞれＡ
Ｄコンバータ３Ａ1 〜３ＡN に送出する。
場合 図１との対応部分に同一符号を付して示す図３におい
て、信号処理回路１０を示す。信号処理回路１０では、
クロツクジエネレータ２において生成されたクロツク信
号Ｓ１を位相変換回路１１に送出する。位相変換回路１
１は、入力されたクロツク信号Ｓ１を360 ／Ｎ°（Ｎは
自然数）ずつ順次位相をずらすことにより得られたクロ
ツク信号Ｓ１０Ａ1 （Ｓ１）〜Ｓ１０ＡN をそれぞれＡ
Ｄコンバータ３Ａ1 〜３ＡN に送出する。
【００１９】ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN は、それぞ
れ360 ／Ｎ°ずつ順次位相のずれたクロツク信号Ｓ１０
Ａ1 〜Ｓ１０ＡN の立ち上がりに同期して外部からそれ
ぞれアナログ信号Ｓ３が入力されるようになされてい
る。ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN は、入力されたアナ
ログ信号Ｓ３をそれぞれサンプリング及び量子化してＡ
Ｄ変換した後、これらをデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜
Ｓ１１ＡN としてデイジタル信号処理プロセツサ５に送
出する。デイジタル信号処理プロセツサ５は、デイジタ
ルデータＳ１１Ａ2 〜Ｓ１１ＡN を補間した後これらを
デイジタルデータＳ１１Ａ1 と共に平均値化してこれを
平均値化信号Ｓ１２として出力する。
れ360 ／Ｎ°ずつ順次位相のずれたクロツク信号Ｓ１０
Ａ1 〜Ｓ１０ＡN の立ち上がりに同期して外部からそれ
ぞれアナログ信号Ｓ３が入力されるようになされてい
る。ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN は、入力されたアナ
ログ信号Ｓ３をそれぞれサンプリング及び量子化してＡ
Ｄ変換した後、これらをデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜
Ｓ１１ＡN としてデイジタル信号処理プロセツサ５に送
出する。デイジタル信号処理プロセツサ５は、デイジタ
ルデータＳ１１Ａ2 〜Ｓ１１ＡN を補間した後これらを
デイジタルデータＳ１１Ａ1 と共に平均値化してこれを
平均値化信号Ｓ１２として出力する。
【００２０】Ｎ個のＡＤコンバータのうち４個を用いる
場合について説明する。すなわち図４（Ａ）に示すよう
に、アナログ信号Ｓ３をサンプリング周波数ＦＳでサン
プリングする場合、サンプリング周期１／ＦＳ毎にサン
プリング点をとり、当該各サンプリング点においてそれ
ぞれサンプリングデータＸ（ｎ）をとる。続いてサンプ
リングデータＸ（ｎ）に対して90°ずつ順次位相をずら
すと、図４（Ｂ）〜（Ｄ）に示すようにそれぞれサンプ
リングデータＹ１（ｎ）、Ｙ２（ｎ）及びＹ３（ｎ）が
得られる。
場合について説明する。すなわち図４（Ａ）に示すよう
に、アナログ信号Ｓ３をサンプリング周波数ＦＳでサン
プリングする場合、サンプリング周期１／ＦＳ毎にサン
プリング点をとり、当該各サンプリング点においてそれ
ぞれサンプリングデータＸ（ｎ）をとる。続いてサンプ
リングデータＸ（ｎ）に対して90°ずつ順次位相をずら
すと、図４（Ｂ）〜（Ｄ）に示すようにそれぞれサンプ
リングデータＹ１（ｎ）、Ｙ２（ｎ）及びＹ３（ｎ）が
得られる。
【００２１】次に図４（Ｂ）〜（Ｄ）におけるサンプリ
ングデータＹ１（ｎ）、Ｙ２（ｎ）及びＹ３（ｎ）を例
えば７次のラグランジエ（Lagrange）補間を用いて補間
することにより、図５（Ａ）〜（Ｃ）に示すようにサン
プリングデータＸ（ｎ）（図４（Ａ））の各サンプリン
グ点においてサンプリングデータＹ１′（ｎ）、Ｙ２′
（ｎ）及びＹ３′（ｎ）が得られる。
ングデータＹ１（ｎ）、Ｙ２（ｎ）及びＹ３（ｎ）を例
えば７次のラグランジエ（Lagrange）補間を用いて補間
することにより、図５（Ａ）〜（Ｃ）に示すようにサン
プリングデータＸ（ｎ）（図４（Ａ））の各サンプリン
グ点においてサンプリングデータＹ１′（ｎ）、Ｙ２′
（ｎ）及びＹ３′（ｎ）が得られる。
【００２２】この場合、サンプリングデータＹ１′
（ｎ）、Ｙ２′（ｎ）及びＹ３′（ｎ）は、７次のラグ
ランジエ補間を用いて以下のように求められる。すなわ
ちサンプリングデータＹ１′（ｎ）は、次式
（ｎ）、Ｙ２′（ｎ）及びＹ３′（ｎ）は、７次のラグ
ランジエ補間を用いて以下のように求められる。すなわ
ちサンプリングデータＹ１′（ｎ）は、次式
【数５】
【数２】
【数６】
で求められ、またサンプリングデータＹ２′（ｎ）は、
次式
次式
【数７】
【数２】
【数８】
で求められ、さらにサンプリングデータＹ３′（ｎ）
は、次式
は、次式
【数９】
【数２】
【数１０】
で求められる。この結果、Ｓ／ＮはＹ１′（ｎ）＝98.9
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.9〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.9〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
り、Ｙ２′（ｎ）＝98.4〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、
110.4〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 122.4〔dB〕（20
〔bit 〕のとき）となる。さらにＹ３′（ｎ）＝98.9
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.9〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.9〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
る。
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.9〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.9〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
り、Ｙ２′（ｎ）＝98.4〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、
110.4〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 122.4〔dB〕（20
〔bit 〕のとき）となる。さらにＹ３′（ｎ）＝98.9
〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 110.9〔dB〕（18〔bit
〕のとき）、 122.9〔dB〕（20〔bit 〕のとき）とな
る。
【００２３】サンプリングデータＹ１′（ｎ）、Ｙ２′
（ｎ）及びＹ３′（ｎ）に存在するノイズとサンプリン
グデータＹ（ｎ）に存在するノイズとは相関がないの
で、このノイズ同士を足し合わせるとノイズ成分のレベ
ルは６〔dB〕向上し、信号成分は単純に４倍になること
から12〔dB〕向上する。従つて理論的にはＳ／Ｎは６
〔dB〕向上する。
（ｎ）及びＹ３′（ｎ）に存在するノイズとサンプリン
グデータＹ（ｎ）に存在するノイズとは相関がないの
で、このノイズ同士を足し合わせるとノイズ成分のレベ
ルは６〔dB〕向上し、信号成分は単純に４倍になること
から12〔dB〕向上する。従つて理論的にはＳ／Ｎは６
〔dB〕向上する。
【００２４】最終的な出力をＺ（ｎ）とすると次式
【数１１】
と表され、この結果Ｓ／Ｎは次のように測定される。Ｚ
（ｎ）＝104.8 〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 116.8
〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 128.9〔dB〕（20〔bit
〕のとき）となる。この値をサンプリングデータＸ
（ｎ）及びＹ（ｎ）と比較すると、ほぼ理論値の通りに
約６〔dB〕程度Ｓ／Ｎが向上することがわかる。
（ｎ）＝104.8 〔dB〕（16〔bit 〕のとき）、 116.8
〔dB〕（18〔bit 〕のとき）、 128.9〔dB〕（20〔bit
〕のとき）となる。この値をサンプリングデータＸ
（ｎ）及びＹ（ｎ）と比較すると、ほぼ理論値の通りに
約６〔dB〕程度Ｓ／Ｎが向上することがわかる。
【００２５】このように、入力されたクロツク信号Ｓ１
の位相を360 ／Ｎ°ずつ順次ずらす場合において、Ｎの
値を大きく設定することに伴い、Ｓ／Ｎも３×ｋ〔dB〕
となつて向上する。もつともこの場合、信号成分の理論
的な理想値が最大となるため、Ｎの値を大きくするに従
つてＳ／Ｎが良くなるということではなく、理想値に近
づいていくということである。
の位相を360 ／Ｎ°ずつ順次ずらす場合において、Ｎの
値を大きく設定することに伴い、Ｓ／Ｎも３×ｋ〔dB〕
となつて向上する。もつともこの場合、信号成分の理論
的な理想値が最大となるため、Ｎの値を大きくするに従
つてＳ／Ｎが良くなるということではなく、理想値に近
づいていくということである。
【００２６】（１−３）第１実施例の動作
以上の構成において、図３について上述した信号処理回
路１０は図６に示す処理手順に従つてアナログ信号のノ
イズを低減するための処理を実行する。すなわち信号処
理回路１０はステツプＳＰ１から当該処理手順に入り、
ステツプＳＰ２において所定のサンプリング周波数ＦＳ
でなるクロツク信号を発生した後ステツプＳＰ３に移
る。このステツプＳＰ３において信号処理回路１０は、
入力されたクロツク信号の位相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然
数）ずつ順次ずらして、Ｎ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜
３ＡN にそれぞれ送出した後ステツプＳＰ４に移る。
路１０は図６に示す処理手順に従つてアナログ信号のノ
イズを低減するための処理を実行する。すなわち信号処
理回路１０はステツプＳＰ１から当該処理手順に入り、
ステツプＳＰ２において所定のサンプリング周波数ＦＳ
でなるクロツク信号を発生した後ステツプＳＰ３に移
る。このステツプＳＰ３において信号処理回路１０は、
入力されたクロツク信号の位相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然
数）ずつ順次ずらして、Ｎ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜
３ＡN にそれぞれ送出した後ステツプＳＰ４に移る。
【００２７】続いてステツプＳＰ４において信号処理回
路１０は、Ｎ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN にそれ
ぞれ入力されたアナログ信号をそれぞれ対応するクロツ
ク信号に同期してデイジタル変換する。そして信号処理
回路１０は、この結果得られるＮ個のデイジタルデータ
のうち１つのデイジタルデータを基準として他の残りの
（Ｎ−１）個のデイジタルデータを補間することによ
り、当該基準となる１つのデイジタルデータにそれぞれ
位相を合わせるようにする。
路１０は、Ｎ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN にそれ
ぞれ入力されたアナログ信号をそれぞれ対応するクロツ
ク信号に同期してデイジタル変換する。そして信号処理
回路１０は、この結果得られるＮ個のデイジタルデータ
のうち１つのデイジタルデータを基準として他の残りの
（Ｎ−１）個のデイジタルデータを補間することによ
り、当該基準となる１つのデイジタルデータにそれぞれ
位相を合わせるようにする。
【００２８】このとき基準となる１つのデイジタルデー
タに存在するノイズと他の残りの（Ｎ−１）個のデイジ
タルデータの補間後のデイジタルデータに存在するノイ
ズとが互いに相関がないことから、これらのノイズ成分
を足し合わせた場合には、３／２×Ｎ〔dB〕分レベルが
向上する。これに対して、基準となる１つのデイジタル
データの信号成分と他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタ
ルデータの補間後の信号成分とを足し合わせた場合に
は、信号成分はそのままＮ倍となることから、３×Ｎ
〔dB〕分レベルが向上する。
タに存在するノイズと他の残りの（Ｎ−１）個のデイジ
タルデータの補間後のデイジタルデータに存在するノイ
ズとが互いに相関がないことから、これらのノイズ成分
を足し合わせた場合には、３／２×Ｎ〔dB〕分レベルが
向上する。これに対して、基準となる１つのデイジタル
データの信号成分と他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタ
ルデータの補間後の信号成分とを足し合わせた場合に
は、信号成分はそのままＮ倍となることから、３×Ｎ
〔dB〕分レベルが向上する。
【００２９】この後、信号処理回路１０はステツプＳＰ
５に移つて、これらの位相を合わせたＮ個のデイジタル
データの平均値を計算して出力する。このときのＮ個の
デイジタルデータの平均値は、信号成分が３×Ｎ〔dB〕
分レベルが向上すると共にノイズ成分が３／２×Ｎ〔d
B〕分レベルが向上することから、Ｓ／Ｎは３／２×Ｎ
〔dB〕程度向上する。この後、信号処理回路１０はステ
ツプＳＰ６に移つて当該処理手順を終了する。
５に移つて、これらの位相を合わせたＮ個のデイジタル
データの平均値を計算して出力する。このときのＮ個の
デイジタルデータの平均値は、信号成分が３×Ｎ〔dB〕
分レベルが向上すると共にノイズ成分が３／２×Ｎ〔d
B〕分レベルが向上することから、Ｓ／Ｎは３／２×Ｎ
〔dB〕程度向上する。この後、信号処理回路１０はステ
ツプＳＰ６に移つて当該処理手順を終了する。
【００３０】（１−４）第１実施例の効果
以上の構成によれば、アナログ信号をＮ個のＡＤコンバ
ータ３Ａ1 〜３ＡN を用いてＡＤ変換して得られるＮ個
のデイジタルデータのうち、基準となる１つのデイジタ
ルデータの位相に対して他の残りの（Ｎ−１）個のデイ
ジタルデータの位相をそれぞれ補間して合わせた後、こ
れらのデイジタルデータの平均値を算出することによ
り、Ｎ個のデイジタルデータの平均値におけるＳ／Ｎ
は、信号成分のレベルからノイズ成分のレベルを差し引
いた分だけ向上することとなり、この結果ＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
ータ３Ａ1 〜３ＡN を用いてＡＤ変換して得られるＮ個
のデイジタルデータのうち、基準となる１つのデイジタ
ルデータの位相に対して他の残りの（Ｎ−１）個のデイ
ジタルデータの位相をそれぞれ補間して合わせた後、こ
れらのデイジタルデータの平均値を算出することによ
り、Ｎ個のデイジタルデータの平均値におけるＳ／Ｎ
は、信号成分のレベルからノイズ成分のレベルを差し引
いた分だけ向上することとなり、この結果ＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
【００３１】（２）第２実施例
（２−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合
図１（Ａ）との対応部分に同一符号を付して示す図７に
おいて、信号処理回路２０には、第１実施例の信号処理
回路１に加えてＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 の出力
側にそれぞれオーバーサンプリングフイルタ２１Ａ1 及
び２１Ａ2 が設けられると共に、デイジタル信号処理プ
ロセツサ５の出力側にデシメーシヨンフイルタ２２が設
けられている。
おいて、信号処理回路２０には、第１実施例の信号処理
回路１に加えてＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 の出力
側にそれぞれオーバーサンプリングフイルタ２１Ａ1 及
び２１Ａ2 が設けられると共に、デイジタル信号処理プ
ロセツサ５の出力側にデシメーシヨンフイルタ２２が設
けられている。
【００３２】オーバーサンプリングフイルタ２１Ａ1 及
び２１Ａ2 は、それぞれデイジタルデータＳ４Ａ1 及び
Ｓ４Ａ2 の各周波数をＭ倍（Ｍは正数）にオーバーサン
プリングした後、これらをそれぞれオーバーサンプリン
グ信号Ｓ２０Ａ1 及びＳ２０Ａ2 としてデイジタル信号
処理プロセツサ５に送出する。続いてデイジタル信号処
理プロセツサ５は、オーバーサンプリング信号Ｓ２０Ａ
2 を補間した後これをオーバーサンプリング信号Ｓ２０
Ａ1 と共に平均値化してこれを平均値化信号Ｓ２１とし
てデシメーシヨンフイルタ２２に送出する。
び２１Ａ2 は、それぞれデイジタルデータＳ４Ａ1 及び
Ｓ４Ａ2 の各周波数をＭ倍（Ｍは正数）にオーバーサン
プリングした後、これらをそれぞれオーバーサンプリン
グ信号Ｓ２０Ａ1 及びＳ２０Ａ2 としてデイジタル信号
処理プロセツサ５に送出する。続いてデイジタル信号処
理プロセツサ５は、オーバーサンプリング信号Ｓ２０Ａ
2 を補間した後これをオーバーサンプリング信号Ｓ２０
Ａ1 と共に平均値化してこれを平均値化信号Ｓ２１とし
てデシメーシヨンフイルタ２２に送出する。
【００３３】デシメーシヨンフイルタ２２は、平均値化
信号Ｓ２１に基づいてＭ倍にオーバーサンプリングされ
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサン
プリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻した後、
これをフイルタ出力信号Ｓ２２として出力する。
信号Ｓ２１に基づいてＭ倍にオーバーサンプリングされ
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサン
プリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻した後、
これをフイルタ出力信号Ｓ２２として出力する。
【００３４】（２−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる
場合 図３との対応部分に同一符号を付して示す図８におい
て、信号処理回路３０を示す。信号処理回路３０には、
第１実施例の信号処理回路１０に加えてＡＤコンバータ
３Ａ1 〜３ＡN の出力側にそれぞれオーバーサンプリン
グフイルタ２１Ａ 1 〜２１ＡN が設けられると共に、デ
イジタル信号処理プロセツサ５の出力側にデシメーシヨ
ンフイルタ２２が設けられている。
場合 図３との対応部分に同一符号を付して示す図８におい
て、信号処理回路３０を示す。信号処理回路３０には、
第１実施例の信号処理回路１０に加えてＡＤコンバータ
３Ａ1 〜３ＡN の出力側にそれぞれオーバーサンプリン
グフイルタ２１Ａ 1 〜２１ＡN が設けられると共に、デ
イジタル信号処理プロセツサ５の出力側にデシメーシヨ
ンフイルタ２２が設けられている。
【００３５】オーバーサンプリングフイルタ２１Ａ1 〜
２１ＡN は、それぞれデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ
１１ＡN の各サンプリング周波数ＦＳをＭ倍（Ｍは正
数）にオーバーサンプリングした後、これらをそれぞれ
オーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN とし
てデイジタル信号処理プロセツサ５に送出する。続いて
デイジタル信号処理プロセツサ５は、オーバーサンプリ
ング信号Ｓ３０Ａ2 〜Ｓ３０ＡN を補間した後これをオ
ーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 と共に平均値化して
これを平均値化信号Ｓ３１としてデシメーシヨンフイル
タ２２に送出する。
２１ＡN は、それぞれデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ
１１ＡN の各サンプリング周波数ＦＳをＭ倍（Ｍは正
数）にオーバーサンプリングした後、これらをそれぞれ
オーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN とし
てデイジタル信号処理プロセツサ５に送出する。続いて
デイジタル信号処理プロセツサ５は、オーバーサンプリ
ング信号Ｓ３０Ａ2 〜Ｓ３０ＡN を補間した後これをオ
ーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 と共に平均値化して
これを平均値化信号Ｓ３１としてデシメーシヨンフイル
タ２２に送出する。
【００３６】デシメーシヨンフイルタ２２は、平均値化
信号Ｓ３１に基づいてＭ倍にオーバーサンプリングされ
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサン
プリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻した後、
これをフイルタ出力信号Ｓ２２として出力する。
信号Ｓ３１に基づいてＭ倍にオーバーサンプリングされ
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサン
プリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻した後、
これをフイルタ出力信号Ｓ２２として出力する。
【００３７】（２−３）第２実施例の動作
ここで第２実施例において、デイジタル信号処理プロセ
ツサ５における補間方法としては第１実施例の場合と同
様にラグランジエ補間を用いるようになされている。こ
の場合デイジタル信号処理プロセツサ５から出力される
平均値化信号Ｓ２１は、図９に示すように例えばサンプ
リング周波数ＦＳ＝44.1〔kHz 〕でなる周波数曲線Ｆ１
として表わされ、周波数曲線Ｆ１上の点Ｐにおいて周波
数が約15〔kHz 〕のときレベルが低下する。
ツサ５における補間方法としては第１実施例の場合と同
様にラグランジエ補間を用いるようになされている。こ
の場合デイジタル信号処理プロセツサ５から出力される
平均値化信号Ｓ２１は、図９に示すように例えばサンプ
リング周波数ＦＳ＝44.1〔kHz 〕でなる周波数曲線Ｆ１
として表わされ、周波数曲線Ｆ１上の点Ｐにおいて周波
数が約15〔kHz 〕のときレベルが低下する。
【００３８】このとき平均値化信号Ｓ２１の周波数特性
がロールオフする周波数は15〔kHz〕程度と非常に高域
であることから、聴覚的にはこの周波数特性はあまり影
響することなく、ノイズの低域の効果の方が大きく影響
し、源音に対して音質が改善されて感じられる場合が多
い。ところが業務用のオーデイオ機器に用いられる場合
には、高域のレベルが低下するのを回避する必要がある
ため、ラグランジエ補間を用いた場合には高域のレベル
が低下するのを避け得ない問題があつた。
がロールオフする周波数は15〔kHz〕程度と非常に高域
であることから、聴覚的にはこの周波数特性はあまり影
響することなく、ノイズの低域の効果の方が大きく影響
し、源音に対して音質が改善されて感じられる場合が多
い。ところが業務用のオーデイオ機器に用いられる場合
には、高域のレベルが低下するのを回避する必要がある
ため、ラグランジエ補間を用いた場合には高域のレベル
が低下するのを避け得ない問題があつた。
【００３９】すなわち第１実施例においては、図１０
（Ａ）に示すように、アナログ信号Ｓ３をナイキスト周
波数ＦＳ／２で帯域制限してサンプリング周波数ＦＳで
サンプリング及び量子化された信号の信号成分の周波数
帯域は、ナイキスト周波数ＦＳ／２以下まで存在する。
このためラグランジエ補間を用いると、信号成分の高域
が低下することとなる。
（Ａ）に示すように、アナログ信号Ｓ３をナイキスト周
波数ＦＳ／２で帯域制限してサンプリング周波数ＦＳで
サンプリング及び量子化された信号の信号成分の周波数
帯域は、ナイキスト周波数ＦＳ／２以下まで存在する。
このためラグランジエ補間を用いると、信号成分の高域
が低下することとなる。
【００４０】この問題を解決するためＡＤコンバータ３
Ａ1 〜３ＡN の出力側にそれぞれオーバーサンプリング
フイルタ２１Ａ1 〜２１ＡN を設け、それぞれデイジタ
ルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ１１ＡN の各サンプリング周波
数ＦＳをＭ倍にオーバーサンプリングする。すなわち第
２実施例においては、図１０（Ｂ）に示すように、アナ
ログ信号Ｓ３をナイキスト周波数ＦＳ／２で帯域制限し
てサンプリング周波数ＦＳでサンプリング及び量子化し
て得られたデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ１１ＡN に
ついて、それぞれ各サンプリング周波数ＦＳがＭ倍にな
るようにオーバーサンプリングするようにしたことによ
り、オーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN
の信号成分の周波数帯域はサンプリング周波数Ｍ×ＦＳ
に対して低域側となる。
Ａ1 〜３ＡN の出力側にそれぞれオーバーサンプリング
フイルタ２１Ａ1 〜２１ＡN を設け、それぞれデイジタ
ルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ１１ＡN の各サンプリング周波
数ＦＳをＭ倍にオーバーサンプリングする。すなわち第
２実施例においては、図１０（Ｂ）に示すように、アナ
ログ信号Ｓ３をナイキスト周波数ＦＳ／２で帯域制限し
てサンプリング周波数ＦＳでサンプリング及び量子化し
て得られたデイジタルデータＳ１１Ａ1 〜Ｓ１１ＡN に
ついて、それぞれ各サンプリング周波数ＦＳがＭ倍にな
るようにオーバーサンプリングするようにしたことによ
り、オーバーサンプリング信号Ｓ３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN
の信号成分の周波数帯域はサンプリング周波数Ｍ×ＦＳ
に対して低域側となる。
【００４１】従つて高域のレベルが低下するラグランジ
エ補間を用いた場合にも、オーバーサンプリング信号Ｓ
３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN の信号成分の周波数帯域には影響
することなく当該信号成分の高域のレベルが低下するの
を防止することができる。
エ補間を用いた場合にも、オーバーサンプリング信号Ｓ
３０Ａ1 〜Ｓ３０ＡN の信号成分の周波数帯域には影響
することなく当該信号成分の高域のレベルが低下するの
を防止することができる。
【００４２】（２−４）第２実施例の効果
以上の構成によれば、アナログ信号をＮ個のＡＤコンバ
ータ３Ａ1 〜３ＡN を用いてＡＤ変換して得られるＮ個
のデイジタルデータの各サンプリング周波数ＦＳをＭ倍
にオーバーサンプリングした後、これらのうちの基準と
なる１つのデイジタルデータの位相に対して他の残りの
（Ｎ−１）個のデイジタルデータの位相をそれぞれ補間
して合わせるようにしたことにより、ラグランジエ補間
を用いた場合であつてもオーバーサンプリング後のＮ個
のデイジタルデータの信号成分の高域のレベルが低下す
るのを防止することができる。
ータ３Ａ1 〜３ＡN を用いてＡＤ変換して得られるＮ個
のデイジタルデータの各サンプリング周波数ＦＳをＭ倍
にオーバーサンプリングした後、これらのうちの基準と
なる１つのデイジタルデータの位相に対して他の残りの
（Ｎ−１）個のデイジタルデータの位相をそれぞれ補間
して合わせるようにしたことにより、ラグランジエ補間
を用いた場合であつてもオーバーサンプリング後のＮ個
のデイジタルデータの信号成分の高域のレベルが低下す
るのを防止することができる。
【００４３】さらに位相を合わせた後のＮ個のデイジタ
ルデータの平均値を算出し、当該平均値でなるデイジタ
ルデータのサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダ
ウンサンプリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻
すことにより、第１実施例の場合と同様にＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
ルデータの平均値を算出し、当該平均値でなるデイジタ
ルデータのサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダ
ウンサンプリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻
すことにより、第１実施例の場合と同様にＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
【００４４】（３）第３実施例
（３−１）２個のＡＤコンバータを用いる場合
図７との対応部分に同一符号を付して示す図１１におい
て、信号処理回路４０には、第２実施例の信号処理回路
２０と異なり、クロツクジエネレータ２に代わつてクロ
ツクジエネレータ４１が設けられると共に、オーバーサ
ンプリングフイルタ２１Ａ1 及び２１Ａ2 が取り除かれ
てＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 の出力側とデイジタ
ル信号処理プロセツサ５とが接続されている。
て、信号処理回路４０には、第２実施例の信号処理回路
２０と異なり、クロツクジエネレータ２に代わつてクロ
ツクジエネレータ４１が設けられると共に、オーバーサ
ンプリングフイルタ２１Ａ1 及び２１Ａ2 が取り除かれ
てＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 の出力側とデイジタ
ル信号処理プロセツサ５とが接続されている。
【００４５】クロツクジエネレータ４１は、サンプリン
グ周波数ＦＳのＭ倍（Ｍは正数）でなるクロツク信号Ｓ
４１を生成して、これをＡＤコンバータ３Ａ1 に送出す
ると共に、当該クロツク信号Ｓ４１をインバータ４を介
して位相反転して得られたクロツク信号Ｓ４２をＡＤコ
ンバータ３Ａ2 に送出する。
グ周波数ＦＳのＭ倍（Ｍは正数）でなるクロツク信号Ｓ
４１を生成して、これをＡＤコンバータ３Ａ1 に送出す
ると共に、当該クロツク信号Ｓ４１をインバータ４を介
して位相反転して得られたクロツク信号Ｓ４２をＡＤコ
ンバータ３Ａ2 に送出する。
【００４６】ＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 は、互い
に180 °位相のずれたクロツク信号Ｓ４１及びＳ４２に
同期して外部からそれぞれアナログ信号Ｓ３が入力され
る。ＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 は、アナログ信号
Ｓ３をそれぞれＡＤ変換すると共にサンプリングした
後、これらをそれぞれデイジタルデータＳ４３Ａ1 及び
Ｓ４３Ａ2 としてデイジタル信号処理プロセツサ５に送
出する。
に180 °位相のずれたクロツク信号Ｓ４１及びＳ４２に
同期して外部からそれぞれアナログ信号Ｓ３が入力され
る。ＡＤコンバータ３Ａ1 及び３Ａ2 は、アナログ信号
Ｓ３をそれぞれＡＤ変換すると共にサンプリングした
後、これらをそれぞれデイジタルデータＳ４３Ａ1 及び
Ｓ４３Ａ2 としてデイジタル信号処理プロセツサ５に送
出する。
【００４７】続いてデイジタル信号処理プロセツサ５
は、デイジタルデータＳ４３Ａ2 を補間した後これをデ
イジタルデータＳ４３Ａ1 と共に平均値化してこれを平
均値化信号Ｓ４４としてデシメーシヨンフイルタ２２に
送出する。デシメーシヨンフイルタ２２は、平均値化信
号Ｓ４４に基づいてＭ倍にされたサンプリング周波数Ｍ
×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサンプリングして元のサンプ
リング周波数ＦＳに戻すようにした後、これをフイルタ
出力信号Ｓ２２として出力する。
は、デイジタルデータＳ４３Ａ2 を補間した後これをデ
イジタルデータＳ４３Ａ1 と共に平均値化してこれを平
均値化信号Ｓ４４としてデシメーシヨンフイルタ２２に
送出する。デシメーシヨンフイルタ２２は、平均値化信
号Ｓ４４に基づいてＭ倍にされたサンプリング周波数Ｍ
×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサンプリングして元のサンプ
リング周波数ＦＳに戻すようにした後、これをフイルタ
出力信号Ｓ２２として出力する。
【００４８】（３−２）Ｎ個のＡＤコンバータを用いる
場合 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１２におい
て、信号処理回路５０には、第２実施例の信号処理回路
３０と異なり、クロツクジエネレータ２に代わつてクロ
ツクジエネレータ４１が設けられると共に、オーバーサ
ンプリングフイルタ２１Ａ1 〜２１ＡN が取り除かれて
ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN の出力側とデイジタル信
号処理プロセツサ５とが接続されている。
場合 図７との対応部分に同一符号を付して示す図１２におい
て、信号処理回路５０には、第２実施例の信号処理回路
３０と異なり、クロツクジエネレータ２に代わつてクロ
ツクジエネレータ４１が設けられると共に、オーバーサ
ンプリングフイルタ２１Ａ1 〜２１ＡN が取り除かれて
ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN の出力側とデイジタル信
号処理プロセツサ５とが接続されている。
【００４９】クロツクジエネレータ４１は、サンプリン
グ周波数ＦＳのＭ倍（Ｍは正数）でなるクロツク信号Ｓ
４１を生成して位相変換回路１１に送出する。位相変換
回路１１は、入力されたクロツク信号Ｓ４１を360 ／Ｎ
°（Ｎは自然数）ずつ順次位相をずらすことにより得ら
れたクロツク信号Ｓ５０Ａ1 （Ｓ４１）〜Ｓ５０ＡNを
それぞれＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN に送出する。
グ周波数ＦＳのＭ倍（Ｍは正数）でなるクロツク信号Ｓ
４１を生成して位相変換回路１１に送出する。位相変換
回路１１は、入力されたクロツク信号Ｓ４１を360 ／Ｎ
°（Ｎは自然数）ずつ順次位相をずらすことにより得ら
れたクロツク信号Ｓ５０Ａ1 （Ｓ４１）〜Ｓ５０ＡNを
それぞれＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN に送出する。
【００５０】ＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN は、それぞ
れ360 ／Ｎ°ずつ順次位相のずれたクロツク信号Ｓ５０
Ａ1 〜Ｓ５０ＡN に同期して外部からそれぞれアナログ
信号Ｓ３が入力されるようになされている。ＡＤコンバ
ータ３Ａ1 〜３ＡN は、入力されたアナログ信号Ｓ３を
それぞれＡＤ変換すると共にサンプリングした後、これ
らをデイジタルデータＳ５１Ａ1 〜Ｓ５１ＡN としてデ
イジタル信号処理プロセツサ５に送出する。デイジタル
信号処理プロセツサ５は、デイジタルデータＳ５１Ａ2
〜Ｓ５１ＡN を補間した後これらをデイジタルデータＳ
５１Ａ1 と共に平均値化してこれを平均値化信号Ｓ５２
としてデシメーシヨンフイルタ２２に送出する。
れ360 ／Ｎ°ずつ順次位相のずれたクロツク信号Ｓ５０
Ａ1 〜Ｓ５０ＡN に同期して外部からそれぞれアナログ
信号Ｓ３が入力されるようになされている。ＡＤコンバ
ータ３Ａ1 〜３ＡN は、入力されたアナログ信号Ｓ３を
それぞれＡＤ変換すると共にサンプリングした後、これ
らをデイジタルデータＳ５１Ａ1 〜Ｓ５１ＡN としてデ
イジタル信号処理プロセツサ５に送出する。デイジタル
信号処理プロセツサ５は、デイジタルデータＳ５１Ａ2
〜Ｓ５１ＡN を補間した後これらをデイジタルデータＳ
５１Ａ1 と共に平均値化してこれを平均値化信号Ｓ５２
としてデシメーシヨンフイルタ２２に送出する。
【００５１】デシメーシヨンフイルタ２２は、平均値化
信号Ｓ５２に基づいてＭ倍にされたサンプリング周波数
Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサンプリングして元のサン
プリング周波数ＦＳに戻すようにした後、これをフイル
タ出力信号Ｓ５３として出力する。
信号Ｓ５２に基づいてＭ倍にされたサンプリング周波数
Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダウンサンプリングして元のサン
プリング周波数ＦＳに戻すようにした後、これをフイル
タ出力信号Ｓ５３として出力する。
【００５２】（３−３）第３実施例の動作
第３実施例においては、第２実施例におけるクロツクジ
エネレータ２に代わつてクロツクジエネレータ４１を設
け、サンプリング周波数ＦＳのＭ倍でなるクロツク信号
Ｓ４１を生成するようにしたことにより、アナログ信号
Ｓ３をナイキスト周波数ＦＳ／２で帯域制限してサンプ
リング周波数Ｍ×ＦＳでサンプリング及び量子化して得
られるデイジタルデータＳ４３Ａ1 〜Ｓ４３ＡN の信号
成分の周波数帯域はサンプリング周波数Ｍ×ＦＳに対し
て低域側となる。
エネレータ２に代わつてクロツクジエネレータ４１を設
け、サンプリング周波数ＦＳのＭ倍でなるクロツク信号
Ｓ４１を生成するようにしたことにより、アナログ信号
Ｓ３をナイキスト周波数ＦＳ／２で帯域制限してサンプ
リング周波数Ｍ×ＦＳでサンプリング及び量子化して得
られるデイジタルデータＳ４３Ａ1 〜Ｓ４３ＡN の信号
成分の周波数帯域はサンプリング周波数Ｍ×ＦＳに対し
て低域側となる。
【００５３】従つて第２実施例の場合と同様に、高域の
レベルが低下するラグランジエ補間を用いた場合にも、
デイジタルデータＳ４３Ａ1 〜Ｓ４３ＡN の信号成分の
周波数帯域には影響することなく当該信号成分の高域の
レベルが低下するのを防止することができる。
レベルが低下するラグランジエ補間を用いた場合にも、
デイジタルデータＳ４３Ａ1 〜Ｓ４３ＡN の信号成分の
周波数帯域には影響することなく当該信号成分の高域の
レベルが低下するのを防止することができる。
【００５４】（３−４）第３実施例の効果
以上の構成によれば、サンプリング周波数ＦＳをＭ倍し
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳでなるクロツク信号の位
相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次ずらして得られ
るＮ個のクロツク信号に同期して、アナログ信号をそれ
ぞれ対応するＮ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN にお
いてＡＤ変換する。この結果得られるＮ個のデイジタル
データのうち基準となる１つのデイジタルデータの位相
に対して他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタルデータを
補間してそれぞれ位相を合わせるようにしたことによ
り、ラグランジエ補間を用いた場合であつてもオーバー
サンプリング後のＮ個のデイジタルデータの信号成分の
高域のレベルが低下するのを防止することができる。
たサンプリング周波数Ｍ×ＦＳでなるクロツク信号の位
相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次ずらして得られ
るＮ個のクロツク信号に同期して、アナログ信号をそれ
ぞれ対応するＮ個のＡＤコンバータ３Ａ1 〜３ＡN にお
いてＡＤ変換する。この結果得られるＮ個のデイジタル
データのうち基準となる１つのデイジタルデータの位相
に対して他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタルデータを
補間してそれぞれ位相を合わせるようにしたことによ
り、ラグランジエ補間を用いた場合であつてもオーバー
サンプリング後のＮ個のデイジタルデータの信号成分の
高域のレベルが低下するのを防止することができる。
【００５５】さらに位相を合わせた後のＮ個のデイジタ
ルデータの平均値を算出し、当該平均値でなるデイジタ
ルデータのサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダ
ウンサンプリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻
すことにより、第１実施例の場合と同様にＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
ルデータの平均値を算出し、当該平均値でなるデイジタ
ルデータのサンプリング周波数Ｍ×ＦＳを１／Ｍ倍にダ
ウンサンプリングして元のサンプリング周波数ＦＳに戻
すことにより、第１実施例の場合と同様にＡＤ変換する
際のアナログ信号のノイズを低減することができる。ま
た既存のＡＤコンバータを複数組み合わせるようにした
ことにより、アナログ信号のノイズを低減するための装
置を新たに設ける必要がなくて済む。
【００５６】（４）他の実施例
なお上述の実施例においては、デイジタル信号処理プロ
セツサ５における信号の補間方法として７次のラグラン
ジエ補間を用いる場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、７次以外の６以下又は８以上のラグランジエ
補間を用いても良く、また例えばニユートン補間、ニユ
ートン−ラフソン補間等の種々の補間方法を用いて補間
するようにしても良い。
セツサ５における信号の補間方法として７次のラグラン
ジエ補間を用いる場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、７次以外の６以下又は８以上のラグランジエ
補間を用いても良く、また例えばニユートン補間、ニユ
ートン−ラフソン補間等の種々の補間方法を用いて補間
するようにしても良い。
【００５７】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、所定のク
ロツク信号の位相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次
ずらして得られるＮ個のクロツク信号に同期して、アナ
ログ信号をそれぞれＮ個のデイジタルデータに変換し、
続いてＮ個のデイジタルデータのうち１つのデイジタル
データを基準として他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタ
ルデータを補間して当該基準となる１つのデイジタルデ
ータにそれぞれ位相を合わせた後、当該位相を合わせた
Ｎ個のデイジタルデータの平均値をとるようにしたこと
により、当該Ｎ個のデイジタルデータの平均値における
Ｓ／Ｎを信号成分のレベルからノイズ成分のレベルを差
し引いた分だけ向上させ得る。この結果、アナログデイ
ジタル変換する際に既存のＡＤコンバータを用いてアナ
ログ信号のノイズを低減し得るアナログデイジタル変換
方法を実現することができる。
ロツク信号の位相を360 ／Ｎ°（Ｎは自然数）ずつ順次
ずらして得られるＮ個のクロツク信号に同期して、アナ
ログ信号をそれぞれＮ個のデイジタルデータに変換し、
続いてＮ個のデイジタルデータのうち１つのデイジタル
データを基準として他の残りの（Ｎ−１）個のデイジタ
ルデータを補間して当該基準となる１つのデイジタルデ
ータにそれぞれ位相を合わせた後、当該位相を合わせた
Ｎ個のデイジタルデータの平均値をとるようにしたこと
により、当該Ｎ個のデイジタルデータの平均値における
Ｓ／Ｎを信号成分のレベルからノイズ成分のレベルを差
し引いた分だけ向上させ得る。この結果、アナログデイ
ジタル変換する際に既存のＡＤコンバータを用いてアナ
ログ信号のノイズを低減し得るアナログデイジタル変換
方法を実現することができる。
【図１】第１実施例による信号処理回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図２】アナログ信号をサンプリングする際の説明に供
する信号波形図である。
する信号波形図である。
【図３】第１実施例による信号処理回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図４】アナログ信号をサンプリングする際の説明に供
する信号波形図である。
する信号波形図である。
【図５】アナログ信号をサンプリングする際の説明に供
する信号波形図である。
する信号波形図である。
【図６】第１実施例における信号処理回路による処理手
順を示すフローチヤートである。
順を示すフローチヤートである。
【図７】第２実施例による信号処理回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図８】第２実施例による信号処理回路の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図９】ラグランジエ補間を用いた場合の周波数特性曲
線図である。
線図である。
【図１０】オーバーサンプリングによる信号スペクトル
を表す信号波形図である。
を表す信号波形図である。
【図１１】第３実施例による信号処理回路の構成を示す
ブロツク図である。
ブロツク図である。
【図１２】第３実施例による信号処理回路の構成を示す
ブロツク図である。
ブロツク図である。
１、１０、２０、３０、４０、５０……信号処理回路、
２、４１……クロツクジエネレータ、３Ａ1 〜３ＡN …
…ＡＤコンバータ、４……インバータ、５……デイジタ
ル信号処理プロセツサ、１１……位相変換回路、２１Ａ
1 〜２１ＡN ……オーバーサンプリングフイルタ、２２
……デシメーシヨンフイルタ。
２、４１……クロツクジエネレータ、３Ａ1 〜３ＡN …
…ＡＤコンバータ、４……インバータ、５……デイジタ
ル信号処理プロセツサ、１１……位相変換回路、２１Ａ
1 〜２１ＡN ……オーバーサンプリングフイルタ、２２
……デシメーシヨンフイルタ。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０３Ｈ 17/02 ６４１ Ｇ１０Ｌ 9/18 Ａ
(56)参考文献 特開 昭63−282965（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−52495（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−159765（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−224332（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−326610（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−183206（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−82483（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−255113（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03M 1/00 - 1/88
H03H 17/02
Claims (3)
- 【請求項１】所定のクロツク信号の位相を360 ／Ｎ°
（Ｎは自然数）ずつ順次ずらして得られるＮ個のクロツ
ク信号に同期して、アナログ信号をそれぞれＮ個のデイ
ジタルデータに変換する第１のステツプと、 上記Ｎ個のデイジタルデータのうちの１つの上記デイジ
タルデータを基準として他の残りの（Ｎ−１）個の上記
デイジタルデータを補間して当該基準となる１つの上記
デイジタルデータにそれぞれ位相を合わせた後、位相を
合わせた後の上記Ｎ個のデイジタルデータの平均値を算
出する第２のステツプとを具えたことを特徴とするアナ
ログデイジタル変換方法。 - 【請求項２】上記第１のステツプでは、上記Ｎ個のデイ
ジタルデータの各サンプリング周波数を第１の所定数倍
にオーバーサンプリングすると共に、 上記第２のステツプでは、上記オーバーサンプリングし
た後の上記Ｎ個のデイジタルデータのうち１つの上記デ
イジタルデータを基準として他の残りの（Ｎ−１）個の
上記デイジタルデータを補間して当該基準となる１つの
上記デイジタルデータにそれぞれ位相を合わせた後、位
相を合わせた後の上記Ｎ個のデータの平均値を算出し
て、当該平均値の上記サンプリング周波数を上記第１の
所定数分の１倍にダウンサンプリングすることを特徴と
する請求項１に記載のアナログデイジタル変換方法。 - 【請求項３】上記第１のステツプでは、上記クロツク信
号のサンプリング周波数を第１の所定数倍した後、当該
クロツク信号の位相を360 ／Ｎ°ずつ順次ずらすと共
に、 上記第２のステツプでは、上記位相を合わせた後の上記
Ｎ個のデータの平均値の上記サンプリング周波数を上記
第１の所定数分の１倍にダウンサンプリングすることを
特徴とする請求項１に記載のアナログデイジタル変換方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09167895A JP3417719B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | アナログデイジタル変換方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09167895A JP3417719B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | アナログデイジタル変換方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08265153A JPH08265153A (ja) | 1996-10-11 |
| JP3417719B2 true JP3417719B2 (ja) | 2003-06-16 |
Family
ID=14033157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09167895A Expired - Fee Related JP3417719B2 (ja) | 1995-03-23 | 1995-03-23 | アナログデイジタル変換方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3417719B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6298459B1 (en) * | 1997-07-18 | 2001-10-02 | Fujitsu Limited | Analog to digital converter with encoder circuit and testing method therefor |
| US6703951B2 (en) | 1997-07-18 | 2004-03-09 | Fujitsu Limited | Analog to digital converter with encoder circuit and testing method therefor |
| JP4547064B2 (ja) * | 1999-03-24 | 2010-09-22 | 株式会社アドバンテスト | Ａ／ｄ変換装置およびキャリブレーション装置 |
| JP3479032B2 (ja) * | 2000-06-20 | 2003-12-15 | シャープ株式会社 | 半導体集積回路 |
| JP2020127136A (ja) * | 2019-02-05 | 2020-08-20 | 多摩川精機株式会社 | Ａ／ｄ変換装置 |
-
1995
- 1995-03-23 JP JP09167895A patent/JP3417719B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08265153A (ja) | 1996-10-11 |
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