JP5081903B2 - オーディオ信号を処理するシステムおよび方法 - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、オーディオ処理に関し、より詳細にはオーディオ信号の分析に関する。
オーディオ信号をサブバンドに分割して、時間とともに変わる周波数依存の振幅および位相特性を導出する数多くのソリューションがある。例としては、窓処理付き（windowed）高速フーリエ変換／逆高速フーリエ変換（FFT/IFFT）システムや有限インパルス応答（FIR）および無限インパルス応答（IIR）フィルタ・バンクの並列バンクが含まれる。しかしながら、これらの従来のソリューションはみな欠点がある。
悪いことに、窓処理付きFFTシステムは、各周波数帯について単一の固定帯域幅しか提供しない。典型的には、低周波から高周波に適用される帯域幅は、いちばん下の細かい分解能をもって選ばれる。たとえば、100Hzのところでは、50kHzの帯域幅をもつフィルタ（バンク）が望ましい。しかしながら、これは、400Hzのようなより広い帯域幅がより適切かもしれない8kHzのところで50Hzの帯域幅が使われるということを意味する。したがって、これらのシステムは人間の知覚にマッチするための柔軟性を与えてくれない。
窓処理付きFFTシステムのもう一つの欠点は、修正が適用された場合に（たとえば、ノイズ抑制のため）、高周波における疎にサンプリングされた窓処理付きFFTシステムの不十分な細かい周波数分解能が、不快な（objectionable）アーチファクト（たとえば、「音楽ノイズ（musical noise）」）を生じることがあるということである。アーチファクトの数は、窓処理されるフレーム・サイズ「FFTホップ・サイズ」の間の重なり（overlap）のサンプル数を劇的に減らす（すなわち、オーバーサンプリングを増やす）ことによって、ある程度は低減できる。残念ながら、FFTシステムの計算コストはオーバーサンプリングが増すにつれて増す。同様に、FIRサブクラスのフィルタ・バンクも、各サブバンドにおけるサンプリングされたインパルス応答の畳み込みのために計算量的に高価であり、これは高いレイテンシーを生じうる。たとえば、256サンプルの窓をもつシステムは、窓が対称的だとすると、256回の乗算と128サンプルのレイテンシーを要することになるであろう。
IIRサブクラスは、その再帰的な性質のため、計算量的にそれほど高価ではないが、実数値のフィルタ係数しか用いない実装は、完璧に近い再構成を達成する際に困難を呈する。特にサブバンド信号が修正される場合はそうである。さらに、出力における平坦な周波数応答を生成するために、位相および振幅補償ならびに各サブバンドについての時間整列が要求される。位相補償は、実数値の信号で実行するのは難しい。というのも、実数値の信号は、細かい時間分解能での振幅および位相のストレートな計算のための直交成分を欠いているからである。振幅および周波数を決定する最も普通の方法は、各段の出力にヒルベルト変換を適用することである。しかし、実数値のフィルタ・バンクにおいてヒルベルト変換を計算するためには追加的な計算ステップが必要とされ、計算量的に高価である。
したがって、低いエンド・ツー・エンドのレイテンシーおよび時間‐周波数分解能についての必要な自由度を提供しつつ、既存のシステムほど計算量的に高価でない、オーディオ信号を分析および再構成するシステムおよび方法が必要とされている。
本発明の実施形態は、オーディオ信号処理のためのシステムおよび方法を提供する。例示的な実施形態では、複素数値フィルタ（complex-valued filters）のフィルタ・カスケードを使って、入力オーディオ信号が複数のサブバンド信号に分解される。ある実施形態では、入力信号は、前記フィルタ・カスケードのある複素数値フィルタを用いてフィルタ処理され、第一のフィルタ処理された信号が生成される。第一のフィルタ処理された信号が入力信号から減算されて、第一のサブバンド信号が導出される。次に、第一のフィルタ処理された信号は前記フィルタ・カスケードのうちの次の複素数値フィルタによって処理され、次のフィルタ処理された信号が生成される。こうしたプロセスは、前記カスケード中の最後の複素数値フィルタが使われるまで繰り返される。いくつかの実施形態では、複素数値フィルタは単極の（single pole）複素数値フィルタである。
ひとたび入力信号が分解されると、サブバンド信号は再構成モジュールによって処理されてもよい。再構成モジュールは、前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数に対して位相整列を実行するよう構成される。再構成モジュールは、前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数に対して振幅補償を実行するようにも構成されてよい。さらに、再構成モジュールによってサブバンド信号のうちの一つまたは複数に対して時間遅延が実行されてもよい。補償および／または時間遅延されたサブバンド信号の実部が合計されて、再構成されたオーディオ信号を生じる。
本発明の実施形態は、オーディオ信号のほとんど完璧な再構成のためのシステムおよび方法を提供する。例示的なシステムは、直交出力（quadrature outputs）を生成するために再帰的フィルタ・バンクを利用する。例示的な実施形態では、フィルタ・バンクは複数の複素数値フィルタを有する。さらなる実施形態では、フィルタ・バンクは複数の単極の複素数値フィルタを有する。
図１を参照すると、本発明の諸実施形態を実施しうる例示的なシステム１００が示されている。システム１００はいかなる装置であってもよく、たとえばこれに限られないが、携帯電話、補聴器、スピーカーホン、電話、コンピュータまたはオーディオ信号を処理する機能をもつ他のいかなる装置であってもよい。システム１００は、これらのデバイスのうちいずれのオーディオ経路を表していてもよい。
システム１００は、オーディオ処理エンジン１０２、オーディオ源１０４、調節（conditioning）モジュール１０６およびオーディオ・シンク１０８を有する。システム１００内には、オーディオ信号の再構成に関係しないさらなる諸コンポーネントが設けられてもよい。さらに、システム１００は図１の各コンポーネントから次のコンポーネントへのデータの論理的な進行を記載しているものの、代替的な実施形態では、システム１００の前記さまざまなコンポーネントは、一つまたは複数のバスまたは他の要素を介して結合されていてもよい。
例示的なオーディオ処理エンジン１０２は、オーディオ源１０４を介して入力された入力（オーディオ）信号を処理する。ある実施形態では、オーディオ処理エンジン１０２は、一般的なプロセッサによって作用される装置上に記憶されるソフトウェアを有する。さまざまな実施形態において、オーディオ処理エンジン１０２は、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０、修正モジュール１１２および再構成モジュール１１４を有する。より多くの、より少ない、あるいは機能的に等価なモジュールがオーディオ処理エンジン１０２に設けられてもよいことを注意しておくべきであろう。たとえば、モジュール１１０〜１１４のうちの一つまたは複数は、若干のモジュールに組み合わされ、それでも同じ機能性を提供することもできる。
オーディオ源１０４は、入力（オーディオ）信号を受領するいかなるデバイスを有していてもよい。いくつかの実施形態では、オーディオ源１０４はアナログ・オーディオ信号を受領するよう構成される。一例では、オーディオ源１０４は、アナログ‐デジタル（A/D）コンバータに結合されたマイクロホンである。マイクロホンはアナログ・オーディオ信号を受け取るよう構成され、一方、A/Dコンバータがアナログ・オーディオ信号をサンプリングして、アナログ・オーディオ信号をさらなる処理のために好適なデジタル・オーディオ信号に変換する。他の例では、オーディオ源１０４はアナログ・オーディオ信号を受け取るよう構成され、調節モジュール１０６がA/Dコンバータを含む。代替的な諸実施形態では、オーディオ源１０４はデジタル・オーディオ信号を受領するよう構成される。たとえば、オーディオ源１０４は、ハードディスクまたは他の形のメディア上に記憶されたオーディオ信号データを読む機能をもつディスク装置である。さらなる諸実施形態は、他の形のオーディオ信号感知／取得装置を利用してもよい。
調節モジュール１０６は入力信号を前処理（すなわち、入力信号の分解を必要としない任意の処理）する。ある実施形態では、調節モジュール１０６は自動利得制御を有する。調節モジュール１０６はまた、誤り訂正およびノイズ・フィルタ処理をも実行しうる。調節モジュール１０６は、オーディオ信号を前処理するための他の諸コンポーネントおよび機能を有していてもよい。
分析フィルタ・バンク・モジュール１１０は、受け取られた入力信号を複数のサブバンド信号に分解する。いくつかの実施形態では、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０の出力は直接使われる（たとえば視覚的表示のために）ことができる。分析フィルタ・バンク・モジュール１１０は図２との関連でより詳細に論じる。例示的な実施形態では、各サブバンド信号はある周波数成分を表す。
例示的な修正モジュール１１２は、サブバンド信号のそれぞれを、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０からそれぞれの分析経路を通じて受信する。修正モジュール１１２は、それぞれの分析経路に基づいてサブバンド信号を修正／調整することができる。一例では、修正モジュール１１２は、個別の分析経路を通じて受信されるサブバンド信号からノイズをフィルタ処理する。別の例では、個別の分析経路から受信されたサブバンド信号は、減衰され、抑制され、あるいはサブバンド信号の不快な（objectionable）部分をなくすためにさらなるフィルタを通されてもよい。
再構成モジュール１１４は、修正されたサブバンド信号を再構成して、出力のための再構成されたオーディオ信号にする。例示的な実施形態では、再構成モジュール１１４は、再構成されたオーディオ信号の分解能を改善するために、再構成の間に、複素サブバンド信号に対して位相整列を実行し、振幅補償を実行し、複素部をキャンセルし、サブバンド信号の残りの実部を遅延させる。再構成モジュール１１４は、図６との関連でより詳細に論じる。
オーディオ・シンク１０８は、再構成されたオーディオ信号を出力するためのいかなる装置をも含む。いくつかの実施形態では、オーディオ・シンク１０８は、アナログの再構成されたオーディオ信号を出力する。たとえば、オーディオ・シンク１０８は、デジタル‐アナログ（D/A）コンバータおよびスピーカーを有していてもよい。この例では、D/Aコンバータは、オーディオ処理エンジン１０２からの再構成されたオーディオ信号を受け取り、これをアナログの再構成されたオーディオ信号に変換する。するとスピーカーはアナログの再構成されたオーディオ信号を受け取り、これを出力することができる。オーディオ・シンク１０８はいかなるアナログ出力装置を含むこともでき、それには、これに限られないが、ヘッドホン、イヤホンまたは補聴器が含まれる。あるいはまた、オーディオ・シンク１０８はD/Aコンバータおよび外部オーディオ装置（たとえば、スピーカー、ヘッドホン、イヤホン、補聴器）に結合されるよう構成されたオーディオ出力ポートを含む。
代替的な諸実施形態では、オーディオ・シンク１０８は、デジタルの再構成されたオーディオ信号を出力する。別の例では、オーディオ・シンク１０８はディスク装置であり、再構成されたオーディオ信号がハードディスクまたは他のメディア上に記憶されうる。代替的な諸実施形態では、オーディオ・シンク１０８は任意的であり、オーディオ処理エンジン１０２はさらなる処理（図１には描かれていない）のために再構成されたオーディオ信号を生成する。
ここで図２を参照すると、例示的な分析フィルタ・バンク・モジュール１１０がより詳細に示されている。例示的な諸実施形態では、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０は入力信号２０２を受け取り、入力信号２０２を一連のフィルタ２０４を通じて処理し、複数のサブバンド信号または成分（たとえば、Ｐ１〜Ｐ６）を生成する。いくつのフィルタ２０４が分析フィルタ・バンク・モジュール１１０を構成してもよい。例示的な諸実施形態では、フィルタ２０４は複素数値フィルタである。さらなる諸実施形態では、フィルタ２０４は一次の（first order）フィルタ（たとえば、単極で複素数値）である。フィルタ２０４は図３でさらに論じられる。
例示的な諸実施形態では、フィルタ２０４はフィルタ・カスケードに編成される。それにより、一つのフィルタ２０４の出力がカスケード中の次のフィルタ２０４の入力になる。こうして、入力信号２０２は第一のフィルタ２０４ａに与えられる。第一のフィルタ２０４ａの出力信号Ｐ１は、第一の計算ノード２０６ａによって入力信号２０２から減算されて、出力Ｄ１が生成される。出力Ｄ１は、第一のフィルタ２０４ａにはいっていく信号と第一のフィルタ２０４ａ後の信号との間の差信号を表す。
代替的な諸実施形態では、サブバンド信号を決定するための計算ノード２０６の使用なしに、フィルタ・カスケードの恩恵が実現されてもよい。つまり、各フィルタ２０４の出力は、たとえば、出力における信号のエネルギーを表すよう直接使われてもよいし、あるいは表示されてもよい。
分析フィルタ・バンク・モジュール１１０のカスケード構造のため、出力信号Ｐ１は今や、カスケード中の次のフィルタ２０４ｂの入力信号である。第一のフィルタ２０４ａに関連付けられたプロセスと同様に、次のフィルタ２０４ｂの出力（すなわちＰ２）が、次の計算ノード２０６ｂによって入力信号Ｐ１から減算され、次の周波数バンドまたはチャネル（すなわち、出力Ｄ２）が得られる。この、次の周波数チャネルは、現在のフィルタ２０４ｂのカットオフ周波数と直前のフィルタ２０４ａのカットオフ周波数との間の周波数を強調する。このプロセスは、カスケードの残りのフィルタ２０４を通じて続く。
ある実施形態では、カスケード中のフィルタの諸セットはオクターブに分離される。すると、フィルタ・パラメータおよび係数は、異なるオクターブにおける対応する（同様の位置にある）フィルタの間で共有されうる。この処理は、米国特許出願第09/534,682号において詳細に記載されている。
いくつかの実施形態では、フィルタ２０４は単極の複素数値フィルタである。たとえば、フィルタ２０４は、複素数値をもって作用する一次のデジタルまたはアナログのフィルタを含みうる。集団的に、フィルタ２０４の出力は、オーディオ信号のサブバンド成分を表す。計算ノード２０６のおかげで、各出力はあるサブバンドを表し、すべての出力の合計は入力信号２０２全体を表す。カスケード式フィルタ２０４は一次なので、計算コストは、カスケード式フィルタ２０４が二次以上だった場合よりもずっと少なくなりうる。さらに、オーディオ信号から抽出された各サブバンドは、一次のフィルタ２０４を変更することによって簡単に修正できる。他の実施形態では、フィルタ２０４は複素数値フィルタであり、必ずしも単極ではない。
さらなる諸実施形態では、修正モジュール１１２（図１）は、計算ノード２０６の出力を必要に応じて処理できる。たとえば、修正モジュール１１２は、フィルタ処理されたサブバンドを半波整流してもよい。さらに、ダイナミック・レンジを圧縮または伸張するために出力の利得を調整できる。いくつかの実施形態では、いずれかのフィルタ２０４の出力が、フィルタ２０４の別のチェーン／カスケードによって処理される前にダウンサンプリングされてもよい。
例示的な諸実施形態では、フィルタ２０４は、所望のチャネル分解能を生じるようにカットオフ周波数が設計された無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタである。フィルタ２０４は、特定のサブバンド内の信号を抑制または出力するために、複素オーディオ信号に対して、多様な係数をもつ一連のヒルベルト変換を実行してもよい。
図３は、本発明のある例示的な実施形態においてこの信号の流れを図示するブロック図である。フィルタ２０４の出力y実[n]およびy虚[n]は、それぞれカスケード中の次のフィルタ２０４の入力x実[n+1]およびx虚[n+1]として渡される。用語「n」がオーディオ信号から抽出されるべきサブバンドを指定し、ここで、「n」は整数であると想定される。ＩＩＲフィルタ２０４は再帰的なので、フィルタの出力はそれ以前の出力に基づいて変化できる。入力信号の虚成分（たとえばx虚[n]）を合計することは、信号の実成分の合計の後、前またはその間に行われることができる。ある実施形態では、フィルタ２０４は、複素一次差分方程式
y(k)＝g*(x(k)＋b*x(k−1))＋a*y(k−1)
によって記述でき、ここで、
b＝r_z*exp(i*θ_p) および a＝−r_p*exp(i*θ_p)であり、
「y」はサンプル・インデックスである。
y(k)＝g*(x(k)＋b*x(k−1))＋a*y(k−1)
によって記述でき、ここで、
b＝r_z*exp(i*θ_p) および a＝−r_p*exp(i*θ_p)であり、
「y」はサンプル・インデックスである。
本実施形態において、「g」は利得因子である。利得因子が、極および零の位置に影響しないいかなるところに適用されることもできることを注意しておくべきであろう。代替的な諸実施形態では、利得は修正モジュール１１２（図１）によって、オーディオ信号がサブバンド信号に分解された後に適用されてもよい。
ここで図４を参照すると、オーディオ信号の６つのサブバンドごとについての絶対値および位相の例示的な対数表示が示されている。絶対値および位相の情報は、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０（図１）からの出力に基づいている。すなわち、図４に示された振幅は、計算ノード２０６（図２）からの出力（すなわち、出力Ｄ１〜Ｄ６）である。今の例において、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０は、80Hzから8kHzの周波数範囲について235のサブバンドをもって、16kHzのサンプリング・レートで動作している。この分析フィルタ・バンク・モジュール１１０のエンド・ツー・エンドのレイテンシーは17.3msである。
いくつかの実施形態では、高周波においては幅広い周波数応答を、低周波においては狭い周波数応答をもつことが望ましい。本発明の諸実施形態は多くのオーディオ源１０４（図１）に適応可能であるので、種々の周波数における種々の帯域幅が使用されうる。こうして、高周波での広い帯域幅を用いた高速応答および低周波での狭い短い帯域幅を用いた低速応答が得られうる。これは、比較的低いレイテンシー（たとえば12ms）で、人間の耳にずっと適応した応答を生じる。
ここで図５を参照すると、分析的な蝸牛設計の段ごとの絶対値および位相の例が示されている。図５に示されている振幅は、図２のフィルタ２０４の出力（たとえば、Ｐ１〜Ｐ６）である。
図６は、本発明のある実施形態に基づく再構成モジュール１１４の動作を示している。例示的な諸実施形態では、各サブバンド信号の位相が整列され、振幅補償が実行され、各サブバンド信号の複素部が除去され、次いで各サブバンド信号を必要に応じて遅延させることによって時間が整列され、平坦な再構成スペクトルが達成され、インパルス応答分散が低下させられる。
フィルタは複素信号（たとえば、実部および虚部（real and imaginary parts））を使うので、位相はいかなるサンプルについても導出されうる。さらに、振幅はA＝√（(y実[n])2＋(y虚[n])2）によって計算されうる。こうして、オーディオ信号の再構成は数学的により簡単にされる。このアプローチの結果として、任意のサンプルについての振幅および位相は、さらなる処理のために（すなわち、修正モジュール１１２（図１）に）すぐ利用可能になる。
サブバンド信号のインパルス応答は変動するグループ遅延をもちうるので、分析フィルタ・バンク・モジュール１１０（図１）の出力を単に合計することは、オーディオ信号の精確な再構成を与えないことがありうる。そのため、サブバンドの出力はサブバンドのインパルス応答ピーク時間によって遅延され、すべてのサブバンド・フィルタがそのインパルス応答エンベロップの最大を同じ時点にもつようにすることができる。
インパルス応答波形の最大が所望されるグループ遅延よりも時間的に遅い実施例では、フィルタ出力は複素定数を乗算され、インパルス応答の実部が所望されるグループ遅延のところで極大をもつようにされる。
図示されるように、サブバンド信号６０２（たとえば、S0、SnおよびSm）は、修正モジュール１１２（図１）から、再構成モジュール１１４によって受領される。次いで係数６０４（たとえば、a0、anおよびam）がサブバンド信号に適用される。係数は固定された複素因子を含む（すなわち、実部と虚部を含む）。あるいはまた、係数６０４は分析フィルタ・バンク・モジュール１１０内でサブバンド信号に適用されることができる。各サブバンド信号への前記係数の適用は、サブバンド信号の位相を整列させ、各振幅を補償する。例示的な諸実施形態では、係数はあらかじめ決められている。係数の適用後、虚部は実数値モジュール６０６（すなわち、Re{ }）によって破棄される。
サブバンド信号の各実部は、次いで、遅延Z-1 ６０８によって遅延される。この遅延は、サブバンド横断の整列を許容する。ある実施形態では、遅延Z-1 ６０８は１タップの遅延を提供する。遅延後、それぞれのサブバンド信号は、加算ノード６１０において加算され、ある値を与える。この部分的に再構成された信号は次いで次の加算ノード６１０に運ばれ、次の遅延されたサブバンド信号に適用される。このプロセスはすべてのサブバンド信号が加算され、再構成されたオーディオ信号ができるまで続く。すると、再構成されたオーディオ信号はオーディオ・シンク１０８（図１）に好適である。遅延Z-1 ６０８はサブバンド信号が加算された後に描かれているが、再構成モジュール１１４の諸動作の順序は交換可能であることができる。
図７は、図４および図５の例に基づいて再構成グラフを示している。再構成（すなわち、再構成されたオーディオ信号）は、再構成モジュール１１４（図１）による位相整列、振幅補償およびサブバンド横断の整列のための遅延後に、各フィルタ２０６（図２）の出力を組み合わせることによって得られる。結果として、再構成グラフは比較的平坦である。
ここで図８を参照すると、オーディオ信号処理の例示的な方法のフローチャート８００が与えられている。ステップ８０２において、オーディオ信号はサブバンド信号に分解される。例示的な諸実施形態において、オーディオ信号は分析フィルタ・バンク・モジュール１１０（図１）によって処理される。処理は、フィルタ２０４のカスケードを通じてオーディオ信号をフィルタ処理することを含む。各フィルタ２０４の出力は、それぞれの出力２０６のところに、あるサブバンド信号を生じる。ある実施形態では、フィルタ２０４は複素数値フィルタである。あるさらなる実施形態では、フィルタ２０４は単極の複素数値フィルタである。
サブバンド分解後、ステップ８０４において、サブバンド信号は修正モジュール１１２（図１）を通じて処理される。例示的な諸実施形態では、修正モジュール１１２（図１）は、ダイナミック・レンジを圧縮または伸張するために出力の利得を調整する。いくつかの実施形態では、修正モジュール１１２は不快なサブバンド信号を抑制してもよい。
再構成モジュール１１４（図１）は次いで、ステップ８０６において、各サブバンド信号に対して位相および振幅補償を実行する。ある実施形態では、位相および振幅補償は、複素係数をサブバンド信号に適用することによって起こる。次いでステップ８０８において、補償されたサブバンド信号の虚部が破棄される。他の実施形態では、補償されたサブバンド信号の虚部は保持される。
ステップ８１０では、補償されたサブバンド信号の実部を使って、サブバンド信号はサブバンド横断的な整列のために遅延される。ある実施形態では、遅延は、再構成モジュール１１４内で遅延線を利用することによって得られる。
ステップ８１２では、遅延されたサブバンド信号は、再構成された信号を得るために加算される。例示的な諸実施形態では、各サブバンド信号／セグメントはある周波数を表す。
本発明の実施について、上記では例示的な実施形態を参照して説明してきた。当業者には、本発明のより広い範囲から外れることなくさまざまな修正がなされてもよく、他の実施形態が使用されることもできることは明白であろう。したがって、前記の例示的な実施形態に対するこれらおよびその他の変形が本発明によってカバーされることが意図されている。
Claims (23)
- オーディオ信号を処理する方法であって：
入力信号をフィルタ・カスケードのうちのある複素数値フィルタを用いてフィルタ処理して第一のフィルタ処理された信号を生成する段階であって、前記複素数値フィルタは複素数値の入力に対して作用するよう構成されている、段階と；
前記フィルタ・カスケードの第二の複素数値フィルタを用いて前記第一のフィルタ処理された信号をフィルタ処理して、第二のフィルタ処理された信号を生成する段階と；
複素乗算器を使って前記フィルタ処理された信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と、
位相整列されたフィルタ処理された信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とを含む、
方法。 - 前記複素数値フィルタがそれぞれ単一の極を含む、請求項１記載の方法。
- 前記第一のフィルタ処理された信号を前記入力信号から減算して第一のサブバンド信号を導出する段階と；
前記第二のフィルタ処理された信号を前記第一のフィルタ処理された信号から減算して第二のサブバンド信号を導出する段階と；
複素乗算器を使って前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と；
位相整列されたサブバンド信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とをさらに含む、請求項１記載の方法。 - 前記位相整列されたサブバンド信号のうち一つまたは複数の位相整列されたサブバンド信号の虚部を処分することをさらに含む、請求項３記載の方法。
- 前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して振幅補償を実行することをさらに含む、請求項３記載の方法。
- サブバンド横断的な整列のために、前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して時間遅延を実行することをさらに含む、請求項３記載の方法。
- 前記フィルタ処理された信号の一つまたは複数を修正することをさらに含む、請求項６記載の方法。
- 前記入力信号を前記フィルタ・カスケードのうちの前記複素数値フィルタを用いてフィルタ処理するのに先立って、前記入力信号を前処理することをさらに含む、請求項３記載の方法。
- 前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数を修正することをさらに含む、請求項３記載の方法。
- 前記サブバンド信号が前記入力信号の周波数成分である、請求項３記載の方法。
- メモリおよび該メモリに記憶された命令を実行するプロセッサを有するオーディオ信号を処理するシステムであって、前記命令は：
入力信号をフィルタ・カスケードのうちのある複素数値フィルタを用いてフィルタ処理して第一のフィルタ処理された信号を生成する段階であって、前記複素数値フィルタは複素数値の入力に対して作用するよう構成されている、段階と；
前記フィルタ・カスケードの第二の複素数値フィルタを用いて前記第一のフィルタ処理された信号をフィルタ処理して、第二のフィルタ処理された信号を生成する段階と；
複素乗算器を使って前記フィルタ処理された信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と、
位相整列されたフィルタ処理された信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とを実行させるための命令である、
システム。 - 前記複素数値フィルタがそれぞれ単一の極を含む、請求項１１記載のシステム。
- 前記プロセッサがさらに：
前記第一のフィルタ処理された信号を前記入力信号から減算して第一のサブバンド信号を導出する段階と；
前記第二のフィルタ処理された信号を前記第一のフィルタ処理された信号から減算して第二のサブバンド信号を導出する段階と；
複素乗算器を使って前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と；
位相整列されたサブバンド信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とを実行させるための命令を実行する、
請求項１１記載のシステム。 - 前記プロセッサがさらに、前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数に対して振幅補償を実行させるための命令を実行する、請求項１３記載のシステム。
- 前記プロセッサがさらに、前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数に対して時間遅延を実行させるための命令を実行する、請求項１３記載のシステム。
- 前記プロセッサがさらに、前記フィルタ・カスケードからの分析経路に基づいて、前記サブバンド信号のうちの一つまたは複数を修正させるための命令を実行する、請求項１３記載のシステム。
- 前記プロセッサがさらに、前記入力信号を前記フィルタ・カスケードを用いてフィルタ処理するのに先立って、前記入力信号を前処理させるための命令を実行する、請求項１１記載のシステム。
- プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、前記プログラムは、オーディオ信号を処理する方法であって：
入力信号をフィルタ・カスケードのうちのある複素数値フィルタを用いてフィルタ処理して第一のフィルタ処理された信号を生成する段階であって、前記複素数値フィルタは複素数値の入力に対して作用するよう構成されている、段階と；
前記フィルタ・カスケードの第二の複素数値フィルタを用いて前記第一のフィルタ処理された信号をフィルタ処理して、第二のフィルタ処理された信号を生成する段階と；
複素乗算器を使って前記フィルタ処理された信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と、
位相整列されたフィルタ処理された信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とを含む方法、
を実行するよう機械によって実行可能である、媒体。 - 前記複素数値フィルタおよび前記第二の複素数値フィルタがそれぞれ単一の極を含む、請求項１８記載の媒体。
- 前記方法がさらに、
前記第一のフィルタ処理された信号を前記入力信号から減算して第一のサブバンド信号を導出する段階と；
前記第二のフィルタ処理された信号を前記第一のフィルタ処理された信号から減算して第二のサブバンド信号を導出する段階と；
複素乗算器を使って前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して位相整列を実行する段階と；
位相整列されたサブバンド信号を加算して再構成された出力信号を生成する段階とをさらに含む、
請求項１８記載の媒体。 - 前記方法が、前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して振幅補償を実行することをさらに含む、請求項２０記載の媒体。
- 前記方法が、前記サブバンド信号のうち一つまたは複数に対して時間遅延を実行することをさらに含む、請求項２０記載の媒体。
- 前記方法が、前記入力信号を前記フィルタ・カスケードを用いてフィルタ処理するのに先立って、前記入力信号を前処理することをさらに含む、請求項２０記載の媒体。
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