JPH0759186A - 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 - Google Patents
音響信号の線形歪補償方法及びその装置Info
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- JPH0759186A JPH0759186A JP6147669A JP14766994A JPH0759186A JP H0759186 A JPH0759186 A JP H0759186A JP 6147669 A JP6147669 A JP 6147669A JP 14766994 A JP14766994 A JP 14766994A JP H0759186 A JPH0759186 A JP H0759186A
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- H04R3/04—Circuits for transducers, loudspeakers or microphones for correcting frequency response
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03G5/005—Tone control or bandwidth control in amplifiers of digital signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
- H03G5/16—Automatic control
- H03G5/165—Equalizers; Volume or gain control in limited frequency bands
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 スピーカーシステムから発生する音響信号の
線形歪を人間の聴覚特性を鑑みて、フィルタのタップ数
を減らしながら人間の耳で区分しにくい程まで音響信号
の歪を補償する線形歪補償方法及びその装置を提供す
る。 【構成】 可聴周波数帯域中の低周波領域の分解能を高
め、高周波領域では相対的に分解能を低める。そして、
バルクスケールを用いて帯域分割してフィルタ係数を決
定する。低域通過フィルタを通過しない全体可聴周波数
帯域の音響信号は第１フィルタ部３０により歪補償され
る。低域通過フィルタを通過して得られる分割帯域の音
響信号は、第２フィルタ部４０により全体可聴周波数帯
域の信号歪補償で補償できなかった歪部分を取り除ける
ようフィルタリングされた後、全体可聴周波数帯域の歪
補償された音響信号に加算される。第１フィルタ部３０
により歪補償された音響信号は、第２フィルタ部４０か
ら出力される信号により残された信号歪部分が取り除か
れる。
線形歪を人間の聴覚特性を鑑みて、フィルタのタップ数
を減らしながら人間の耳で区分しにくい程まで音響信号
の歪を補償する線形歪補償方法及びその装置を提供す
る。 【構成】 可聴周波数帯域中の低周波領域の分解能を高
め、高周波領域では相対的に分解能を低める。そして、
バルクスケールを用いて帯域分割してフィルタ係数を決
定する。低域通過フィルタを通過しない全体可聴周波数
帯域の音響信号は第１フィルタ部３０により歪補償され
る。低域通過フィルタを通過して得られる分割帯域の音
響信号は、第２フィルタ部４０により全体可聴周波数帯
域の信号歪補償で補償できなかった歪部分を取り除ける
ようフィルタリングされた後、全体可聴周波数帯域の歪
補償された音響信号に加算される。第１フィルタ部３０
により歪補償された音響信号は、第２フィルタ部４０か
ら出力される信号により残された信号歪部分が取り除か
れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は音響信号の線形歪補償方
法及びその装置に係り、特にスピーカシステムにおいて
発生する音響信号の線形歪を人間の視覚特性を鑑みて補
償する方法及びその装置に関するものである。本発明及
び１９９２年８月２２日付けにて韓国に出願された特許
出願第９２−１５１１４号では、可聴周波数帯域を後述
するバルクスケール(Bark Scale)を用いて帯域分割す
る。しかし、前記の出願は周波数帯域分割のために帯域
フィルタを使うが、本発明は低域通過フィルタを用いて
可聴周波数帯域を多数の副帯域に分割し、各副帯域に対
する線形歪補償を行う。
法及びその装置に係り、特にスピーカシステムにおいて
発生する音響信号の線形歪を人間の視覚特性を鑑みて補
償する方法及びその装置に関するものである。本発明及
び１９９２年８月２２日付けにて韓国に出願された特許
出願第９２−１５１１４号では、可聴周波数帯域を後述
するバルクスケール(Bark Scale)を用いて帯域分割す
る。しかし、前記の出願は周波数帯域分割のために帯域
フィルタを使うが、本発明は低域通過フィルタを用いて
可聴周波数帯域を多数の副帯域に分割し、各副帯域に対
する線形歪補償を行う。
【０００２】
【従来の技術】一般に、スピーカシステムにおける線形
歪は、音の音色を左右する。理想的なスピーカシステム
の場合には、音圧／周波数特性が平坦になる。しかし、
種々の原因により音響信号に歪が生ずれば、音圧／周波
数特性が歪んで音の音色が変わる。
歪は、音の音色を左右する。理想的なスピーカシステム
の場合には、音圧／周波数特性が平坦になる。しかし、
種々の原因により音響信号に歪が生ずれば、音圧／周波
数特性が歪んで音の音色が変わる。
【０００３】スピーカシステムにおいて発生した歪を補
償して平坦な音圧／周波数特性を得るための先行技術と
しては、１９８９年１２月１９日付けにて特許を受けた
タカシなどのアメリカ特許４，８８８，８１１号があ
る。このタカシなどの特許は、振幅／周波数特性と位相
／周波数特性とに見られる歪を補償するための技術を開
示する。入力される音響信号は、高域周波数，中間周波
数及び低域周波数に帯域分割される。そして、音圧／周
波数特性情報と位相／周波数特性情報とにより決定され
る衝撃応答係数により、平坦な音圧／周波数特性と線形
的な位相／周波数特性とが得られる。
償して平坦な音圧／周波数特性を得るための先行技術と
しては、１９８９年１２月１９日付けにて特許を受けた
タカシなどのアメリカ特許４，８８８，８１１号があ
る。このタカシなどの特許は、振幅／周波数特性と位相
／周波数特性とに見られる歪を補償するための技術を開
示する。入力される音響信号は、高域周波数，中間周波
数及び低域周波数に帯域分割される。そして、音圧／周
波数特性情報と位相／周波数特性情報とにより決定され
る衝撃応答係数により、平坦な音圧／周波数特性と線形
的な位相／周波数特性とが得られる。
【０００４】スピーカシステムの歪補償のための他の先
行技術としては、１９８９年１２月１９日付けにて特許
を受けたイシカワなどのアメリカ特許４，８８８，８０
８号がある。イシカワなどの特許は、独立に成り立つ振
幅／周波数特性と位相／周波数特性とに基づき、ＦＩＲ
フィルタを通過するデジタル音響信号の位相及び振幅を
訂正する。特に、イシカワなどの特許は、多数の帯域通
過フィルタに対して計算されたフィルタリング係数を用
いて音響信号をフィルタリングする技術を開示する。
行技術としては、１９８９年１２月１９日付けにて特許
を受けたイシカワなどのアメリカ特許４，８８８，８０
８号がある。イシカワなどの特許は、独立に成り立つ振
幅／周波数特性と位相／周波数特性とに基づき、ＦＩＲ
フィルタを通過するデジタル音響信号の位相及び振幅を
訂正する。特に、イシカワなどの特許は、多数の帯域通
過フィルタに対して計算されたフィルタリング係数を用
いて音響信号をフィルタリングする技術を開示する。
【０００５】しかしながら、前述した先行技術は、補償
しようとする周波数領域に対して一定の周波数分解能を
与える。ところが、補償しようとする全領域に一定の分
解能を与える場合、低周波領域における線形歪補償のた
めにフィルタのタップ（ｔａｐ）数を増加させれば、高
周波領域の線形歪補償のためのフィルタのタップ数も増
加する。
しようとする周波数領域に対して一定の周波数分解能を
与える。ところが、補償しようとする全領域に一定の分
解能を与える場合、低周波領域における線形歪補償のた
めにフィルタのタップ（ｔａｐ）数を増加させれば、高
周波領域の線形歪補償のためのフィルタのタップ数も増
加する。
【０００６】低周波領域または中間周波数領域について
のみ信号等化を行う先行技術は、１９９０年１月２５日
付けにて国際出願公開されたNelsonなどの国際公開番号
ＷＯ９０／００，８５１号に開示されている。この明細
書によれば、低域または中間音響周波数帯域の音響信号
が信号等化され、全体音響周波数帯域の信号に加算され
る。そして、低域通過フィルタを通過した信号のみから
スピーカにより再生される信号と低域通過フィルタを通
過した信号との差により等化される。従って、信号歪の
補償のためのフィルタのタップ数が減少できるのみなら
ず、聴取場所に対する最適の漏話(crosstalk) 抑圧及び
等化が得られる。
のみ信号等化を行う先行技術は、１９９０年１月２５日
付けにて国際出願公開されたNelsonなどの国際公開番号
ＷＯ９０／００，８５１号に開示されている。この明細
書によれば、低域または中間音響周波数帯域の音響信号
が信号等化され、全体音響周波数帯域の信号に加算され
る。そして、低域通過フィルタを通過した信号のみから
スピーカにより再生される信号と低域通過フィルタを通
過した信号との差により等化される。従って、信号歪の
補償のためのフィルタのタップ数が減少できるのみなら
ず、聴取場所に対する最適の漏話(crosstalk) 抑圧及び
等化が得られる。
【０００７】
【発明が解決しようとしている課題】従って、本発明の
目的は、聴覚特性により人間が敏感に感じる周波数領域
に対するフィルタの周波数分解能を、相対的に少なく感
じる周波数領域に対するフィルタの周波数分解能より高
く設定することにより、フィルタのタップ数を減らしな
がらも人間の聴覚特性に適合して音響信号の歪が補償で
きる線形歪補償方法を提供することにある。
目的は、聴覚特性により人間が敏感に感じる周波数領域
に対するフィルタの周波数分解能を、相対的に少なく感
じる周波数領域に対するフィルタの周波数分解能より高
く設定することにより、フィルタのタップ数を減らしな
がらも人間の聴覚特性に適合して音響信号の歪が補償で
きる線形歪補償方法を提供することにある。
【０００８】本発明の他の目的は、上記の方法を具現し
た線形歪補償装置を提供することにある。
た線形歪補償装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】前述した本発明の目的
は、スピーカシステムから発生する音響信号の歪を補償
する線形歪補償方法であって、人間の聴覚的分解能によ
るバルクスケールと周波数スケールとの関係を用いて、
可聴周波数帯域と該可聴周波数帯域より最大周波数が低
い少なくとも１つの副帯域とに対して、周波数分解能を
相異に設定する分解能設定段階と、前記可聴周波数帯域
に対応する第１の周波数分解能に基づき、前記可聴周波
数帯域の音響信号に発生した信号歪を補償するための第
１フィルタリング段階と、前記第１副帯域に対応する第
２の周波数分解能に基づき、第１副帯域の音響信号に発
生した信号歪を補償するための第２フィルタリング段階
と、前記第１及び第２フィルタリング段階によりフィル
タリングされた音響信号を加算する加算段階とを含むこ
とを特徴とする線形歪補償方法により達成される。
は、スピーカシステムから発生する音響信号の歪を補償
する線形歪補償方法であって、人間の聴覚的分解能によ
るバルクスケールと周波数スケールとの関係を用いて、
可聴周波数帯域と該可聴周波数帯域より最大周波数が低
い少なくとも１つの副帯域とに対して、周波数分解能を
相異に設定する分解能設定段階と、前記可聴周波数帯域
に対応する第１の周波数分解能に基づき、前記可聴周波
数帯域の音響信号に発生した信号歪を補償するための第
１フィルタリング段階と、前記第１副帯域に対応する第
２の周波数分解能に基づき、第１副帯域の音響信号に発
生した信号歪を補償するための第２フィルタリング段階
と、前記第１及び第２フィルタリング段階によりフィル
タリングされた音響信号を加算する加算段階とを含むこ
とを特徴とする線形歪補償方法により達成される。
【００１０】ここで、前記それぞれのフィルタリング段
階は、該当周波数分解能に基づき対応周波数帯域を等し
い間隔に分割する段階と、分割された各位置に対応する
ＦＩＲフィルタ係数を計算する段階と、前記計算された
フィルタ係数に基づき該当周波数帯域の音響信号を等化
させる段階とを含む。また、前記第２フィルタリング段
階は、前記第１の周波数分解能より周波数分解能が高い
第２の周波数分解能に基づき前記第１副帯域の音響信号
を等化する。また、前記第２フィルタリング段階は、可
聴周波数帯域の音響信号を印加されて、第１副帯域の音
響信号を抽出する第１低域通過フィルタリング段階と、
前記低域通過フィルタリングされた第１副帯域の音響信
号を第１デシメーション比率でデシメーションして信号
のサンプリング周波数を低めるための第１デシメーショ
ン段階と、前記サンプリング周波数が低くなった音響信
号を、前記第２周波数分解能と前記第１デシメーション
比率とに基づき計算されるＦＩＲフィルタ係数により等
化させる第１ＦＩＲフィルタリング段階と、前記第１Ｆ
ＩＲフィルタの出力信号を前記第１デシメーション比率
の逆比率で補間して出力する第１補間段階とを含む。
階は、該当周波数分解能に基づき対応周波数帯域を等し
い間隔に分割する段階と、分割された各位置に対応する
ＦＩＲフィルタ係数を計算する段階と、前記計算された
フィルタ係数に基づき該当周波数帯域の音響信号を等化
させる段階とを含む。また、前記第２フィルタリング段
階は、前記第１の周波数分解能より周波数分解能が高い
第２の周波数分解能に基づき前記第１副帯域の音響信号
を等化する。また、前記第２フィルタリング段階は、可
聴周波数帯域の音響信号を印加されて、第１副帯域の音
響信号を抽出する第１低域通過フィルタリング段階と、
前記低域通過フィルタリングされた第１副帯域の音響信
号を第１デシメーション比率でデシメーションして信号
のサンプリング周波数を低めるための第１デシメーショ
ン段階と、前記サンプリング周波数が低くなった音響信
号を、前記第２周波数分解能と前記第１デシメーション
比率とに基づき計算されるＦＩＲフィルタ係数により等
化させる第１ＦＩＲフィルタリング段階と、前記第１Ｆ
ＩＲフィルタの出力信号を前記第１デシメーション比率
の逆比率で補間して出力する第１補間段階とを含む。
【００１１】更に、前記第１副帯域より最大周波数が低
い第２副帯域の音響信号に発生された信号歪を補償する
ための第３フィルタリング段階を備える。ここで、前記
第３フィルタリング段階は、前記第２の周波数分解能よ
り周波数分解能が高い第３の周波数分解能に基づき前記
第２副帯域の音響信号を等化させる。また、前記第３フ
ィルタリング段階は、可聴周波数帯域の音響信号を印加
されて、第２副帯域の音響信号を抽出する第３低域通過
フィルタリング段階と、前記低域通過フィルタリングさ
れた第２副帯域の音響信号を第１デシメーション比率よ
り大きい第２デシメーション比率でデシメーションし
て、信号のサンプリング周波数を低めるための第２デシ
メーション段階と、前記サンプリング周波数が低くなっ
た音響信号を、前記第３の周波数分解能と前記第２デシ
メーション比率とに基づき計算されるＦＩＲフィルタ係
数により等化される第２ＦＩＲフィルタリング段階と、
前記第２ＦＩＲフィルタリング段階の出力信号を前記第
２デシメーション比率で補間して出力する第２補間段階
とを含む。
い第２副帯域の音響信号に発生された信号歪を補償する
ための第３フィルタリング段階を備える。ここで、前記
第３フィルタリング段階は、前記第２の周波数分解能よ
り周波数分解能が高い第３の周波数分解能に基づき前記
第２副帯域の音響信号を等化させる。また、前記第３フ
ィルタリング段階は、可聴周波数帯域の音響信号を印加
されて、第２副帯域の音響信号を抽出する第３低域通過
フィルタリング段階と、前記低域通過フィルタリングさ
れた第２副帯域の音響信号を第１デシメーション比率よ
り大きい第２デシメーション比率でデシメーションし
て、信号のサンプリング周波数を低めるための第２デシ
メーション段階と、前記サンプリング周波数が低くなっ
た音響信号を、前記第３の周波数分解能と前記第２デシ
メーション比率とに基づき計算されるＦＩＲフィルタ係
数により等化される第２ＦＩＲフィルタリング段階と、
前記第２ＦＩＲフィルタリング段階の出力信号を前記第
２デシメーション比率で補間して出力する第２補間段階
とを含む。
【００１２】そして、本発明の他の目的は、スピーカシ
ステムから発生される音響信号の歪を補償する線形歪補
償装置であって、可聴周波数帯域の音響信号を印加され
て、所定の第１の周波数分解能に基づき信号歪を補償す
る第１フィルタ手段と、前記可聴周波数帯域の音響信号
を印加されて、前記可聴周波数帯域より最大周波数が低
い第１副帯域の音響信号を抽出し、前記第１の周波数分
解能より分解能が高い第２の周波数分解能に基づき第１
副帯域の音響信号を歪補償するための第２フィルタ手段
と、前記第１及び第２フィルタ手段の出力信号を加算す
るための加算器とを含むことを特徴とする線形歪補償装
置により達成される。
ステムから発生される音響信号の歪を補償する線形歪補
償装置であって、可聴周波数帯域の音響信号を印加され
て、所定の第１の周波数分解能に基づき信号歪を補償す
る第１フィルタ手段と、前記可聴周波数帯域の音響信号
を印加されて、前記可聴周波数帯域より最大周波数が低
い第１副帯域の音響信号を抽出し、前記第１の周波数分
解能より分解能が高い第２の周波数分解能に基づき第１
副帯域の音響信号を歪補償するための第２フィルタ手段
と、前記第１及び第２フィルタ手段の出力信号を加算す
るための加算器とを含むことを特徴とする線形歪補償装
置により達成される。
【００１３】ここで、前記第１及び第２フィルタ手段
は、バルクスケール上で等しい間隔に分割される値に対
応する周波数値を該当帯域の最大周波数と定め、各帯域
に対する周波数分解能によりフィルタ係数を設定する。
また、前記第１フィルタ手段はＦＩＲフィルタからな
る。また、前記第２フィルタ手段は、前記第１副帯域の
音響信号を抽出するための第１低域通過フィルタと、前
記第１低域通過フィルタの出力信号を、周波数領域で第
１デシメーション比率でデシメーションする第１デシメ
ータと、前記第１デシメータによりサンプリング周波数
が低くなった音響信号を、前記第２の周波数分解能及び
前記第１デシメーション比率とに基づき計算されるフィ
ルタ係数によりフィルタリングする第１ＦＩＲフィルタ
と、前記第１ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、
前記第１デシメーション比率の逆比率で補間して前記加
算器に出力する第１補間器とを含む。また、前記第２フ
ィルタ手段は、前記第１フィルタ手段の出力信号と前記
第１補間器の出力信号との信号遅延を補償するための遅
延器を更に備える。また、前記第２フィルタ手段は、前
記第１補間器の出力信号からノイズを取り除くための第
２低域通過フィルタを更に備える。
は、バルクスケール上で等しい間隔に分割される値に対
応する周波数値を該当帯域の最大周波数と定め、各帯域
に対する周波数分解能によりフィルタ係数を設定する。
また、前記第１フィルタ手段はＦＩＲフィルタからな
る。また、前記第２フィルタ手段は、前記第１副帯域の
音響信号を抽出するための第１低域通過フィルタと、前
記第１低域通過フィルタの出力信号を、周波数領域で第
１デシメーション比率でデシメーションする第１デシメ
ータと、前記第１デシメータによりサンプリング周波数
が低くなった音響信号を、前記第２の周波数分解能及び
前記第１デシメーション比率とに基づき計算されるフィ
ルタ係数によりフィルタリングする第１ＦＩＲフィルタ
と、前記第１ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、
前記第１デシメーション比率の逆比率で補間して前記加
算器に出力する第１補間器とを含む。また、前記第２フ
ィルタ手段は、前記第１フィルタ手段の出力信号と前記
第１補間器の出力信号との信号遅延を補償するための遅
延器を更に備える。また、前記第２フィルタ手段は、前
記第１補間器の出力信号からノイズを取り除くための第
２低域通過フィルタを更に備える。
【００１４】更に、前記第１副帯域より最大周波数が低
い第２副帯域の音響信号を印加されて、前記第２の周波
数分解能より分解能が高い第３の周波数分解能に基づき
信号歪を補償して前記加算器に出力する第３フィルタ手
段を備える。ここで、前記第３フィルタ手段は、前記第
２副帯域の音響信号を抽出するための第３低域通過フィ
ルタと、前記第３低域フィルタの出力信号を印加され
て、周波数領域で前記第１デシメーション比率より大き
い第２デシメーション比率でデシメーションする第２デ
シメータと、前記第２デシメータよりサンプリング周波
数が低くなった音響信号を、前記第３の周波数分解能と
前記第２デシメーション比率とにより計算されるフィル
タ係数によりフィルタリングする第２ＦＩＲフィルタ
と、前記第２ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、
前記第２デシメーション比率の逆比率で補間して前記加
算器に出力する第２補間器とを含む。また、前記第３フ
ィルタ手段は、前記第２補間器の出力信号を印加されノ
イズを取り除くための第４低域通過フィルタを更に備え
る。また、前記第３フィルタ手段は、前記第１フィルタ
手段の出力信号と前記第２補間器の出力信号との間に発
生される信号遅延を補償するための遅延器を更に備え
る。
い第２副帯域の音響信号を印加されて、前記第２の周波
数分解能より分解能が高い第３の周波数分解能に基づき
信号歪を補償して前記加算器に出力する第３フィルタ手
段を備える。ここで、前記第３フィルタ手段は、前記第
２副帯域の音響信号を抽出するための第３低域通過フィ
ルタと、前記第３低域フィルタの出力信号を印加され
て、周波数領域で前記第１デシメーション比率より大き
い第２デシメーション比率でデシメーションする第２デ
シメータと、前記第２デシメータよりサンプリング周波
数が低くなった音響信号を、前記第３の周波数分解能と
前記第２デシメーション比率とにより計算されるフィル
タ係数によりフィルタリングする第２ＦＩＲフィルタ
と、前記第２ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、
前記第２デシメーション比率の逆比率で補間して前記加
算器に出力する第２補間器とを含む。また、前記第３フ
ィルタ手段は、前記第２補間器の出力信号を印加されノ
イズを取り除くための第４低域通過フィルタを更に備え
る。また、前記第３フィルタ手段は、前記第１フィルタ
手段の出力信号と前記第２補間器の出力信号との間に発
生される信号遅延を補償するための遅延器を更に備え
る。
【００１５】
【作用】本発明により具現される線形歪補償装置では、
可聴周波数帯域中の低周波領域の分解能を高め、高周波
領域では相対的に分解能を低める。低周波領域に対する
分解能を高めるため、低域通過フィルタでは全体可聴周
波数帯域を帯域分解する。低域通過フィルタを通過しな
い全体可聴周波数帯域の音響信号は、第１フィルタ部に
より歪補償される。低域通過フィルタを通過して得られ
る分解帯域の音響信号は、第２フィルタ部により全体可
聴周波数帯域の信号歪補償ができなかった歪部分を除去
させ得るようフィルタリングされた後、全体可聴周波数
帯域の歪補償された音響信号に加算される。言い換えれ
ば、全体可聴周波数帯域の歪補償された音響信号は、第
２フィルタ部から得られる信号により減算される。従っ
て、第１フィルタ部により歪補償された音響信号は、第
２フィルタ部から出力する信号に応じて残された信号歪
部分が取り除かれる。第２フィルタ部のような役割を果
すフィルタの特性または個数は、第１フィルタ部から出
力する音響信号の信号歪補償程度と人間の聴覚能力とに
より適合に調節される。
可聴周波数帯域中の低周波領域の分解能を高め、高周波
領域では相対的に分解能を低める。低周波領域に対する
分解能を高めるため、低域通過フィルタでは全体可聴周
波数帯域を帯域分解する。低域通過フィルタを通過しな
い全体可聴周波数帯域の音響信号は、第１フィルタ部に
より歪補償される。低域通過フィルタを通過して得られ
る分解帯域の音響信号は、第２フィルタ部により全体可
聴周波数帯域の信号歪補償ができなかった歪部分を除去
させ得るようフィルタリングされた後、全体可聴周波数
帯域の歪補償された音響信号に加算される。言い換えれ
ば、全体可聴周波数帯域の歪補償された音響信号は、第
２フィルタ部から得られる信号により減算される。従っ
て、第１フィルタ部により歪補償された音響信号は、第
２フィルタ部から出力する信号に応じて残された信号歪
部分が取り除かれる。第２フィルタ部のような役割を果
すフィルタの特性または個数は、第１フィルタ部から出
力する音響信号の信号歪補償程度と人間の聴覚能力とに
より適合に調節される。
【００１６】
【実施例】以下、添付した図面に基づき本発明の一実施
例を詳細に説明する。図１Ａ及び図１Ｂは、スピーカシ
ステムにより発生する歪を示す特性図である。図１Ａは
歪が発生した音圧／周波数特性を示し、図１Ｂは歪が発
生したインパルス応答特性を示す。
例を詳細に説明する。図１Ａ及び図１Ｂは、スピーカシ
ステムにより発生する歪を示す特性図である。図１Ａは
歪が発生した音圧／周波数特性を示し、図１Ｂは歪が発
生したインパルス応答特性を示す。
【００１７】殆どの音響機器は、電気信号を機械的な振
動による音響信号に変える。かかる過程において、信号
はそのシステムが有する伝達関数により歪される。本実
施例ではこのような歪を補償するための多分解能の線形
歪補償方法及び装置を開示する。一般に、人間の内耳に
当たるうずまき管(cochlea) は、音の周波数を分析す
る。上記うずまき管は位置により共振周波数が異なるの
で、うずまき管内の各位置は特定周波数に対応する。そ
して、うずまき管の周波数スケールは線形的ではなく指
数関数的な特徴を有する。即ち、人の音分析系を同一な
周波数分解能を有するフィルタバンク(filter bank) と
すれば、フィルタバンクを構成する各フィルタの周波数
帯域は、中心周波数が高いほど帯域幅が大きくなる定数
−Ｑ(Constant-Q)の形態を有する。従って、人は低周波
であるほど音響信号の周波数変化を関知しやすく、高周
波であるほど周波数変化を関知にしにくい。本実施例で
は、かかる人間の聴覚特性を用い、低周波帯域では高い
周波数分解能で、高周波帯域では相対的に低い周波数分
解能で、スピーカシステムから発生される音響信号の歪
を補償する。このような本実施例の多分解能の線形歪補
償方法は、可聴周波数帯域の周波数分解能より高い周波
数分解能を提供する周波数帯域を形成するため、次の図
２Ａ及び図２Ｂに説明されたバルクスケールを用いる。
動による音響信号に変える。かかる過程において、信号
はそのシステムが有する伝達関数により歪される。本実
施例ではこのような歪を補償するための多分解能の線形
歪補償方法及び装置を開示する。一般に、人間の内耳に
当たるうずまき管(cochlea) は、音の周波数を分析す
る。上記うずまき管は位置により共振周波数が異なるの
で、うずまき管内の各位置は特定周波数に対応する。そ
して、うずまき管の周波数スケールは線形的ではなく指
数関数的な特徴を有する。即ち、人の音分析系を同一な
周波数分解能を有するフィルタバンク(filter bank) と
すれば、フィルタバンクを構成する各フィルタの周波数
帯域は、中心周波数が高いほど帯域幅が大きくなる定数
−Ｑ(Constant-Q)の形態を有する。従って、人は低周波
であるほど音響信号の周波数変化を関知しやすく、高周
波であるほど周波数変化を関知にしにくい。本実施例で
は、かかる人間の聴覚特性を用い、低周波帯域では高い
周波数分解能で、高周波帯域では相対的に低い周波数分
解能で、スピーカシステムから発生される音響信号の歪
を補償する。このような本実施例の多分解能の線形歪補
償方法は、可聴周波数帯域の周波数分解能より高い周波
数分解能を提供する周波数帯域を形成するため、次の図
２Ａ及び図２Ｂに説明されたバルクスケールを用いる。
【００１８】図２Ａ及び図２Ｂは、本実施例によるバル
クスケールと周波数スケールとの関係を示す。図２Ａ及
び図２Ｂにおいて、水平軸は周波数スケールを示し、垂
直軸はバルクスケールを示す。人間の聴覚的分解能は、
図２Ａまたは図２Ｂに示した２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ程度
の可聴周波数帯域では曲線の傾きで示される。人間の聴
覚特性による非線形周波数スケールは、バルクスケール
の変数Ｚと周波数ｆとの関係を示す次の式（１）により
線形的な周波数スケールで示される。
クスケールと周波数スケールとの関係を示す。図２Ａ及
び図２Ｂにおいて、水平軸は周波数スケールを示し、垂
直軸はバルクスケールを示す。人間の聴覚的分解能は、
図２Ａまたは図２Ｂに示した２０Ｈｚ〜２０ＫＨｚ程度
の可聴周波数帯域では曲線の傾きで示される。人間の聴
覚特性による非線形周波数スケールは、バルクスケール
の変数Ｚと周波数ｆとの関係を示す次の式（１）により
線形的な周波数スケールで示される。
【００１９】 Ｚ＝７×１ｎ［（ｆ／６５０）＋｛（ｆ／６５０）2 ＋１｝1/2 ］…（１） 上記式（１）において、バルク値（Ｚ）はうずまき管内
の周波数関知位置と線形的な対応関係を有する。相異な
る周波数分解能を有する２つの周波数帯域を定めるた
め、本発明の一実施例ではバルクスケールを図２Ａに示
したように等間隔に分割する。分割されたバルクスケー
ルに基づき、２９．５以下のバルク値に対応する周波数
帯域を“第１帯域”、１４．８以下のバルク値に対応す
る周波数帯域を“第２帯域”に区分する。第１帯域は可
聴周波数帯域と同一である。図２Ａは２つの帯域それぞ
れに対する周波数を示す。各帯域の信号歪補正に用いら
れるＦＩＲフィルタのタップ数は、定数−Ｑの特性に基
づいた次の式（２）により定められる。
の周波数関知位置と線形的な対応関係を有する。相異な
る周波数分解能を有する２つの周波数帯域を定めるた
め、本発明の一実施例ではバルクスケールを図２Ａに示
したように等間隔に分割する。分割されたバルクスケー
ルに基づき、２９．５以下のバルク値に対応する周波数
帯域を“第１帯域”、１４．８以下のバルク値に対応す
る周波数帯域を“第２帯域”に区分する。第１帯域は可
聴周波数帯域と同一である。図２Ａは２つの帯域それぞ
れに対する周波数を示す。各帯域の信号歪補正に用いら
れるＦＩＲフィルタのタップ数は、定数−Ｑの特性に基
づいた次の式（２）により定められる。
【００２０】 ２９．５／Ｎ1 ＝１４．８／Ｎ2 …（２） 上記式（２）において、Ｎ1 は第１帯域におけるＦＩＲ
フィルタのタップ数であり、Ｎ2 は第２帯域におけるＦ
ＩＲフィルタのタップ数である。全体可聴周波数帯域に
対するフィルタのタップ数を２００個と定める場合、全
体のタップ数と各帯域におけるタップ数との間には、次
の式（３）が成り立つ。
フィルタのタップ数であり、Ｎ2 は第２帯域におけるＦ
ＩＲフィルタのタップ数である。全体可聴周波数帯域に
対するフィルタのタップ数を２００個と定める場合、全
体のタップ数と各帯域におけるタップ数との間には、次
の式（３）が成り立つ。
【００２１】 Ｎ1 ＋Ｎ2 ＝２００ …（３） 従って、上記式（２）と（３）とを用いれば、Ｎ1 ＝１
３３，Ｎ2 ＝６７となる。有限衝撃応答フィルタを用い
て音響信号に対する歪補償を行う場合、補償される周波
数分解能は、サンプリング周波数をＦＩＲフィルタの次
数で割った値となる。サンプリング周波数ｆｓが４４．
１ＫＨｚの際、ＦＩＲフィルタの分解能は、Ｎ1 ＝１３
３の第１帯域の場合におよそ３３０Ｈｚである。第２帯
域の場合、４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でサン
プリングされたデータを７：１でデシメーション(decim
ation)して、サンプリング周波数を６．３ＫＨｚにす
る。６．３ＫＨｚのサンプリング周波数とＮ2 ＝６７と
に対する周波数分解能は、およそ９０Ｈｚ程度となる。
３３，Ｎ2 ＝６７となる。有限衝撃応答フィルタを用い
て音響信号に対する歪補償を行う場合、補償される周波
数分解能は、サンプリング周波数をＦＩＲフィルタの次
数で割った値となる。サンプリング周波数ｆｓが４４．
１ＫＨｚの際、ＦＩＲフィルタの分解能は、Ｎ1 ＝１３
３の第１帯域の場合におよそ３３０Ｈｚである。第２帯
域の場合、４４．１ＫＨｚのサンプリング周波数でサン
プリングされたデータを７：１でデシメーション(decim
ation)して、サンプリング周波数を６．３ＫＨｚにす
る。６．３ＫＨｚのサンプリング周波数とＮ2 ＝６７と
に対する周波数分解能は、およそ９０Ｈｚ程度となる。
【００２２】このように、第２帯域の音響信号をデシミ
ーションした後にＦＩＲフィルタリングすれば、１：７
の補間により第２帯域の音響信号に対する周波数分解能
が向上する。その結果、可聴周波数帯域の低周波帯域は
高い周波数分解能のフィルタリングが可能なので、少な
いフィルタ数でも効率的な信号歪補償が可能である。
ーションした後にＦＩＲフィルタリングすれば、１：７
の補間により第２帯域の音響信号に対する周波数分解能
が向上する。その結果、可聴周波数帯域の低周波帯域は
高い周波数分解能のフィルタリングが可能なので、少な
いフィルタ数でも効率的な信号歪補償が可能である。
【００２３】次いで、可聴周波数帯域を周波数分解能が
相異なる３つの帯域に区分する場合の各帯域に対する信
号歪補償を説明する。可聴周波数帯域を３つの帯域に区
分するため、バルクスケールを等間隔に分割すれば、図
２Ｂに示した通り、２０Ｈｚから２２．０５ＫＨｚまで
が“第１帯域”、２０Ｈｚから５．４ＫＨｚまでが“第
２帯域”、そして２０Ｈｚから１．２ＫＨｚまでが“第
３帯域”となる。各帯域に対するＦＩＲフィルタの周波
数分解能は、全体可聴周波数に対するフィルタのタップ
数が２００の場合、定数−Ｑの特性による次の式（４）
及び（５）に基づいて計算される。
相異なる３つの帯域に区分する場合の各帯域に対する信
号歪補償を説明する。可聴周波数帯域を３つの帯域に区
分するため、バルクスケールを等間隔に分割すれば、図
２Ｂに示した通り、２０Ｈｚから２２．０５ＫＨｚまで
が“第１帯域”、２０Ｈｚから５．４ＫＨｚまでが“第
２帯域”、そして２０Ｈｚから１．２ＫＨｚまでが“第
３帯域”となる。各帯域に対するＦＩＲフィルタの周波
数分解能は、全体可聴周波数に対するフィルタのタップ
数が２００の場合、定数−Ｑの特性による次の式（４）
及び（５）に基づいて計算される。
【００２４】 ２９．５／Ｎ1 ＝１９．７／Ｎ2 ＝９．８／Ｎ3 …（４） Ｎ1 ＋Ｎ2 ＋Ｎ3 ＝２００ …（５） ３つの帯域に対するタップ数及び分解能は、可聴周波数
帯域を周波数分解能が異なる２つの帯域に区分する場合
と同様の方法により計算され、その結果を次の表１に示
す。
帯域を周波数分解能が異なる２つの帯域に区分する場合
と同様の方法により計算され、その結果を次の表１に示
す。
【００２５】
【表１】
【００２６】帯域区分に用いられたバルクスケール上の
境界値が本発明を限定することは無いので、他のバルク
値を用いて可聴周波数帯域の周波数分解能より高い周波
数分解能を有する領域を設定し、各領域に対するＦＩＲ
フィルタリングをすることも、本発明の技術範囲内で可
能である。相異なる周波数分解能を有する帯域について
信号歪を補償する実際の装置を、次の図３に基づき説明
する。
境界値が本発明を限定することは無いので、他のバルク
値を用いて可聴周波数帯域の周波数分解能より高い周波
数分解能を有する領域を設定し、各領域に対するＦＩＲ
フィルタリングをすることも、本発明の技術範囲内で可
能である。相異なる周波数分解能を有する帯域について
信号歪を補償する実際の装置を、次の図３に基づき説明
する。
【００２７】図３は本発明の好適な一実施例による線歪
補償装置を示すブロック図である。図３において、音響
信号入力端２０と加算器６０との間には、図２Ｂの各帯
域に入っている音響信号の歪補償のための第１フィルタ
部３０，第２フィルタ部４０及び第３フィルタ部３０が
並列に連結される。加算器６０は各フィルタ部から供給
される信号を加算する。第１フィルタ部３０は、第１帯
域の音響信号に入っている歪を補償する。第２フィルタ
部４０及び第３フィルタ部５０は、それぞれ第２帯域及
び第３帯域の音響信号に対する歪を補償する。各フィル
タ部３０，４０，５０は、表１に示したタップ数を有す
るＦＩＲフィルタをそれぞれ備える。
補償装置を示すブロック図である。図３において、音響
信号入力端２０と加算器６０との間には、図２Ｂの各帯
域に入っている音響信号の歪補償のための第１フィルタ
部３０，第２フィルタ部４０及び第３フィルタ部３０が
並列に連結される。加算器６０は各フィルタ部から供給
される信号を加算する。第１フィルタ部３０は、第１帯
域の音響信号に入っている歪を補償する。第２フィルタ
部４０及び第３フィルタ部５０は、それぞれ第２帯域及
び第３帯域の音響信号に対する歪を補償する。各フィル
タ部３０，４０，５０は、表１に示したタップ数を有す
るＦＩＲフィルタをそれぞれ備える。
【００２８】第１フィルタ部３０は、可聴周波数帯域の
音響信号を等化させるための１つのＦＩＲフィルタを備
える。第２フィルタ部４０は、５．４ＫＨｚ以下の音響
信号を通過させるための第１低域通過フィルタ４１及び
第２低域通過フィルタ４５を備える。第１低域通過フィ
ルタ４１の出力信号は３：１デシメーションを行う第１
デシメータ（decimator ）４２に入力される。第１ＦＩ
Ｒフィルタ４３は、第１デシメータ４２の出力信号を印
加されて等化させ、第１補間器４４に出力する。第１補
間器４４は、３：１にデシメーションされた音響信号を
元の信号に復元する。第２低域通過フィルタ４５は、第
１補間器４４の出力信号に入っているノイズを取り除
く。第１遅延器４６は、第２低域通過フィルタ４５の出
力信号を前記第１フィルタ部３０の出力信号と同期させ
るために遅延させる。
音響信号を等化させるための１つのＦＩＲフィルタを備
える。第２フィルタ部４０は、５．４ＫＨｚ以下の音響
信号を通過させるための第１低域通過フィルタ４１及び
第２低域通過フィルタ４５を備える。第１低域通過フィ
ルタ４１の出力信号は３：１デシメーションを行う第１
デシメータ（decimator ）４２に入力される。第１ＦＩ
Ｒフィルタ４３は、第１デシメータ４２の出力信号を印
加されて等化させ、第１補間器４４に出力する。第１補
間器４４は、３：１にデシメーションされた音響信号を
元の信号に復元する。第２低域通過フィルタ４５は、第
１補間器４４の出力信号に入っているノイズを取り除
く。第１遅延器４６は、第２低域通過フィルタ４５の出
力信号を前記第１フィルタ部３０の出力信号と同期させ
るために遅延させる。
【００２９】第３フィルタ部５０は、第２フィルタ部４
０と同様、第３低域通過フィルタ５１，第２デシメータ
５２，第２ＦＩＲフィルタ５３，第２補間器５４，第４
低域通過フィルタ５５及び第２遅延器５６を備える。第
３低域通過フィルタ５１は、１．３２ＫＨｚ以下の周波
数を有する音響信号を出力する。第２デシメータ５２と
第２補間器５４とは、１５：１のデシメーション及び
１：１５の補間のために使われる。
０と同様、第３低域通過フィルタ５１，第２デシメータ
５２，第２ＦＩＲフィルタ５３，第２補間器５４，第４
低域通過フィルタ５５及び第２遅延器５６を備える。第
３低域通過フィルタ５１は、１．３２ＫＨｚ以下の周波
数を有する音響信号を出力する。第２デシメータ５２と
第２補間器５４とは、１５：１のデシメーション及び
１：１５の補間のために使われる。
【００３０】図３の装置の動作を説明する前に、第１フ
ィルタ部３０のＦＩＲフィルタに対するフィルタ係数を
得る過程を説明する。スピーカシステムのインパルス応
答をＳ（ｎ）とすれば、無響室で測定したＳ（ｎ）は次
の式（６）で示される。 スピーカシステムの周波数応答Ｓ（ωk ）は、インパル
ス応答Ｓ（ｎ）をＤＦＴ（Discrete Fourier Transfor
m）して得られる。
ィルタ部３０のＦＩＲフィルタに対するフィルタ係数を
得る過程を説明する。スピーカシステムのインパルス応
答をＳ（ｎ）とすれば、無響室で測定したＳ（ｎ）は次
の式（６）で示される。 スピーカシステムの周波数応答Ｓ（ωk ）は、インパル
ス応答Ｓ（ｎ）をＤＦＴ（Discrete Fourier Transfor
m）して得られる。
【００３１】 式（７）に示される周波数応答を有するスピーカシステ
ムの逆システムに対する周波数応答Ｆ1 （ωk ）は、次
の式（８）で示される。
ムの逆システムに対する周波数応答Ｆ1 （ωk ）は、次
の式（８）で示される。
【００３２】 ここで、２０ＫＨｚ未満の値を“０”にした理由は、定
周波領域における極端なブースト（boost ）によりスピ
ーカが損傷されることを防止するためである。
周波領域における極端なブースト（boost ）によりスピ
ーカが損傷されることを防止するためである。
【００３３】第１フィルタ部３０は、上記式（８）に示
される周波数応答特性を有するＦＩＲフィルタより構成
され、可聴周波数の全帯域に対してスピーカシステムに
より生じた歪を補償する。第１フィルタ部３０のフィル
タ係数を定めるため、図２の第１帯域に割り当てられた
Ｎ1 個（＝９８個）のタップに対する値は０〜４４．１
ＫＨｚの範囲内で等間隔に選択され、ＩＤＦＴされる。
その結果、得られるＮ 1 個の係数は、第１フィルタ部３
０のフィルタ係数として使われる。従って、第１帯域の
周波数を有する音響信号は、前述した方式で計算された
フィルタ係数を有する第１フィルタ部３０により歪補償
される。
される周波数応答特性を有するＦＩＲフィルタより構成
され、可聴周波数の全帯域に対してスピーカシステムに
より生じた歪を補償する。第１フィルタ部３０のフィル
タ係数を定めるため、図２の第１帯域に割り当てられた
Ｎ1 個（＝９８個）のタップに対する値は０〜４４．１
ＫＨｚの範囲内で等間隔に選択され、ＩＤＦＴされる。
その結果、得られるＮ 1 個の係数は、第１フィルタ部３
０のフィルタ係数として使われる。従って、第１帯域の
周波数を有する音響信号は、前述した方式で計算された
フィルタ係数を有する第１フィルタ部３０により歪補償
される。
【００３４】しかし、第１フィルタ部３０を用いて完全
に音響信号の歪を補償するためには、第１フィルタ部３
０に無限次数のＦＩＲフィルタを要する。すなわち、限
定されたフィルタ係数を有する第１フィルタ部３０によ
っては完全な歪補償がなされない。従って、第１フィル
タ部３０で補償されない信号歪を補償するために、第２
フィルタ部４０を使う。
に音響信号の歪を補償するためには、第１フィルタ部３
０に無限次数のＦＩＲフィルタを要する。すなわち、限
定されたフィルタ係数を有する第１フィルタ部３０によ
っては完全な歪補償がなされない。従って、第１フィル
タ部３０で補償されない信号歪を補償するために、第２
フィルタ部４０を使う。
【００３５】第２フィルタ部４０は、第１フィルタ部３
０で補償できなかった歪を補償するため、次の式（９）
により決定される周波応答Ｆ2 （ω）を有するよう構成
される。 Ｓ（ω）Ｆ2 （ω）＝−Ｅ1 （ω） …（９） 第２フィルタ部４０の周波数応答Ｆ2 （ω）と第１ＦＩ
Ｒフィルタ４３の周波数応答Ｆ2 ’（ω）及び低域通過
フィルタ４１，４５の伝達関数間の関係は、次の式（１
０）に示される。
０で補償できなかった歪を補償するため、次の式（９）
により決定される周波応答Ｆ2 （ω）を有するよう構成
される。 Ｓ（ω）Ｆ2 （ω）＝−Ｅ1 （ω） …（９） 第２フィルタ部４０の周波数応答Ｆ2 （ω）と第１ＦＩ
Ｒフィルタ４３の周波数応答Ｆ2 ’（ω）及び低域通過
フィルタ４１，４５の伝達関数間の関係は、次の式（１
０）に示される。
【００３６】 Ｆ2 （ω）＝−｛（Ｅ1 （ω）／Ｓ（ω）｝ ＝Ｆ2 ’（ω）Ｌ2 2（ω） …（１０） ここで、Ｆ2 ’（ω）は低域通過フィルタの影響が取り
除かれた周波数応答であり、Ｌ2 （ω）は低域通過フィ
ルタの伝達関数を意味する。第１ＦＩＲフィルタ４３の
周波数応答｛Ｆ2 ’（ω）｝は、次の式（１１）により
決定される。
除かれた周波数応答であり、Ｌ2 （ω）は低域通過フィ
ルタの伝達関数を意味する。第１ＦＩＲフィルタ４３の
周波数応答｛Ｆ2 ’（ω）｝は、次の式（１１）により
決定される。
【００３７】 本実施例では、第２フィルタ部４０の第１ＦＩＲフィル
タ部４３が１４．７ＫＨｚのサンプリング周波数を有す
る信号を処理するよう構成する。第１低域通過フィルタ
４１は、可聴周波数帯域の音響信号を入力されて、アリ
アシング（aliasing）を防ぐと共に、５．４ＫＨｚ以下
の周波数帯域を有する音響信号のみを第１デシメータ４
２に出力する。第１デシメータ４２は、第１低域通過フ
ィルタ４１から供給される音響信号を３：１にデシメー
ションさせ、音響信号のサンプリング周波数を１４．７
ＫＨｚ（＝４４．１ＫＨｚ／３）に落とす。その結果、
最大周波数が７．３５ＫＨｚの音響信号が得られる。デ
シメーションにより得られた音響信号は第１ＦＩＲフィ
ルタ４３に入力される。
タ部４３が１４．７ＫＨｚのサンプリング周波数を有す
る信号を処理するよう構成する。第１低域通過フィルタ
４１は、可聴周波数帯域の音響信号を入力されて、アリ
アシング（aliasing）を防ぐと共に、５．４ＫＨｚ以下
の周波数帯域を有する音響信号のみを第１デシメータ４
２に出力する。第１デシメータ４２は、第１低域通過フ
ィルタ４１から供給される音響信号を３：１にデシメー
ションさせ、音響信号のサンプリング周波数を１４．７
ＫＨｚ（＝４４．１ＫＨｚ／３）に落とす。その結果、
最大周波数が７．３５ＫＨｚの音響信号が得られる。デ
シメーションにより得られた音響信号は第１ＦＩＲフィ
ルタ４３に入力される。
【００３８】第１ＦＩＲフィルタ４３は、上記式（１
１）に基づき計算されたフィルタ係数により音響信号を
フィルタリングする。第１ＦＩＲフィルタ４３のＮ2 個
のフィルタ係数は、０〜１４．７ＫＨｚ間の周波数値を
等間隔に選択し、選択された周波数値をＩＤＦＴさせる
ことにより得られる。フィルタリングされた音響信号
は、第１補間器４４により１：３補間され、第２低域通
過フィルタ４５によりノイズが取り除かれる。第１遅延
器４６は、第２低域通過フィルタ４５からの出力信号を
入力されて、第１フィルタ部３０の対応音響信号と時間
的に一致されるように遅延して出力する。
１）に基づき計算されたフィルタ係数により音響信号を
フィルタリングする。第１ＦＩＲフィルタ４３のＮ2 個
のフィルタ係数は、０〜１４．７ＫＨｚ間の周波数値を
等間隔に選択し、選択された周波数値をＩＤＦＴさせる
ことにより得られる。フィルタリングされた音響信号
は、第１補間器４４により１：３補間され、第２低域通
過フィルタ４５によりノイズが取り除かれる。第１遅延
器４６は、第２低域通過フィルタ４５からの出力信号を
入力されて、第１フィルタ部３０の対応音響信号と時間
的に一致されるように遅延して出力する。
【００３９】実際には、第２フィルタ部４０も第１フィ
ルタ部３０から生じた誤差を完全に補償できない。従っ
て、第３フィルタ部５０が、第１フィルタ部３０と第２
フィルタ部４０で補償できなかった誤差を補償するため
に使われる。このようなフィルタ部の個数は本発明を限
定せず、可聴周波数帯域を２つの帯域または他の個数の
帯域に分割して各帯域に対して歪補償を実現すること
も、本発明の技術範囲内において可能である。
ルタ部３０から生じた誤差を完全に補償できない。従っ
て、第３フィルタ部５０が、第１フィルタ部３０と第２
フィルタ部４０で補償できなかった誤差を補償するため
に使われる。このようなフィルタ部の個数は本発明を限
定せず、可聴周波数帯域を２つの帯域または他の個数の
帯域に分割して各帯域に対して歪補償を実現すること
も、本発明の技術範囲内において可能である。
【００４０】第３フィルタ部５０の説明に戻って、第３
フィルタ部５０の周波数応答をＦ3（ω）とすれば、周
波数領域におけるインパルス応答Ｓ（ω）と周波数応答
Ｆ3（ω）及び誤差Ｅ2 （ω）の間には、次の式（１
２）に示される関係を有する。 Ｓ（ω）Ｆ3 （ω）＝−Ｅ2 （ω） …（１２） 従って、第３フィルタ部５０の周波数応答Ｆ3 （ω）と
第２ＦＩＲフィルタ５３の周波数応答Ｆ3 ’（ω）及び
低域通過フィルタ５１，５５の伝達関数間には、次の式
（１３）に示される関係を有する。
フィルタ部５０の周波数応答をＦ3（ω）とすれば、周
波数領域におけるインパルス応答Ｓ（ω）と周波数応答
Ｆ3（ω）及び誤差Ｅ2 （ω）の間には、次の式（１
２）に示される関係を有する。 Ｓ（ω）Ｆ3 （ω）＝−Ｅ2 （ω） …（１２） 従って、第３フィルタ部５０の周波数応答Ｆ3 （ω）と
第２ＦＩＲフィルタ５３の周波数応答Ｆ3 ’（ω）及び
低域通過フィルタ５１，５５の伝達関数間には、次の式
（１３）に示される関係を有する。
【００４１】 Ｆ3 （ω）＝−｛（Ｅ2 （ω）／Ｓ（ω）｝ ＝Ｆ3 ’（ω）Ｌ3 2（ω） …（１３） ここで、Ｆ3 ’（ω）は低域通過フィルタの影響が取り
除かれた関数であり、Ｌ3 （ω）は低域通過フィルタの
伝達関数である。従って、第３帯域に属する音響信号の
歪補償のための第２ＦＩＲフィルタ５３の周波数応答Ｆ
3 ’（ω）は、次の式（１４）により決定される。
除かれた関数であり、Ｌ3 （ω）は低域通過フィルタの
伝達関数である。従って、第３帯域に属する音響信号の
歪補償のための第２ＦＩＲフィルタ５３の周波数応答Ｆ
3 ’（ω）は、次の式（１４）により決定される。
【００４２】 第２ＦＩＲフィルタ５３のＮ3 個のフィルタ係数は、０
〜２．９４ＫＨｚを等間隔に分割して決定される周波数
値をＩＤＦＴさせて得る。第２ＦＩＲフィルタ５３が前
述した通り決定されたフィルタ係数を有する場合、第３
フィルタ部５０は第２フィルタ部４０と同一な方式で信
号を処理する。
〜２．９４ＫＨｚを等間隔に分割して決定される周波数
値をＩＤＦＴさせて得る。第２ＦＩＲフィルタ５３が前
述した通り決定されたフィルタ係数を有する場合、第３
フィルタ部５０は第２フィルタ部４０と同一な方式で信
号を処理する。
【００４３】まず、第３低域通過フィルタ５１は、入力
する音響信号から１．２ＫＨｚ以下の周波数帯域を有す
る音響信号のみを第２デシメータ５２に出力する。第２
デシメータ５２は、入力信号に対して１５：１のデシメ
ーションを行って、２．９４ＫＨｚ（＝４４．１１ＫＨ
ｚ／１５）のサンプリング周波数を有する音響信号を発
生する。第２ＦＩＲフィルタ５３は、１５：１にデシメ
ーションされた信号を入力されて、既に設定されたフィ
ルタ係数を用いてフィルタリングした後、第２補間器５
４に出力する。第２補間器５４は、入力信号を１：１５
の比率に補完させて出力し、第４低域通過フィルタ５５
は、補間により発生するノイズを取り除いて出力する。
第２遅延器５６は、第４低域通過フィルタ５６からの出
力信号を入力されて、第１フィルタ部３０の対応音響信
号と時間的に一致するよう遅延させて出力する。加算器
６０は、各フィルタ部３０，４０，５０からの出力信号
を入力され、合算して出力する。
する音響信号から１．２ＫＨｚ以下の周波数帯域を有す
る音響信号のみを第２デシメータ５２に出力する。第２
デシメータ５２は、入力信号に対して１５：１のデシメ
ーションを行って、２．９４ＫＨｚ（＝４４．１１ＫＨ
ｚ／１５）のサンプリング周波数を有する音響信号を発
生する。第２ＦＩＲフィルタ５３は、１５：１にデシメ
ーションされた信号を入力されて、既に設定されたフィ
ルタ係数を用いてフィルタリングした後、第２補間器５
４に出力する。第２補間器５４は、入力信号を１：１５
の比率に補完させて出力し、第４低域通過フィルタ５５
は、補間により発生するノイズを取り除いて出力する。
第２遅延器５６は、第４低域通過フィルタ５６からの出
力信号を入力されて、第１フィルタ部３０の対応音響信
号と時間的に一致するよう遅延させて出力する。加算器
６０は、各フィルタ部３０，４０，５０からの出力信号
を入力され、合算して出力する。
【００４４】図４Ａないし図４Ｄはスピーカから発生し
た歪の補償結果を示した特性図である。図４Ａないし図
４Ｃは、本実施例により可聴周波数帯域を２つの帯域に
区分して信号処理した場合の、多分解能の線形歪補償の
結果を示す。即ち、図３の装置の説明に示したバルクス
ケールを用いた帯域分割及びフィルタ係数決定方法を２
つの帯域に適用した場合の特性曲線を示す。一方、図４
Ｄは従来の方式、即ち全帯域に対して一定した分解能を
有する方式に従って１０２４個のタップ数を有するＦＩ
Ｒフィルタを用いて歪補償した結果を示す。
た歪の補償結果を示した特性図である。図４Ａないし図
４Ｃは、本実施例により可聴周波数帯域を２つの帯域に
区分して信号処理した場合の、多分解能の線形歪補償の
結果を示す。即ち、図３の装置の説明に示したバルクス
ケールを用いた帯域分割及びフィルタ係数決定方法を２
つの帯域に適用した場合の特性曲線を示す。一方、図４
Ｄは従来の方式、即ち全帯域に対して一定した分解能を
有する方式に従って１０２４個のタップ数を有するＦＩ
Ｒフィルタを用いて歪補償した結果を示す。
【００４５】図４Ａは、可聴周波数帯域全体に対してバ
ルクスケールを用いてタップ数が決定されたＦＩＲフィ
ルタを用いた音響信号歪補償の結果を示す。図４Ａから
わかるように、３ＫＨｚ以上の高周波帯域では±０．５
ｄＢ以内のリップル（ｒｉｐｐｌｅ）が現れる。そし
て、１ＫＨｚから３ＫＨｚまでの周波数帯域ではおよそ
±１ｄＢ以内のリップルが存する。一方、１ＫＨｚ以下
では±１．５ｄＢ以上のリップルが存するので、追加的
な歪補償が要求される。
ルクスケールを用いてタップ数が決定されたＦＩＲフィ
ルタを用いた音響信号歪補償の結果を示す。図４Ａから
わかるように、３ＫＨｚ以上の高周波帯域では±０．５
ｄＢ以内のリップル（ｒｉｐｐｌｅ）が現れる。そし
て、１ＫＨｚから３ＫＨｚまでの周波数帯域ではおよそ
±１ｄＢ以内のリップルが存する。一方、１ＫＨｚ以下
では±１．５ｄＢ以上のリップルが存するので、追加的
な歪補償が要求される。
【００４６】図４Ｂは、０〜５．２ＫＨｚの周波数帯域
に入っている音響信号の補償結果を示す。図４Ｂでは
５．２ＫＨｚ以上の周波数帯域に対する信号歪補償はな
されない。反面、５．２ＫＨｚ以下の周波数帯域のうち
１００Ｈｚ以上の帯域では、±０．５ｄＢ程度のリップ
ルを有する良好な振幅／周波数特性を示す。実際に、±
１ｄＢ程度では原音と再生音とを区分しにくい。
に入っている音響信号の補償結果を示す。図４Ｂでは
５．２ＫＨｚ以上の周波数帯域に対する信号歪補償はな
されない。反面、５．２ＫＨｚ以下の周波数帯域のうち
１００Ｈｚ以上の帯域では、±０．５ｄＢ程度のリップ
ルを有する良好な振幅／周波数特性を示す。実際に、±
１ｄＢ程度では原音と再生音とを区分しにくい。
【００４７】図４Ｃは、スピーカから発生した歪を本実
施例の多分解能の線形歪補償装置で補償してから得られ
たインパルス応答特性を示す。図１Ｂのインパルス応答
と比較すれば、歪補償された後に改善された応答特性を
有することがわかる。 本実施例の多分解能の歪補償装
置による歪補償程度は、図４Ｂと図４Ｄとを比較すれば
さらに明らかになる。図４Ｄは、１０２４個のタップ数
を有する従来のＦＩＲフィルタによる歪補償の結果であ
り、図４Ｂは、２７２個のタップ数を有する多分解能線
形歪補償装置による歪補償結果である。
施例の多分解能の線形歪補償装置で補償してから得られ
たインパルス応答特性を示す。図１Ｂのインパルス応答
と比較すれば、歪補償された後に改善された応答特性を
有することがわかる。 本実施例の多分解能の歪補償装
置による歪補償程度は、図４Ｂと図４Ｄとを比較すれば
さらに明らかになる。図４Ｄは、１０２４個のタップ数
を有する従来のＦＩＲフィルタによる歪補償の結果であ
り、図４Ｂは、２７２個のタップ数を有する多分解能線
形歪補償装置による歪補償結果である。
【００４８】尚、前述した本発明の一実施例に用いられ
た第２フィルタ部及び第３フィルタ部のサンプリング周
波数は、本発明を限定することなく、他のサンプリング
周波数を有するＦＩＲフィルタを用いて実施例を構成す
ることも本発明の技術範囲内で可能である。
た第２フィルタ部及び第３フィルタ部のサンプリング周
波数は、本発明を限定することなく、他のサンプリング
周波数を有するＦＩＲフィルタを用いて実施例を構成す
ることも本発明の技術範囲内で可能である。
【００４９】
【発明の効果】以上述べたように、本発明の線形歪補償
方法及びその装置は、バルクスケールを用い、帯域分割
してフィルタ係数を決定することにより、フィルタのタ
ップ数を減らしながら人間の耳では区分できない程度ま
で音響信号の歪を補償しうる。
方法及びその装置は、バルクスケールを用い、帯域分割
してフィルタ係数を決定することにより、フィルタのタ
ップ数を減らしながら人間の耳では区分できない程度ま
で音響信号の歪を補償しうる。
【図１Ａ】スピーカシステムにより発生する歪を示す音
圧／周波数特性図である。
圧／周波数特性図である。
【図１Ｂ】スピーカシステムにより発生する歪を示すイ
ンパルス応答特性図である。
ンパルス応答特性図である。
【図２Ａ】本実施例の帯域分割に用いられるバルクスケ
ールと線形的な周波数スケールの関係を示す特性図であ
る。
ールと線形的な周波数スケールの関係を示す特性図であ
る。
【図２Ｂ】本実施例の帯域分割に用いられるバルクスケ
ールと線形的な周波数スケールの関係を示す特性図であ
る。
ールと線形的な周波数スケールの関係を示す特性図であ
る。
【図３】本発明の好適な一実施例による線形歪補償装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図４Ａ】本実施例によるスピーカシステムから発生し
た歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図である。
た歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図である。
【図４Ｂ】本実施例によるスピーカシステムから発生し
た歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図である。
た歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図である。
【図４Ｃ】本実施例によるスピーカシステムから発生し
た歪の補償結果を示したインパルス応答特性図である。
た歪の補償結果を示したインパルス応答特性図である。
【図４Ｄ】従来の多タップ数の装置でスピーカシステム
から発生した歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図
である。
から発生した歪の補償結果を示した音圧／周波数特性図
である。
３０，４０，５０ フィルタ部 ４１，４５，５１，５５ 低域通過フィルタ ４２，５２ デシメータ ４３，５３ ＦＩＲフィルタ ４４，５４ 補間器 ４６，５６ 遅延器 ６０ 加算器
Claims (17)
- 【請求項１】 スピーカシステムから発生される音響信
号の歪を補償する線形歪補償装置であって、 可聴周波数帯域の音響信号を印加されて、所定の第１の
周波数分解能に基づき信号歪を補償する第１フィルタ手
段と、 前記可聴周波数帯域の音響信号を印加されて、前記可聴
周波数帯域より最大周波数が低い第１副帯域の音響信号
を抽出し、前記第１の周波数分解能より分解能が高い第
２の周波数分解能に基づき第１副帯域の音響信号を歪補
償するための第２フィルタ手段と、 前記第１及び第２フィルタ手段の出力信号を加算するた
めの加算器とを含むことを特徴とする線形歪補償装置。 - 【請求項２】 前記第１及び第２フィルタ手段は、バル
クスケール上で等しい間隔に分割される値に対応する周
波数値を該当帯域の最大周波数と定め、各帯域に対する
周波数分解能によりフィルタ係数を設定することを特徴
とする請求項１記載の線形歪補償装置。 - 【請求項３】 前記第１フィルタ手段はＦＩＲフィルタ
からなることを特徴とする請求項１または２記載の線形
歪補償装置。 - 【請求項４】 前記第２フィルタ手段は、 前記第１副帯域の音響信号を抽出するための第１低域通
過フィルタと、 前記第１低域通過フィルタの出力信号を、周波数領域で
第１デシメーション比率でデシメーションする第１デシ
メータと、 前記第１デシメータによりサンプリング周波数が低くな
った音響信号を、前記第２の周波数分解能及び前記第１
デシメーション比率とに基づき計算されるフィルタ係数
によりフィルタリングする第１ＦＩＲフィルタと、 前記第１ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、前記
第１デシメーション比率の逆比率で補間して前記加算器
に出力する第１補間器とを含むことを特徴とする請求項
１または２記載の線形歪補償装置。 - 【請求項５】 前記第２フィルタ手段は、前記第１フィ
ルタ手段の出力信号と前記第１補間器の出力信号との信
号遅延を補償するための遅延器を更に備えることを特徴
とする請求項４記載の線形歪補償装置。 - 【請求項６】 前記第２フィルタ手段は、前記第１補間
器の出力信号からノイズを取り除くための第２低域通過
フィルタを更に備えることを特徴とする請求項４または
５記載の線形歪補償装置。 - 【請求項７】 前記第１副帯域より最大周波数が低い第
２副帯域の音響信号を印加されて、前記第２の周波数分
解能より分解能が高い第３の周波数分解能に基づき信号
歪を補償して前記加算器に出力する第３フィルタ手段を
更に備えることを特徴とする請求項１記載の線形歪補償
装置。 - 【請求項８】 前記第３フィルタ手段は、 前記第２副帯域の音響信号を抽出するための第３低域通
過フィルタと、 前記第３低域フィルタの出力信号を印加されて、周波数
領域で前記第１デシメーション比率より大きい第２デシ
メーション比率でデシメーションする第２デシメータ
と、 前記第２デシメータよりサンプリング周波数が低くなっ
た音響信号を、前記第３の周波数分解能と前記第２デシ
メーション比率とにより計算されるフィルタ係数により
フィルタリングする第２ＦＩＲフィルタと、 前記第２ＦＩＲフィルタの出力信号を印加されて、前記
第２デシメーション比率の逆比率で補間して前記加算器
に出力する第２補間器とを含むことを特徴とする請求項
７記載の線形歪補償装置。 - 【請求項９】 前記第３フィルタ手段は、前記第２補間
器の出力信号を印加されノイズを取り除くための第４低
域通過フィルタを更に備えることを特徴とする請求項８
記載の線形歪補償装置。 - 【請求項１０】 前記第３フィルタ手段は、前記第１フ
ィルタ手段の出力信号と前記第２補間器の出力信号との
間に発生される信号遅延を補償するための遅延器を更に
備えることを特徴とする請求項８または９記載の線形歪
補償装置。 - 【請求項１１】 スピーカシステムから発生する音響信
号の歪を補償する線形歪補償方法であって、 人間の聴覚的分解能によるバルクスケールと周波数スケ
ールとの関係を用いて、可聴周波数帯域と該可聴周波数
帯域より最大周波数が低い少なくとも１つの副帯域とに
対して、周波数分解能を相異に設定する分解能設定段階
と、 前記可聴周波数帯域に対応する第１の周波数分解能に基
づき、前記可聴周波数帯域の音響信号に発生した信号歪
を補償するための第１フィルタリング段階と、 前記第１副帯域に対応する第２の周波数分解能に基づ
き、第１副帯域の音響信号に発生した信号歪を補償する
ための第２フィルタリング段階と、 前記第１及び第２フィルタリング段階によりフィルタリ
ングされた音響信号を加算する加算段階とを含むことを
特徴とする線形歪補償方法。 - 【請求項１２】 前記それぞれのフィルタリング段階
は、 該当周波数分解能に基づき対応周波数帯域を等しい間隔
に分割する段階と、 分割された各位置に対応するＦＩＲフィルタ係数を計算
する段階と、 前記計算されたフィルタ係数に基づき該当周波数帯域の
音響信号を等化させる段階とを含むことを特徴とする請
求項１１記載の線形歪補償方法。 - 【請求項１３】 前記第２フィルタリング段階は、前記
第１の周波数分解能より周波数分解能が高い第２の周波
数分解能に基づき前記第１副帯域の音響信号を等化する
ことを特徴とする請求項１１または１２記載の線形歪補
償方法。 - 【請求項１４】 前記第２フィルタリング段階は、 可聴周波数帯域の音響信号を印加されて、第１副帯域の
音響信号を抽出する第１低域通過フィルタリング段階
と、 前記低域通過フィルタリングされた第１副帯域の音響信
号を第１デシメーション比率でデシメーションして信号
のサンプリング周波数を低めるための第１デシメーショ
ン段階と、 前記サンプリング周波数が低くなった音響信号を、前記
第２周波数分解能と前記第１デシメーション比率とに基
づき計算されるＦＩＲフィルタ係数により等化させる第
１ＦＩＲフィルタリング段階と、 前記第１ＦＩＲフィルタの出力信号を前記第１デシメー
ション比率の逆比率で補間して出力する第１補間段階と
を含むことを特徴とする請求項１１または１２記載の線
形歪補償方法。 - 【請求項１５】 前記第１副帯域より最大周波数が低い
第２副帯域の音響信号に発生された信号歪を補償するた
めの第３フィルタリング段階を更に備えることを特徴と
する請求項１１記載の線形歪補償方法。 - 【請求項１６】 前記第３フィルタリング段階は、前記
第２の周波数分解能より周波数分解能が高い第３の周波
数分解能に基づき前記第２副帯域の音響信号を等化させ
ることを特徴とする請求項１５記載の線形歪補償方法。 - 【請求項１７】 前記第３フィルタリング段階は、 可聴周波数帯域の音響信号を印加されて、第２副帯域の
音響信号を抽出する第３低域通過フィルタリング段階
と、 前記低域通過フィルタリングされた第２副帯域の音響信
号を第１デシメーション比率より大きい第２デシメーシ
ョン比率でデシメーションして、信号のサンプリング周
波数を低めるための第２デシメーション段階と、 前記サンプリング周波数が低くなった音響信号を、前記
第３の周波数分解能と前記第２デシメーション比率とに
基づき計算されるＦＩＲフィルタ係数により等化される
第２ＦＩＲフィルタリング段階と、 前記第２ＦＩＲフィルタリング段階の出力信号を前記第
２デシメーション比率で補間して出力する第２補間段階
とを含むことを特徴とする請求項１５または１６記載の
線形歪補償方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019930011992A KR0139176B1 (ko) | 1992-06-30 | 1993-06-29 | 다해상도 선형왜곡 보상방법 및 그 장치 |
| KR93-11992 | 1993-06-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0759186A true JPH0759186A (ja) | 1995-03-03 |
| JP2730860B2 JP2730860B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=19358243
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6147669A Expired - Fee Related JP2730860B2 (ja) | 1993-06-29 | 1994-06-29 | 音響信号の線形歪補償方法及びその装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5805715A (ja) |
| JP (1) | JP2730860B2 (ja) |
| KR (1) | KR0139176B1 (ja) |
| GB (1) | GB2279534B (ja) |
Cited By (2)
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| KR102289436B1 (ko) * | 2020-02-07 | 2021-08-11 | 신재혁 | 소음 차단 헤드셋 장치 |
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