JP2022008285A - マルチユーザ多重アンテナシステム - Google Patents

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Abstract

Figure 2022008285000001
【課題】マルチユーザ多重アンテナシステム（ＭＵ－ＭＡＳ）の提供。
【解決手段】各々が少なくとも１つのアンテナ有する複数のユーザ装置、及び複数のユーザ装置と複数の同時で且つ独立した無線リンクを生成する１つ又は複数の無線送受信機を含むマルチユーザ多重アンテナシステムであって、前記無線送受信機ステーションの少なくとも１つが、少なくとも１つのユーザ装置よりもかなり多いアンテナを有し、前記ＭＵ－ＭＡＳが、１つ又は複数の品質測定基準を計算し、前記無線リンクを介して使用される１つ又は複数のＭＵ－ＭＡＳ送信モードを判断する。
【選択図】図２１

Description

優先権の主張
本出願は、２００４年７月３０日出願の米国特許出願第１０／９０２、９７８号の一部継続出願である。
本発明は、一般的に、通信システムの分野に関する。より具体的には、本発明は、時空間符号化技術を使用する分散入力分散出力無線通信のためのシステム及び方法に関する。
通信信号の時空間符号化
無線技術の比較的新しい発展は、空間多重化及び時空間符号化として公知である。１つの特定の形式の時空間符号化は、「多重入力多重出力」に対してＭＩＭＯと呼ばれ、その理由は、いくつかのアンテナが各端部に使用されるからである。送受信に複数のアンテナを使用することにより、複数の独立した電波を同じ周波数範囲内で同時に送信することができる。以下の論文は、ＭＩＭＯの概要を提供している。
Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｍａｎｓｏｏｒ Ｓｈａｆｉ、ＩＥＥＥフェロー、Ｄａ－ｓｈａｎ Ｓｈｉｕ、ＩＥＥＥ会員、Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｓｍｉｔｈ、ＩＥＥＥ会員、Ａｙｍａｎ Ｎａｇｕｉｂ、ＩＥＥＥ上級会員共著「理論から実施まで：ＭＩＭＯ時空間符号化無線システムの概要」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ学会誌、第２１巻、第３号、２００３年４月
Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｈｅｌｍｕｔ Ｂｏｌｃｓｋｅｉ、ＩＥＥＥ会員、Ｄｈａｎａｎｊａｙ Ａ．Ｇｏｒｅ及びＡｒｏｇｙａｓｗａｍｉ Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ、ＩＥＥＥフェロー共著「屋外ＭＩＭＯ無線チャネル：モデル及び性能予測」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１２号、２００２年１２月
基本的に、ＭＩＭＯ技術は、共通周波数帯域内の並列空間データストリームを作成するための空間的に分散されたアンテナの使用に基づいている。電波は、たとえそれらが同じ周波数帯域内で送信されても、個々の信号が受信機で分離されて復調することができ、これが、複数の統計的に独立した（すなわち、事実上別々の）通信チャネルをもたらすことができるような方法で送信される。すなわち、多重経路信号（すなわち、時間的に遅延し、振幅及び位相が修正された同じ周波数の複数の信号）を阻止しようとする標準的な無線通信システムとは対照的に、ＭＩＭＯは、無相関又は弱相関の多重経路信号を使用して所定の周波数帯域内のより高いスループット及び改善された信号対ノイズ比を達成することができる。一例として、ＭＩＭＯ技術は、従来の非ＭＩＭＯシステムが単に低いスループットを達成することができる類似の電力及び信号対ノイズ比（ＳＮＲ）条件において遥かに高いスループットを達成する。この機能は、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｃｄｍａｔｅｃｈ．ｃｏｍ／ｐｒｏｄｕｃｔｓ／ｗｈａｔ ｍｉｍｏ ｄｅｌｉｖｅｒｓ．ｉｓｐで「ＭＩＭＯが届けるもの」という名称のページの「Ｑｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ」（Ｑｕａｌｃｏｍｍは、無線技術の最大プロバイダのうちの１つである）のウェブサイト上に説明されている。ＭＩＭＯは、チャネル当たり又はスペクトルのＭＨｚ当たりのシステムのピークデータ転送速度の２倍又はそれよりも多くをもたらすことによってスペクトル機能を増大させる唯一の多重アンテナ技術である。より具体的には、無線ＬＡＮ又はＷｉ－Ｆｉ（登録商標）用途に対しては、ＱＵＡＬＣＯＭＭの第４世代ＭＩＭＯ技術は、３６ＭＨｚのスペクトルにおいて３１５Ｍｂｐｓの速度、つまり８．８Ｍｂｐｓ／ＭＨｚをもたらす。これを１７ＭＨｚのスペクトルにおいて僅かに５４Ｍｂｐｓ、つまり３．１８Ｍｂｐｓ／ＭＨｚをもたらす８０２．１１ａ／ｇのピーク機能（ビーム形成又はダイバーシチ技術を用いてさえも）と比較されたい。
ＭＩＭＯシステムは、一般的に、いくつかの理由から装置当たりのアンテナ本数が１０本未満（したがって、ネットワークにおけるスループット改善倍率が１０Ｘ未満）という実際的な制限に直面する。
１．物理的制限：所定の装置上のＭＩＭＯアンテナは、各々が統計的に独立した信号を受信するようにＭＩＭＯアンテナ間で十分な分離がなければならない。ＭＩＭＯスループット改善は、波長の僅かな部分のアンテナ間隔でさえも認めることができるが、効率は、アンテナ同士が密集する時に急速に悪化し、より低いＭＩＭＯスループット乗数をもたらす。
例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［１］Ｄ．Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、Ｊ．Ｍ．Ｋａｈｎ共著「フェーディング相関関係及びその多素子アンテナシステムの機能に及ぼす影響」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第３号、５０２～５１３頁、２０００年３月
［２］Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「ＭＩＭＯ屋内チャネルにおけるアンテナ間隔」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、７４９～７５３頁、２００２年５月
［３］Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ。Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、Ｓ．Ｓｉｍｏｎ共著「ＭＩＭＯ用途のための小型アンテナアレイ」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、７０８～７１１頁、２００１年７月
［４］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「屋内クラスター化チャネルにおけるＭＩＭＯ通信に及ぼすアンテナ幾何学形状の影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、１７００～１７０３頁、２００４年６月
また、小さいアンテナ間隔に対しては、相互結合の影響によってＭＩＭＯシステムの性能が悪化する場合がある。
例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［５］Ｍ．Ｊ．Ｆａｋｈｅｒｅｄｄｉｎ、Ｋ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ共著「ＭＩＭＯ機能に及ぼす偏波ダイバーシチ及び相互結合の組合せ影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、４９５～４９８頁、２００３年６月
［７］Ｐ．Ｎ．Ｆｌｅｔｃｈｅｒ、Ｍ．Ｄｅａｎ、Ａ．Ｒ．Ｎｉｘ共著「多素子アレイアンテナ内の相互結合及びＭＩＭＯチャネル機能に及ぼすその影響」、ＩＥＥＥ・エレクトロニクス・レター、第３９巻、３４２～３４４頁、２００３年２月
［８］Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｃ．Ｖｏｎ Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「密接アンテナを有するＭＩＭＯシステムの機能」、ＩＥＥＥ通信レター．第７巻、３６１～３６３頁、２００３年８月
［１０］Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナの終端依存ダイバーシチ性能：ネットワーク理論解析」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、９８～１０５頁、２００４年１月
［１３］Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、Ｗ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ共著「小型ＭＩＭＯアレイの解析のための完全ＲＦシステムモデル」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５７９～５８６頁、２００４年５月
［１４］Ｍ．Ｌ．モーリス、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナ及びノイズのある増幅器を有するＭＩＭＯシステムのためのネットワークモデル」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５４５～５５２頁、２００５年１月
更に、アンテナは互いに密集しているために、アンテナは、一般的に小型化しなければならず、それも同様にアンテナ効率に影響を与える可能性がある。
例えば、以下の参考文献を参照されたい。
［１５］Ｈ．Ａ．Ｗｈｅｅｌｅｒ著「小さいアンテナ」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第ＡＰ－２３巻、第４号、４６２～４６９頁、１９７５年７月
［１６］Ｊ．Ｓ．Ｍｃｌｅａｎ著「電気的に小型のアンテナの放射Ｑに対する基本的な限界の再調査」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第４４巻、第５号、６７２～６７６頁、１９９６年５月
最後に、より低い周波数及びより長い波長では、単一のＭＩＭＯ装置の物理的サイズが扱いにくくなる可能性がある。極端な例は、ＭＩＭＯ装置アンテナが互いから１０メートル又はそれよりも大きく分離すべきであると考えられるＨＦ帯域内である。
２．ノイズ制限。各ＭＩＭＯ受信機／送信機サブシステムは、ある一定のレベルのノイズを生成する。互いに近接して置かれるこれらのサブシステムの数が多くなると、ノイズレベルは増加する。一方、多数アンテナＭＩＭＯシステムにおける益々増大する個別の信号を互いに区別することが必要なので、益々低いノイズレベルが必要である。
３．経費及び電力上の制限。経費及び電力消費量が問題にならないＭＩＭＯ用途も存在するが、典型的な無線製品では、経費及び電力消費量の両方は、製品開発成功の極めて重要な制約である。各ＭＩＭＯアンテナに対しては、別個のアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器及びデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を含む別個のＲＦサブシステムが必要である。ムーアの法則（最小構成要素のための集積回路上のトランジスタ数は、その費用が２４ヵ月毎に倍増するというＩｎｔｅｌ共同創立者Ｇｏｒｄｏｎ Ｍｏｏｒｅによる経験的な観測結果、出典：ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｎｔｅｌ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｍｏｏｒｅｓｌａｗ／）に対応するデジタルシステムの多くの態様と異なり、このようなアナログ集約的サブシステムは、典型的に、ある一定の物理的構造サイズ及び電力要件を有し、経費及び電力において直線的に増大する。したがって、多数アンテナＭＩＭＯ装置は、単一アンテナ装置と比較すると極端に高価かつ電力消耗的になると考えられる。
以上の結果として、今日考えられている殆どのＭＩＭＯシステムは、アンテナ２～４本の程度であり、スループットの２～４倍の増加と多重アンテナシステムのダイバーシチ恩典によるＳＮＲの何らかの増加とをもたらす。１０本までのアンテナのＭＩＭＯシステムが考えられているが（特に、より短い波長及びより緊密なアンテナ間隔によるより高いマイクロ波周波数の時）、それを大きく超える数は、非常に特殊かつ費用集中的な用途を除いて非実用的である。
仮想アンテナアレイ
ＭＩＭＯ形式の技術の１つの特殊用途は、仮想アンテナアレイである。このようなシステムは、２００３年１月１５～１７日、スペイン国バルセロナでの科学技術研究分野の欧州協力（ＥＵＲＯ－ＣＯＳＴ）で発表された研究論文：Ｍｉｓｃｈａ Ｄｏｈｌｅｒ、Ｈａｍｉｄ Ａｇｈｖａｍｉ共著「ＭＩＭＯに向けた歩み：仮想アンテナアレイ」、キングズカレッジ電気通信研究センター、英国ロンドンで提案されている。
仮想アンテナアレイは、この論文で呈示されているように連携無線装置（携帯電話など）のシステムであり、これは、連携して作動するように所属基地局への１次通信チャネルとは別の通信チャネル上で互いの間で通信する（それらが互いに十分に近い場合かつその時に）（例えば、それらがＵＨＦ帯域内のＧＳＭ（登録商標）携帯電話である場合には、これは、５ＧＨｚの産業科学医療（ＩＳＭ）無線帯域とすることができるであろう）。これは、例えば単一アンテナ装置が、互いの範囲にある（基地局の範囲あることに加えて）いくつかの装置の間で情報を中継し、あたかもそれらが複数のアンテナを有する物理的に１つの装置であるかように作動することにより、ＭＩＭＯのようなスループットの増加を潜在的に達成することを可能にする。
米国特許出願出願番号第１０／９０２、９７８号 米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号
Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｍａｎｓｏｏｒ Ｓｈａｆｉ、ＩＥＥＥフェロー、Ｄａ－ｓｈａｎ Ｓｈｉｕ、ＩＥＥＥ会員、Ｐｅｔｅｒ Ｊ． Ｓｍｉｔｈ、ＩＥＥＥ会員、Ａｙｍａｎ Ｎａｇｕｉｂ、ＩＥＥＥ上級会員共著「理論から実施まで：ＭＩＭＯ時空間符号化無線システムの概要」、通信の選択領域に関するＩＥＥＥ学会誌、第２１巻、第３号、２００３年４月 Ｄａｖｉｄ Ｇｅｓｂｅｒｔ、ＩＥＥＥ会員、Ｈｅｌｍｕｔ Ｂｏｌｃｓｋｅｉ、ＩＥＥＥ会員、Ｄｈａｎａｎｊａｙ Ａ．Ｇｏｒｅ及びＡｒｏｇｙａｓｗａｍｉ Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ、ＩＥＥＥフェロー共著「屋外ＭＩＭＯ無線チャネル：モデル及び性能予測」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１２号、２００２年１２月 Ｄ．Ｓ．Ｓｈｉｕ、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ、Ｊ．Ｍ．Ｋａｈｎ共著「フェーディング相関関係及びその多素子アンテナシステムの機能に及ぼす影響」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第３号、５０２～５１３頁、２０００年３月 Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｔ．Ｈａｕｓｔｅｉｎ、Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「ＭＩＭＯ屋内チャネルにおけるアンテナ間隔」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、７４９～７５３頁、２００２年５月 Ｍ．Ｓｔｏｙｔｃｈｅｖ、Ｈ．Ｓａｆａｒ、Ａ。Ｌ．Ｍｏｕｓｔａｋａｓ、Ｓ．Ｓｉｍｏｎ共著「ＭＩＭＯ用途のための小型アンテナアレイ」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、７０８～７１１頁、２００１年７月 Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「屋内クラスター化チャネルにおけるＭＩＭＯ通信に及ぼすアンテナ幾何学形状の影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、１７００～１７０３頁、２００４年６月 Ｍ．Ｊ．Ｆａｋｈｅｒｅｄｄｉｎ、Ｋ．Ｒ．Ｄａｎｄｅｋａｒ共著「ＭＩＭＯ機能に及ぼす偏波ダイバーシチ及び相互結合の組合せ影響」、「Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐ．Ｓｙｍｐ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第２巻、４９５～４９８頁、２００３年６月 Ｐ．Ｎ．Ｆｌｅｔｃｈｅｒ、Ｍ．Ｄｅａｎ、Ａ．Ｒ．Ｎｉｘ共著「多素子アレイアンテナ内の相互結合及びＭＩＭＯチャネル機能に及ぼすその影響」、ＩＥＥＥ・エレクトロニクス・レター、第３９巻、３４２～３４４頁、２００３年２月 Ｖ．Ｊｕｎｇｎｉｃｋｅｌ、Ｖ．Ｐｏｈｌ、Ｃ．Ｖｏｎ Ｈｅｌｍｏｌｔ共著「密接アンテナを有するＭＩＭＯシステムの機能」、ＩＥＥＥ通信レター．第７巻、３６１～３６３頁、２００３年８月 Ｊ．Ｗ．Ｗａｌｌａｃｅ、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナの終端依存ダイバーシチ性能：ネットワーク理論解析」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、９８～１０５頁、２００４年１月 Ｃ．Ｗａｌｄｓｃｈｍｉｄｔ、Ｓ．Ｓｃｈｕｌｔｅｉｓ、Ｗ．Ｗｉｅｓｂｅｃｋ共著「小型ＭＩＭＯアレイの解析のための完全ＲＦシステムモデル」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５７９～５８６頁、２００４年５月 Ｍ．Ｌ．モーリス、Ｍ．Ａ．Ｊｅｎｓｅｎ共著「結合アンテナ及びノイズのある増幅器を有するＭＩＭＯシステムのためのネットワークモデル」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、５４５～５５２頁、２００５年１月 Ｈ．Ａ．Ｗｈｅｅｌｅｒ著「小さいアンテナ」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第ＡＰ－２３巻、第４号、４６２～４６９頁、１９７５年７月 Ｊ．Ｓ．Ｍｃｌｅａｎ著「電気的に小型のアンテナの放射Ｑに対する基本的な限界の再調査」、アンテナ伝播に関するＩＥＥＥ会報、第４４巻、第５号、６７２～６７６頁、１９９６年５月 Ｍｉｓｃｈａ Ｄｏｈｌｅｒ、Ｈａｍｉｄ Ａｇｈｖａｍｉ共著「ＭＩＭＯに向けた歩み：仮想アンテナアレイ」、キングズカレッジ電気通信研究センター、英国ロンドン、２００３年１月１５～１７日、スペイン国バルセロナでの科学技術研究分野の欧州協力（ＥＵＲＯ－ＣＯＳＴ） Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「アンテナパターンダイバーシチを使用した多重入力多重出力無線通信方式」、「Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第１巻、９９７～１００１頁、２００２年１１月 Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「アンテナダイバーシチのための切換非励振素子」、アンテナ伝播ＩＥＥＥ会報、第４７巻、３９９～４０５頁、１９９９年２月 Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、Ｌ．Ｌｅｙｔｅｎ共著「手持ち式使用に対するアンテナパターンダイバーシチ対空間ダイバーシチ」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、１０３５～１０４２頁、２００４年７月 Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、Ｗ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ共著「無線手持ち式端末に対する空間ダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、及びパターンダイバーシチ」、アンテナ及び伝播シンポジュームＩＥＥＥ講演論文集、第４９巻、１２７１～１２８１頁、２００１年９月 Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、ｊｒ．共著「屋内クラスター化ＭＩＭＯチャネルにおける円形パッチアンテナの２素子アレイによるパターンダイバーシチの恩典」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第５号、９４３～９５４頁、２００６年５月 Ｍ．Ｄ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ及びＰ．Ｍａｎｄａｒｉｎｉ共著「ＯＦＤＭモデム内のＩ／Ｑベースバンドフィルタ不整合の影響の解析」、無線パーソナルコミュニケーション、１７５～１８６頁、２０００年 Ｓ．Ｓｃｈｕｃｈｅｒｔ及びＲ．Ｈａｓｈｏｌｚｎｅｒ共著「ＯＦＤＭ信号受信用新規Ｉ／Ｑ不均衡補正方式」、家電に関するＩＥＥＥ会報、２００１年８月 Ｍ．Ｖａｌｋａｍａ、Ｍ．Ｒｅｎｆｏｒｓ、及びＶ．Ｋｏｉｖｕｎｅｎ共著「通信受信機内のＩ／Ｑ不均衡補正の高度な方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００１年１０月 Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「Ｉ／Ｑ不整合の解析及びＯＦＤＭシステムの相殺方式」、ＩＳＴ移動通信サミット、２００４年６月 Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３２５７～３２６８頁、２００５年８月 Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステムのＩ／Ｑ不整合相殺」、個人用、屋内、及び移動無線通信、２００４年、ＰＩＭＲＣ２００４、第１５回ＩＥＥＥ国際シンポジューム、第４巻、２００４年、２７１０～２７１４頁 Ｒ．Ｍ．Ｒａｏ、Ｗ．Ｚｈｕ、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ、Ｄ．Ｂｒｏｗｎｅ、Ｊ．Ｂｈａｔｉａ、Ｊ．Ｆ．Ｆｒｉｇｏｎ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｐ、Ｇｕｐｔａ、Ｈ．Ｌｅｅ、Ｄ．Ｎ．Ｌｉｕ、Ｓ．Ｇ．Ｗｏｎｇ、Ｍ．Ｆｉｔｚ、Ｂ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ、及びＯ．Ｔａｋｅｓｈｉｔａ共著「無線通信研究教育の多重アンテナテストベッド」、ＩＥＥＥ通信学術雑誌、第４２巻、第１２号、７２～８１頁、２００４年１２月 Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｍ．Ｒ．Ｒａｏ、及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「５．２５ＧＨｚソフトウエア定義無線ＯＦＤＭ通信プラットフォームの設計及び開発」２００４年６月６～１２日ＩＥＥＥ通信学術雑誌（ＩＥＥＥ）、第４２巻、第６号、６～１２頁 Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ受信機」信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３～３５９６頁、２００５年９月 Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１～４７１頁、２００４年２月 Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３～７８６頁、２００３年７月 Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０～２４頁、２００４年１月 Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾 Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出 Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾 Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ受信機」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３～３５９６頁、２００５年９月 Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３２５７～３２６８頁、２００５年８月 Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、及びＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ共著「直交配列法による時空間ブロックコード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、１４５６～４６７頁、１９９９年７月 Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「線形受信機を有する空間多重化システムのアンテナ選択」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５巻、ｐｐ．１４２～１４４頁、２００１年４月 Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｇ．Ｄ．Ｇｏｌｄｅｎ、Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ、及びＰ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ共著「多素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信の簡素化した処理」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ学会論文集、第１７巻、第１１号、１８４１～１８５２頁、１９９９年１１月 Ｌ．Ｚｈｅｎｇ及びＤ．Ｎ．Ｃ．Ｔｓｅ共著「ダイバーシチ及び多重化：多重アンテナチャネルの基本的なトレードオフ」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４９巻、第５号、１０７３～１０９６頁、２００３年５月 Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２～９６８頁、２００５年６月 Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８～１１５頁、２００２年６月 Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾 Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７～１３９１頁、２００６年５月 Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ－ＢＩＣＭ手法」、２００６年６月にＩＥＥＥ－ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定 Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２～９６８頁、２００５年６月 Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８～１１５頁、２００２年６月 Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第２号、６１９～６３０頁、２００７年３月 Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ－ＢＩＣＭ手法」、２００６年６月にＩＥＥＥ－ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定 Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ及びＢ．Ｈａｓｓｉｂｉ共著「部分的サイド情報によるＭＩＭＯ放送チャネルの機能に関して」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報第５１巻、５０６～５２２頁、２００５年２月 Ｗ．Ｃｈｏｉ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ビーム選択を備えた日和見性空間分割多重アクセス方式」、通信に関するＩＥＥＥ会報に掲載される予定 Ｘ．Ｚｈｕａｎｇ、Ｆ．Ｗ．Ｖｏｏｋ、Ｋ．Ｌ．Ｂａｕｍ、Ｔ．Ａ．Ｔｈｏｍａｓ、及びＭ．Ｃｕｄａｋ共著「リンク及びシステムレベルシミュレーションのためのチャネルモデル」、ＩＥＥＥ８０２．１６ブロードバンド無線アクセス作業部会、２００４年９月 Ｔ．Ｆｕｓｃｏ及びＭ．Ｔａｎｄａ共著「ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシステムのための不感周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５５巻、１８２８～１８３８頁、２００７年 Ｅ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ、Ａ．Ｃｈｅｖｒｅｕｉｌ、Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ、及びＰ．Ｌｏｕｂａｔｏｎ共著「周期的な変調プリコーダを用いた不感チャネル及び搬送周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第８号、２３８９～２４０５頁、２０００年８月 Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、第７号、１８００～１８０５頁、１９９７年７月 Ｕ．Ｔｕｒｅｌｉ、Ｈ．Ｌｉｕ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「ＯＦＤＭ不感搬送波オフセット推定：ＥＳＰＲＩＴ」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第９号、１４５９～１４６１頁、２０００年９月 Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「周波数選択性無線チャネル上のＯＦＤＭ信号のための低複雑性不感搬送周波数回復」、通信に関するＩＥＥＥ会報第５０巻、第７号、１１８２～１１８８頁、２００２年７月 Ｐ．Ｈ．Ｍｏｏｓｅ著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４２巻、第１０号、２９０８～２９１４頁、１９９４年１０月 Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月 Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「ＯＦＤＭシステムのための搬送周波数取得及び追跡」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４４巻、第１１号、１５９０～１５９８頁、１９９６年１１月 Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、第７号、１８００～１８０５頁、１９９７年７月 Ｋ．Ｌｅｅ及びＪ．Ｃｈｕｎ共著「直交トレーニングシーケンスを用いたＭＩＭＯ及びＯＦＤＭシステムのための周波数オフセット推定」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第１号、１４６～１５６頁、２００７年１月 Ｍ．Ｇｈｏｇｈｏ及びＡ．Ｓｗａｍｉ共著「ＭＩＭＯシステム内多経路チャネル及び周波数オフセット推定のためのトレーニング設計」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第１０号、３９５７～３９６５頁、２００５年１０月 Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯＯＦＤＭのための最大尤度追跡アルゴリズム」、２００４年ＩＥＥＥ国際会議、第４巻、２００４年６月４日～２４日、２４６８～２４７２頁 Ａ．Ｋａｎｎａｎ、Ｔ．Ｐ．Ｋｒａｕｓｓ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「不完全タイミング及び搬送波同期下での同一チャネル信号の分離」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１号、７９～９６頁、２００１年１月 Ｔ．Ｔａｎｇ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ共著「ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステム［移動無線］のための共同周波数オフセット推定及び干渉相殺」、２００４年、ＶＴＣ２００４年秋、２００４年ＩＥＥＥ６０回車両技術会議、第３巻、１５５３～１５５７頁、２００４年９月２６～２９日 Ｘ．Ｄａｉ著「連続的なパイロットを使用したＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムのための搬送周波数オフセット推定」、通信に関するＩＥＥＥ講演論文集、第１５２巻、６２４～６３２頁、２００５年１０月７日 Ｌ．Ｈａｒｉｎｇ、Ｓ．Ｂｉｅｄｅｒ、及びＡ．Ｃｚｙｌｗｉｋ共著「マルチユーザＯＦＤＭシステムにおいて残留搬送波及びサンプリング周波数同期」、２００６年ＶＴＣ、２００６年春、ＩＥＥＥ第６３回車両技術会議、第４巻、１９３７～１９４１頁、２００６年 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Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ」 ムーアの法則、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｉｎｔｅｌ．ｃｏｍ／ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ／ｍｏｏｒｅｓｌａｗ／
しかし、実際には、このようなシステムは、実施するのが極端に困難であり、かつ有用性に限界がある。１つには、スループットの改善を達成するために維持すべきである装置当たり最低２つの個別の通信経路が現在存在し、第２の中継リンクは、利用可能性が不確定なものであることが多い。また、装置は、それらが最低でも第２の通信サブシステムとより大きな計算の必要性とを有するので、より高額であり、物理的に大型化し、かつ消費電力が増大する。更に、システムは、潜在的に様々な通信リンクを通じて、全ての装置の非常に高度なリアルタイムの連携に依存している。最後に、同時チャネル利用（例えば、ＭＩＭＯ技術を利用した同時の電話通話の伝達）が増大すると、各装置に対して計算負荷が増大し（チャネル利用が線形に増加する時に潜在的に指数的に）、これは、厳しい電力及びサイズの制約を有する携帯式装置にとって非常に非実用的である場合がある。
マルチユーザ（ＭＵ）送信を備えた多重アンテナシステム（ＭＡＳ）（ＭＵ－ＭＡＳ）における周波数オフセット及び位相オフセットを補正するためのシステム及び方法を説明する。例えば、本発明の一実施形態による方法は、トレーニング信号を基地局の各アンテナから、周波数オフセット補正データを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアント装置の１つ又は各々に送信して、基地局で周波数オフセット補正データを受信する段階と、送信機において周波数オフセットを事前相殺するために周波数オフセット補正データに基づいてＭＵ－ＭＡＳプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対してプリコーディングされたトレーニング信号を生成するために、ＭＵ－ＭＡＳプリコーダ重みを使用してトレーニング信号をプリコーディングする段階と、基地局の各アンテナから、各々がチャネル特徴付けデータを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアント装置の各々に、プリコーディングされたトレーニング信号を送信して、基地局でチャネル特徴付けデータを受信する段階と、チャネル特徴付けデータに基づいて、周波数及び位相オフセット及び／又はユーザ間干渉を事前相殺するために計算される複数のＭＵ－ＭＡＳプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対するプリコーディングされたデータ信号を生成するために、ＭＵ－ＭＡＳプリコーダ重みを使用してデータをプリコーディングする段階と、プリコーディングされたデータ信号を基地局の各アンテナを通じて各それぞれのクライアント装置に送信する段階とを含む。
図面に関連の以下の詳細説明から、本発明の理解を深めることができる。
従来技術のＭＩＭＯシステムを示す図である。 複数の単一アンテナクライアント装置と通信するＮ本アンテナ基地局を示す図である。 ３つの単一アンテナクライアント装置と通信する３本アンテナ基地局を示す図である。 本発明の一実施形態において使用されるトレーニング信号法を示す図である。 本発明の一実施形態によるクライアント装置から基地局に送信されたチャネル特徴付けデータを示す図である。 本発明の一実施形態による多重入力分散出力（ＭＩＤＯ）下流側送信を示す図である。 本発明の一実施形態による多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）上流側送信を示す図である。 本発明の一実施形態によりスループットを割り当てるために異なるクライアント群を循環する基地局を示す図である。 本発明の一実施形態による近接度に基づくクライアントのグループ分けを示す図である。 ＮＶＩＳシステム内に使用された本発明の実施形態を示す図である。 Ｉ／Ｑ補正機能ユニットを有するＤＩＤＯ送信機の実施形態を示す図である。 Ｉ／Ｑ補正機能ユニットを有するＤＩＤＯ受信機を示す図である。 Ｉ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムの一実施形態を示す図である。 Ｉ／Ｑ補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。 Ｉ／Ｑ補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。 異なるＱＡＭ配列に対するＩ／Ｑ補正の有無によるＳＥＲ（符号誤り率）の一実施形態を示す図である。 異なるユーザ装置位置における補正の有無によるＤＩＤＯ２×２性能の一実施形態を示す図である。 理想的（ｉ．ｉ．ｄ．（独立かつ同一分散の））チャネルにおけるＩ／Ｑ補正に有無によるＳＥＲの一実施形態を示す図である。 適応ＤＩＤＯシステムの送信機フレームワークの一実施形態を示す図である。 適応ＤＩＤＯシステムの受信機フレームワークの一実施形態を示す図である。 適応ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭの方法の一実施形態を示す図である。 ＤＩＤＯ測定のためのアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 異次数ＤＩＤＯシステムのアレイ構成の実施形態を示す図である。 異次数ＤＩＤＯシステムの性能を示す図である。 ＤＩＤＯ測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 ユーザ装置位置の関数としての４－ＱＡＭ及びＦＥＣ率１／２によるＤＩＤＯ２ｘ２性能の一実施形態を示す図である。 ＤＩＤＯ測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 一実施形態においてＤＩＤＯ８ｘ８がより低いＴＸ電力要件に向けてＤＩＤＯ２ｘ２よりも大きなＳＥをもたらす方法を示す図である。 アンテナ選択によるＤＩＤＯ２ｘ２性能の一実施形態を示す図である。 ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける異なるＤＩＤＯプリコーディング方式の平均ビット誤り率（ＢＥＲ）性能を示す図である。 ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける余分な送信アンテナ数の関数としてのＡＳｅｌの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）利得を示す図である。 ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける１本及び２本の余分のアンテナによるブロック対角化（ＢＤ）及びＡＳｅｌに対するユーザ数（Ｍ）の関数としてＳＮＲ閾値を示す図である。 角度広がり（ＡＳ）の異なる値を有する同じ角度方向に位置する２人のユーザに対するＢＥＲ対ユーザ当たりの平均ＳＮＲを示す図である。 図３３と類似であるがユーザ間のより大きい角度分離を有する結果を示す図である。 ユーザの平均到着角（ＡＯＡ）の異なる値に対するＡＳの関数としてのＳＮＲ閾値をプロットした図である。 ５人のユーザの例示的な事例に対するＳＮＲ閾値を示す図である。 ２つのユーザ事例に対する１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌのＳＮＲ閾値の比較を与える図である。 図３７と類似のものであるが５人のユーザの事例に対する結果を示す図である。 ＡＳの異なる値によるＢＤ方式のＳＮＲ閾値を示す図である。 １本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌに対するＡＳ＝０．１°での空間相関チャネルにおけるＳＮＲ閾値を示す図である。 ＡＳ＝５°での２つ多いチャネルのシナリオに対するＳＮＲ閾値の計算を示す図である。 ＡＳ＝１０°での２つ多いチャネルのシナリオに対するＳＮＲ閾値の計算を示す図である。 １本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌ方式に対するそれぞれユーザ数（Ｍ）及び角度広がり（ＡＳ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示す図である。 １本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌ方式に対するそれぞれユーザ数（Ｍ）及び角度広がり（ＡＳ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示す図である。 周波数オフセット推定器／補正器を装備した受信機を示す図である。 本発明の一実施形態によるＤＩＤＯ２ｘ２システムモデルを示す図である。 本発明の一実施形態による方法を示す図である。 周波数オフセットの有無によるＤＩＤＯ２×２システムのＳＥＲ結果を示す図である。 ＳＮＲ閾値に関して異なるＤＩＤＯ方式の性能を比較する図である。 方法の異なる実施形態に必要とされるオーバーヘッドの量を比較する図である。 ｆmax＝２Ｈｚの小さい周波数オフセット及び整数オフセット補正なしでのシミュレーションを示す図である。 整数オフセット推定器の電源切断時の結果を示す図である。
以下の説明では、説明上、本発明を完全に理解することができるように多くの特定の詳細に対して説明する。しかし、これらの特定の詳細の一部がなくても本発明を実施することができることが当業者に明らかであろう。他の場合では、本発明の根本的な原理を曖昧にすることを回避するために、公知の構造及び装置は、ブロック図の形式で示されている。
図１は、送信アンテナ１０４及び受信アンテナ１０５を有する従来技術のＭＩＭＯシステムを示している。このようなシステムは、通常は、利用可能なチャネルで達成可能と思われるスループットの３倍までをもたらすことができる。本発明に対する公開文献に説明されているこのようなＭＩＭＯシステムの細部を実施するいくつかの異なる手法があり、以下の説明では、１つのこのような手法に対して説明する。
データが図１のＭＩＭＯシステムにおいて送信される前に、チャネルは「特徴付けられる」。これは、送信アンテナ１０４の各々から受信機１０５の各々に「トレーニング信号」を最初に送信することによって達成される。トレーニング信号は、符号化及び変調サブシステム１０２によって生成され、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換された後に、連続して各送信機１０３によりベースバンドからＲＦに変換される。それぞれのＲＦ受信機１０６に結合された各受信アンテナ１０５は、各トレーニング信号を受信してベースバンドに変換する。ベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりデジタルに変換され、信号処理サブシステム１０７は、トレーニング信号を特徴付ける。各信号の特徴付けは、例えば、受信機内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズ、又は他のファクタを含む多くのファクタを含むことができる。各信号の特徴付けは、典型的には、チャネルにわたって送信された時の信号のいくつかの態様の位相及び振幅の変化を特徴付けるベクトルとして定められる。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。別の例として、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）変調された信号においては、それは、ＯＦＤＭスペクトル内の個々の副信号のいくつか又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。
信号処理サブシステム１０７は、各受信アンテナ１０５及び対応する受信機１０６により受信したチャネル特徴付けを格納する。全ての３つの送信アンテナ１０４がトレーニング信号送信を完了した後、信号処理サブシステム１０７は、３つの受信アンテナ１０５の各々に対して３つのチャネル特徴付けを格納し、したがって、チャネル特徴付け行列「Ｈ」と指定された３ｘ３行列１０８をもたらす。各個々の行列要素Ｈi、jは、受信アンテナ１０５ｊにより受信される送信アンテナ１０４ｉのトレーニング信号送信のチャネル特徴付けである（一般的に、上述のようにベクトルである）。
この時点で、信号処理サブシステム１０７は、行列Ｈ１０８の転置してＨ-1を生成し、送信アンテナ１０４からの実データの送信を待つ。利用可能な文献に説明されている従来技術の様々なＭＩＭＯ技術は、Ｈ行列１０８が転置可能であることを保証するために利用することができることに注意されたい。
作動面においては、送信すべきデータのペイロードは、データ入力サブシステム１００に呈示される。次に、符号化及び変調サブシステム１０２に呈示される前に分割器１０１により３つの部分に分割される。例えば、ペイロードが「ａｂｃｄｅｆ」のＡＳＣＩＩビットである場合、分割器１０１により、「ａｄ」、「ｂｅ」、及び「ｃｆ」に対してＡＳＣＩＩビットの３つのサブペイロードに分割することができる。次に、これらのサブペイロードの各々は、符号化及び変調サブシステム１０２に個々に呈示される。
サブペイロードの各々は、各信号の統計的独立性及び誤差補正機能の両方に適する符号化システムを使用することによって個々に符号化される。これらには、Ｒｅｅｄ－Ｓｏｌｏｍｏｎコーディング、Ｖｉｔｅｒｂｉコーディング、及び「Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ」が含まれるが、これらに限定されない。最後に、３つの符号化されたサブペイロードの各々は、チャネルに対して適切な変調方式で変調される。変調手法の例は、差動位相シフトキー（ＤＰＳＫ）変調、６４－ＱＡＭ変調、及びＯＦＤＭである。ここで、ＭＩＭＯによって提供されるダイバーシチ利得は、同じチャネルを利用してＳＩＳＯ（単入力単出力）システム内で他の場合に達成可能であると思われるよりも高次の変調配列を可能にすることに注意すべきである。各符号化及び変調された信号は、次に、Ｄ／Ａ変換ユニット（図示せず）によるＤ／Ａ変換及び各送信機１０３によるＲＦ生成後に固有のアンテナ１０４を通じて送信される。
適切な空間ダイバーシチが送受信アンテナの間に存在すると仮定すると、受信アンテナ１０５の各々は、アンテナ１０４から３つの送信信号の異なる組合せを受信することになる。各信号は、受信されると各ＲＦ受信機１０６によりベースバンドに変換され、Ａ／Ｄ変換器（図示せず）によりデジタル化される。ｙnが第ｎ番目の受信アンテナ１０５により受信した信号であり、Ｘnが第ｎ番目の送信アンテナ１０４により送信される信号であり、Ｎがノイズである場合、これを以下の３つの方程式により説明することができる。
y1 = x1 H11 + x2 H12 + x3 H13 + N
y2 = x1 H21 + x2 H22 + x3 H23 + N
y3 = x1 H31 + x2 H32 + x3 H33 + N
これが３つの未知数による３つの方程式のシステムであることを考慮すると、信号処理サブシステム１０７は、ｘ1、ｘ2、及びｘ3を導出することは線形代数の問題である（Ｎが信号の復号化を可能にするのに十分に低いレベルであると仮定して）。
x1 = y1H-1 11 + y2H-1 12 + y3H-1 13
x2 = y1H-1 21 + y2H-1 22 + y3H-1 23
x3 = y1H-1 31 + y2H-1 32 + y3H-1 33
３つの送信信号ｘnがこのようにして導出された状態で、分割器１０１により最初に分離された３つのビットストリームを回復するために信号処理サブシステム１０７により復調、復号、及び誤差補正される。これらのビットストリームは、結合器ユニット１０８内で結合され、データ出力１０９から単一のデータストリームとして出力される。システムの堅牢性がノイズ機能障害を克服することができると仮定すると、データ出力１０９は、データ入力１００に導入されたのと同じビットストリームを生成する。
上述の従来技術のシステムが、通常４本までのアンテナ、恐らく１０本まで多くのアンテナまで実用的であるが、本発明の開示の「背景技術」の節で説明した理由から、多数のアンテナ（例えば２５、１００、又は１０００本）では非実用的になる。
一般的に、このような従来技術のシステムは双方向であり、かつ戻り経路は、逆にされるが正確に同じ方法で実施され、通信チャネルの各側は、送信サブシステム及び受信サブシステムの両方を有する。
図２は、本発明の一実施形態を示しており、基地局（ＢＳ）２００は、「ワイドエリアネットワーク（ＷＡＮ）」インタフェース（例えば、Ｔ１又は他の高速接続を通じて「インターネット」への）２０１で構成され、いくつか（Ｎ）のアンテナ２０２が設けられている。取りあえず、固定位置から１組のクライアントと無線で通信するあらゆる無電局を指すために「基地局」という用語を使用する。基地局の例は、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）又はＷＡＮアンテナ鉄塔又はアンテナアレイ内のアクセスポイントである。基地局２００から無線でサービスを提供される各々が１本のアンテナを有するいくつかのクライアント装置２０３～２０７が存在する。この例の目的上、無線ネットワークを装備したパーソナルコンピュータであるクライアント装置２０３～２０７にサービスを提供しているオフィス環境に位置するような基地局に対して考えることが最も簡単であるが、このアーキテクチャは、屋内、屋外共、基地局が無線クライアントにサービスを提供している多くの用途に適用される。例えば、基地局は、携帯電話塔、又はテレビ放送塔を基地にすることができる。一実施形態では、基地局２００は、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている２００４年４月２０日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）通信を改善するシステム及び方法」という名称の現在特許出願中の米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号に説明されているように、地上に位置決めされ、信号を電離層から跳ね戻すためにＨＦ周波数（例えば、２４ＭＨｚまでの周波数）で上方に送信するように構成される。
上述の基地局２００及びクライアント装置２０３～２０７に関連のある一定の詳細は、例示のためにすぎず、本発明の根本的な原理に従う上で必要とされるものではない。例えば、基地局は、デジタルビデオ配信に使用されるような特定用途向け広域ネットワークを含むＷＡＮインタフェース２０１を通じて様々な異なる形式の広域ネットワークに接続することができる。同様に、クライアント装置は、携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、受信機、及び無線カメラを含むがこれらに限定されないあらゆる種類の無線データ処理及び／又は通信装置とすることができる。
一実施形態では、あたかも基地局が従来技術のＭＩＭＯ送受信機であるかのように各々が空間相関のない信号を送信及び受信するように、基地局のｎ本のアンテナ２０２は、空間的に分離される。「背景技術」で上述のように、λ／６（すなわち、１／６波長）以内の間隔で設置したアンテナが、ＭＩＭＯからのスループットの増大を見事に達成しているが、全体的に、これらの基地局アンテナが設けられる間隔が増大するほど、システム性能が良くなり、λ／２が望ましい最小値であるという実験が行われている。言うまでもなく、本発明の根本的な原理は、アンテナ間のいかなる特定の分離にも限定されるものではない。
単一の基地局２００は、アンテナが非常に大きな間隔で位置する可能性が非常に高いことに注意されたい。例えば、ＨＦスペクトルにおいては、アンテナは、１０メートル間隔又はそれよりも大きくすることができる（例えば、上述のＮＶＩＳ例において）。１００本のこのようなアンテナが使用された場合、基地局のアンテナアレイは、数平方キロメートルに及ぶ可能性が十分にある。
空間ダイバーシチ技術に加えて、本発明の一実施形態は、システムの有効スループットを増大させるために信号を偏波させる。偏波を通じてチャネル機能を増大させることは、長年にわたって衛星テレビプロバイダにより使用されている技術である。偏波を使用して、複数の（例えば、３本の）基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させ、依然として空間相関のないものとすることができる。従来のＲＦシステムは、通常は偏波の２次元（例えばｘ及びｙ）のダイバーシチからのみ恩典を受けるが、本明細書で説明するアーキテクチャは、偏波の３次元（ｘ、ｙ、及びｚ）のダイバーシチから更に恩典を受けることができる。
空間及び偏波ダイバーシチに加えて、本発明の一実施形態は、パターンダイバーシチを通じてリンク性能を改善するために、近直交放射パターンでアンテナを使用する。パターンダイバーシチは、ＭＩＭＯシステムの機能及び誤り率性能を改善することができ、他のアンテナダイバーシチ技術に優る利点が以下の論文に示されている。
［１７］Ｌ．Ｄｏｎｇ、Ｈ．Ｌｉｎｇ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「アンテナパターンダイバーシチを使用した多重入力多重出力無線通信方式」、「Ｇｌｏｂ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第１巻、９９７～１００１頁、２００２年１１月
［１８］Ｒ．Ｖａｕｇｈａｎ著「アンテナダイバーシチのための切換非励振素子」、アンテナ伝播ＩＥＥＥ会報、第４７巻、３９９～４０５頁、１９９９年２月
［１９］Ｐ．Ｍａｔｔｈｅｉｊｓｓｅｎ、Ｍ．Ｈ．Ａ．Ｊ．Ｈｅｒｂｅｎ、Ｇ．Ｄｏｌｍａｎｓ、Ｌ．Ｌｅｙｔｅｎ共著「手持ち式使用に対するアンテナパターンダイバーシチ対空間ダイバーシチ」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、１０３５～１０４２頁、２００４年７月
［２０］Ｃ．Ｂ．Ｄｉｅｔｒｉｃｈ Ｊｒ、Ｋ．Ｄｉｅｔｚｅ、Ｊ．Ｒ．Ｎｅａｌｙ、Ｗ．Ｌ．Ｓｔｕｔｚｍａｎ共著「無線手持ち式端末に対する空間ダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、及びパターンダイバーシチ」、アンテナ及び伝播シンポジュームＩＥＥＥ講演論文集、第４９巻、１２７１～１２８１頁、２００１年９月
［２１］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、ｊｒ．共著「屋内クラスター化ＭＩＭＯチャネルにおける円形パッチアンテナの２素子アレイによるパターンダイバーシチの恩典」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５４巻、第５号、９４３～９５４頁、２００６年５月
偏波を使用して、複数の基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させるが、依然として空間相関のないものとすることができる。
図３は、図２に示す基地局２００及びクライアント装置２０３～２０７の一実施形態の更なる詳細を示している。簡潔さを期すために、基地局３００は、３本のアンテナ３０５のみ及び３つのクライアント装置３０６～３０８のみを有するように示されている。しかし、本明細書で説明する本発明の実施形態は、実質的に無制限の数のアンテナ３０５（すなわち、利用可能な空間及びノイズによってのみ制限される）及びクライアント装置３０６～３０８で実施することができることに注意されたい。
図３は、両方とも通信チャネルの両側でアンテナを３本ずつ有するという点で、図１に示す従来技術のＭＩＭＯアーキテクチャに類似している。顕著な違いは、従来技術ＭＩＭＯシステムにおいては、図１の右側の３本のアンテナ１０５が、互いから全て一定の距離にあり（例えば、単一の装置上で一体化され）、アンテナ１０５の各々からの受信信号が、信号処理サブシステム１０７内でまとめて処理されるという点である。これとは対照的に、図３では、図の右側の３本のアンテナ３０９の各々は、異なるクライアント装置３０６～３０８に結合されており、それらの各々は、基地局３０５の範囲でどこにでも分散させることができる。したがって、各クライアント装置が受信する信号は、その符号化、変調、信号処理サブシステム３１１において他の２つの受信信号とは独立して処理される。したがって、多重入力（すなわち、アンテナ１０５）多重出力（すなわち、アンテナ１０４）ＭＩＭＯシステムとは対照的に、図３は、以下「ＭＩＤＯ」システムと呼ぶ多重入力（すなわち、アンテナ３０５）分散出力（すなわち、アンテナ３０５）システムを示している。
本出願では、学界及び産業界の慣例により良好に適合するように従来の出願と異なる用語を使用している。２００４年４月２０日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）通信を改善するシステム及び方法」という名称の先に引用した現在特許出願中の米国特許出願出願番号第１０／８１７、７３１号、及び本出願が一部継続出願である２００４年７月３０日出願の米国特許出願第１０／９０２、９７８号においては、「入力」及び「出力」の意味は（ＳＩＭＯ、ＭＩＳＯ、ＤＩＭＯ、及びＭＩＤＯの関連において）、本出願における用語の使い方と逆のものである。以前の出願においては、「入力」は、受信アンテナ（例えば図３のアンテナ３０９）に入力される時の無線信号を指し、「出力」は、送信アンテナ（例えばアンテナ３０５）により出力される時の無線信号を指していた。学界及び無線業界においては、「入力」及び「出力」の逆の意味が一般的に用いられており、「入力」は、チャネルに入力される時の無線信号（すなわち、アンテナ３０５からの送信無線信号）を指し、「出力」は、チャネルから出力される時の無線信号（すなわち、アンテナ３０９により受信される無線信号）を指す。本出願では、この段落で先に引用した出願の逆であるこれらの用語を使用している。したがって、以下の用語の同等性が、出願間で引き出されるはずである。
（表）
Figure 2022008285000002
図３に示すＭＩＤＯアーキテクチャは、所定の数の送信アンテナに対してＳＩＳＯシステムに優るＭＩＭＯと類似の機能増強をもたらす。しかし、ＭＩＭＯと図３に示す特定のＭＩＤＯ一実施形態との違いは、複数の基地局アンテナによって得られる機能増強をもたらすために各ＭＩＤＯクライアント装置３０６～３０８に必要なのは１本の受信アンテナのみであり、一方、ＭＩＭＯに対しては、各クライアント装置に必要なのは、達成されることが望ましい機能倍数と同数の受信アンテナであるという点である。クライアント装置上に設置することができるアンテナ本数に対して実際的な制限が通常必要であることを考慮すると（「背景技術」で説明したように）、これは、典型的には、ＭＩＭＯシステムをアンテナ本数４本と１０本の間（かつ４～１０倍の機能倍数）に限定する。基地局３００は、一般的に、固定したかつ電力が供給される位置から多くのクライアント装置にサービスを提供しているので、１０本を遥かに超えるアンテナ本数に拡張し、かつ空間ダイバーシチをもたらすために適切な距離でアンテナを分離することが実際的である。図示のように、各アンテナは、送受信機３０４と、符号化、変調、及び信号処理部３０３の一部の処理電力とを装備している。顕著な点として、この実施形態では、基地局３００の拡張性に関わらず、各クライアント装置３０６～３０８に必要なアンテナは１本のみで済み、したがって、個々のユーザクライアント装置３０６～３０８の経費は低くて済む上に、基地局３００の経費は、大基盤のユーザ間で分担することができる。
基地局３００からクライアント装置３０６～３０８へのＭＩＤＯ送信を達成することができる方法の例を図４～図６に示している。
本発明の一実施形態では、ＭＩＤＯ送信が始まる前に、チャネルは、特徴付けられる。ＭＩＭＯシステムの場合と同様に、トレーニング信号は、アンテナ４０５の各々により、１つずつ送信される（本明細書で説明する実施形態において）。図４は、第１回目のトレーニング信号送信を示すが、３本アンテナ４０５に対しては、別々の送信が合計で３回ある。各トレーニング信号は、符号化、変調、及び信号処理サブシステム４０３によって生成され、Ｄ／Ａ変換器を通じてアナログに変換されて、各ＲＦ送受信機４０４を通じてＲＦとして送信される。上述したもの（例えば、「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉコーディング；ＱＡＭ、ＤＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調など）を含むがこれらに限定されない様々な異なる符号化、変調、及び信号処理法を使用することができる。
各クライアント装置４０６～４０８は、アンテナ４０９を通じてトレーニング信号を受信し、送受信機４１０によってトレーニング信号をベースバンドに変換する。Ａ／Ｄ変換器（図示せず）は、デジタルに信号を変換し、信号は、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム４１１により処理される。信号特徴付け論理３２０は、次に、得られた信号を特徴付け（例えば、上述のように位相及び振幅の歪みを特定して）、メモリ内に特徴付けを格納する。この特徴付け処理は、従来技術のＭＩＭＯシステムと類似のものであるが、顕著な違いは、各クライアント装置が、ｎ本のアンテナに対してではなく、所属する１本のアンテナに対して特徴付けベクトルを計算するだけであるという点である。例えば、クライアント装置４０６の符号化、変調、及び信号処理サブシステム４２０は、トレーニング信号の公知のパターンで初期化される（製造時に送信メッセージで受信することによって又は別の初期化処理を通じて）。アンテナ４０５がこの公知のパターンでトレーニング信号を送信した時、符号化、変調、及び信号処理サブシステム４２０は、相関法を使用してトレーニング信号の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、このパターンを受信信号から差し引く。次に、トレーニング信号に相関する第２の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、この第２の最強パターンを受信信号から差し引く。この処理は、何らかの一定の数の位相オフセット及び振幅オフセットが格納されるか（例えば、８）、又は検出可能なトレーニング信号パターンが所定のノイズレベル未満になるまで続く。位相／振幅オフセットのこのベクトルは、ベクトル４１３の要素Ｈ11になる。同時に、クライアント装置４０７及び４０８の符号化、変調、及び信号処理サブシステムは、同じ処理を実施して、それらのベクトル要素Ｈ21及びＨ31を生成する。
特徴付けが格納されるメモリは、フラッシュメモリのような不揮発性メモリ又はハードドライブ及び／又はランダムアクセスメモリ（例えば、ＳＤＲＡＭ、ＲＤＡＭ）のような揮発性メモリとすることができる。更に、異なるクライアント装置は、同時に異なる形式のメモリを使用して特徴付け情報を格納することができる（例えば、ＰＤＡは、フラッシュメモリを使用することができ、一方、ノートパーソナルコンピュータは、ハードドライブを使用することができる）。本発明の根本的な原理は、様々なクライアント装置又は基地局上のストレージ機構のいかなる特定の形式にも限定されない。
上述のように、使用する方式に基づいて、各クライアント装置４０６～４０８が有するアンテナは１本のみであるので、各々は、Ｈ行列の１ｘ３行４１３～４１５を格納する。図４は、１ｘ３行４１３～４１５の第１の列が、３本の基地局アンテナ４０５の第１のアンテナに関してチャネル特徴付け情報が格納されている第１のトレーニング信号送信の後の段階を示している。残りの２つの列は、残りの２本の基地局アンテナからの次の２つのトレーニング信号送信のチャネル特徴付け後に格納される。例示のために、３つのトレーニング信号は、別個の時間に送信されることに注意されたい。３つのトレーニング信号パターンが互いに相関しないように選択された場合、それらは、同時に送信することができ、したがって、トレーニング時間が短縮される。
図５に示すように、全ての３つのパイロット送信が完了した後、各クライアント装置５０６～５０８は、格納した行列Ｈの１ｘ３行５１３～５１５を基地局５００に送信する。簡潔さを期すために、図５では、特徴付け情報を送信する１つのクライアント装置５０６のみを示している。適切な誤差補正符号化（例えば「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉ、及び／又は「Ｔｕｒｂｏ ｃｏｄｅｓ」）と組み合わせたチャネルのための適切な変調手法（例えばＤＰＳＫ、６４ＱＡＭ、ＯＦＤＭ）を使用して、基地局５００が正確に行５１３～５１５にデータを受信することを確実にすることができる。
３本のアンテナ５０５が全て図５では信号を受信するように示されているが、基地局５００の１本のアンテナ及び送受信機が各１ｘ３行５１３～５１５送信を受信すれば十分である。しかし、アンテナ５０５及び送受信機５０４の多く又は全てを利用して各送信を受信すると（すなわち、符号化、変調、及び信号処理サブシステム５０３内の従来技術により単入力多重出力（ＳＩＭＯ）処理法を利用する）、ある一定の条件下で１本のアンテナ５０５及び送受信機５０４を利用することより良好な信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を得ることができる。
基地局５００の符号化、変調、及び信号処理サブシステム５０３は、各クライアント装置５０７－５０８から１ｘ３行５１３～５１５を受信して、３ｘ３Ｈ行列５１６内に格納する。クライアント装置の場合と同様に、基地局は、不揮発性大容量ストレージメモリ（例えば、ハードドライブ）及び／又は揮発性メモリ（例えば、ＳＤＲＡＭ）を含むがこれらに限定されない様々な異なるストレージ技術を使用して行列５１６を格納することができる。図５は、基地局５００がクライアント装置５０９から１ｘ３行５１３を受信及び格納した段階を示している。１ｘ３行５１４及び５１５は、送信され、Ｈ行列５１６全体が格納されるまで、残りのクライアント装置から受信された時にＨ行列５１６内に格納することができる。
基地局６００からクライアント装置６０６～６０８へのＭＩＤＯ送信の一実施形態をここで図６を参照して説明する。各クライアント装置６０６～６０８は、独立した装置であるので、一般的に、各装置は、異なるデータ送信を受信している。したがって、基地局６００の一実施形態は、ＷＡＮインタフェース６０１からマルチデータストリーム（ビットストリームにフォーマット設定される）を供給するＷＡＮインタフェース６０１と符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３との間で通信的に位置決めされたルータ６０２を含み、それぞれ、各クライアント装置６０６～６０８を意図した別々のビットストリームｕ1～ｕ3として送られる。様々な公知の経路指定技術をこの目的のためにルータ６０２により使用することができる。
図６に示す３つのビットストリームｕ1～ｕ3は、次に、符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３に送られ、統計学的に異なる誤差訂正ストリーム（例えば「Ｒｅｅｄ Ｓｏｌｏｍｏｎ」、Ｖｉｔｅｒｂｉ、又は「Ｔｕｒｂｏ Ｃｏｄｅｓ」で）に符号化され、チャネルに向けて適切な変調方式（例えばＤＰＳＫ、６４ＱＡＭ、又はＯＦＤＭ）で変調される。更に、図６に示す実施形態は、信号特徴付け行列６１６に基づいて、各々のアンテナ６０５から送信された信号を独特に符号化する信号プリコーディング論理６３０を含む。より具体的には、別個のアンテナに３つの符号化及び変調されたビットストリームの各々を送るのではなく（図１で行われるように）、一実施形態では、プリコーディング論理６３０は、３つのビットストリームｕ1～ｕ3にＨ行列６１６の逆行列を掛けて、３つの新しいビットストリームｕ’1～ｕ’3を生成する。３つのプリコーディングされたビットストリームは、次に、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換されて送受信機６０４及びアンテナ６０５によりＲＦとして送信される。
ビットストリームがクライアント装置６０６～６０８により受信される方法を説明する前に、プリコーディングモジュール６３０により行われる作動に関して説明する。以前の図１のＭＩＭＯ例と同様に、３つのソースビットストリームの各々の符号化及び変調された信号は、ｕnで指定される。図６に示す実施形態では、各ｕiは、ルータ６０２により経路指定された３つのビットストリームの１つのデータを含み、各々のこのようなビットストリームは、３つのクライアント装置６０６～６０８の１つに対して意図されている。
しかし、各ｘiが各アンテナ１０４により送信される図１のＭＩＭＯの例と異なり、図６に示す本発明の実施形態では、各ｕiは、各クライアント装置アンテナ６０９で受信される（チャネルに存在するいかなるノイズＮも加えて）。この結果を達成するために、３本のアンテナ６０５（その各々は、ｖiと指定される）の各々の出力は、ｕi及び各クライアント装置のチャネルを特徴付けるＨ行列の関数である。一実施形態では、各ｖiは、符号化、変調、及び信号処理サブシステム６０３内のプリコーディング論理６３０により、以下の公式を実施することによって計算される。
v1 = u1H-1 11 + u2H-1 12 + u3H-1 13
v2 = u1H-1 21 + u2H-1 22 + u3H-1 23
v3 = u1H-1 31 + u2H-1 32 + u3H-1 33
すなわち、信号がチャネルにより変換された後に各ｘiが受信機で計算されるＭＩＭＯとは異なり、本明細書で説明する本発明の実施形態は、信号がチャネルにより変換される前に、送信機で各ｖiを解く。各アンテナ６０９は、他のアンテナ６０９に対して意図された他のｕn-1ビットストリームから分離されたｕiを受信する。各送受信機６１０は、各受信信号をベースバンドに変換し、各受信信号は、Ａ／Ｄ変換器（ここでは図示）によりデジタル化され、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム６１１は、各受信信号に対して意図されたｘiビットストリームを復調及び復号し、クライアント装置により（例えば、クライアント装置上のアプリケーションにより）用いられるデータインタフェース６１２にそのビットストリームを送る。
本明細書で説明する本発明の実施形態は、様々な異なる符号化及び変調方式を使用して実施することができる。例えば、周波数スペクトルが複数の副帯域に分離されるＯＦＤＭ実施では、本明細書で説明する技術を使用して各個々の副帯域を特徴付けることができる。しかし、上述のように、本発明の根本的な原理は、いかなる特定の変調方式にも限定されるものではない。
クライアント装置６０６～６０８がＰＤＡ、ノートパーソナルコンピュータ、及び／又は無線電話のような携帯データ処理装置である場合、チャネル特徴付けは、クライアント装置が位置を移動することができる時に頻繁に変化する場合がある。したがって、本発明の一実施形態では、基地局でのチャネル特徴付け行列６１６は、絶えず更新される。一実施形態では、基地局６００は、各クライアント装置に定期的に（例えば、２５０ミリ秒毎に）新しいトレーニング信号を送り出し、各クライアント装置は、チャネル特徴付けが正確なままであることを保証するために基地局６００へ絶えずそのチャネル特徴付けベクトルを送信する（例えば、環境がチャネルに影響を与えるように変更された場合、又はクライアント装置が移動した場合）。一実施形態では、トレーニング信号は、各クライアント装置に送られた実際データ信号内にインタリーブされる。一般的に、トレーニング信号は、データ信号よりも非常に低いスループットであり、したがって、これによってシステムの全体的なスループットに及ぶ影響は殆どない。したがって、この実施形態では、チャネル特徴付け行列６１６は、基地局がアクティブに各クライアント装置と通信する時に連続的に更新することができ、したがって、クライアント装置が位置を移動しても、又は環境がチャネルに影響を与えるように変更されても正確なチャネル特徴付けが維持される。
図７に示す本発明の一実施形態は、上流側通信チャネル（すなわち、クライアント装置７０６～７０８から基地局７００までのチャネル）を改善するためにＭＩＭＯ技術を使用する。この実施形態では、クライアント装置の各々からのチャネルは、基地局内の上流側チャネル特徴付け論理７４１により絶えず解析かつ特徴付けられる。より具体的には、クライアント装置７０６～７０８の各々は、チャネル特徴付け論理７４１がＮｘＭチャネル特徴付け行列７４１を生成するために解析する基地局７００にトレーニング信号を送信し（例えば、一般的なＭＩＭＯシステムの場合のように）、ここで、Ｎは、クライアント装置の数であり、Ｍは、基地局により使用されるアンテナの数である。図７に示す実施形態は、基地局での３本のアンテナ７０５及び３つのクライアント装置７０６～６０８を使用し、したがって、３ｘ３チャネル特徴付け行列７４１が基地局７００で格納される。図７に示すＭＩＭＯ上流側送信は、基地局７００へデータを送信するために、かつ図５に示すように基地局７００にチャネル特徴付けベクトルを送信するためにクライアント装置により使用することができるが、各クライアント装置のチャネル特徴付けベクトルが別々の時間に送信される図５に示す実施形態と異なり、図７に示す方法は、複数のクライアント装置から基地局７００へのチャネル特徴付けベクトルの同時送信を可能にし、したがって、戻りチャネルスループットに及ぼすチャネル特徴付けベクトルの影響が激減される。
上述のように、各信号の特徴付けは、例えば、受信機の内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズを含む多くのファクタ又は他のファクタを含むことができる。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。別の例として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調された信号においては、それは、ＯＦＤＭスペクトル内の個々の副信号の一部又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。トレーニング信号は、各クライアント装置の符号化及び変調サブシステム７１１によって生成し、Ｄ／Ａ変換器（図示せず）によりアナログに変換し、次に、各クライアント装置の送信機７０９によりベースバンドからＲＦに変換することができる。一実施形態では、トレーニング信号が同期化されることを保証するために、クライアント装置は、基地局により要請された時にのみトレーニング信号を送信する（例えば、総当り式に）。更に、トレーニング信号は、各クライアント装置から送られた実データ信号内にインタリーブされるか、又はこの信号と同時に送信することができる。したがって、クライアント装置７０６～７０８が移動体であったとしても、トレーニング信号は、上流側チャネル特徴付け論理７４１により、連続的に送信かつ解析することができ、したがって、チャネル特徴付け行列７４１が最新のままであることを保証する。
上述の本発明の実施形態によりサポートされる全チャネル機能は、ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）として定めることができ、ここで、Ｍは、クライアント装置の数であり、Ｎは、基地局アンテナの数である。すなわち、機能は、基地局側又はクライアント側のアンテナの数により制限される。したがって、本発明の一実施形態は、ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）アンテナのみが所定の時間に送受信することを保証するために同期化技術を使用している。
一般的なシナリオにおいては、基地局７００上のアンテナ７０５の数は、クライアント装置７０６～７０８の数よりも小さい。例示的なシナリオを図８に示しており、図８は、３本のアンテナ８０２を有する基地局と通信する５つのクライアント装置８０４～８０８を示している。この実施形態では、クライアント装置８０４～８０８の総数を判断して必要なチャネル特徴付け情報（例えば、上述したものなど）を回収した後に、基地局８００は、通信する３つのクライアント８１０から成る第１の群を選択する（ｍｉｎ（Ｎ、Ｍ）＝３であるために例では３つのクライアント）。指定された期間にわたってクライアント８１０の第１の群と通信した後に、基地局は、次に、通信する３台のクライアント８１１の別の群を選択する。均一に通信チャネルを分散するために、基地局８００は、第１の群内の含まれなかった２つのクライアント装置８０７、８０８を選択する。更に、余分のアンテナが利用可能であるので、基地局８００は、第１の群内の含まれた更に別のクライアント装置８０６を選択する。一実施形態では、基地局８００は、各クライアントに時間と共に事実上同量のスループットが割り当てられるように、このようにしてクライアントの群間を循環する。例えば、均一にスループットを割り当てるために、基地局は、次に、クライアント装置８０６を除いて（すなわち、クライアント装置８０６が初めの２回のサイクルを通じて基地局との通信に従事していたため）３つのクライアント装置のあらゆる組合せを選択することができる。
一実施形態では、標準的なデータ通信に加えて、基地局は、上述の技術を使用して各々のクライアント装置にトレーニング信号を送信し、クライアント装置の各々からトレーニング信号及び信号特徴付けデータを受信することができる。
一実施形態では、ある一定のクライアント装置又はクライアント装置の群には、異なるレベルのスループットを割り当てることができる。例えば、クライアント装置は、優先度が比較的低い方のクライアント装置より優先度が比較的高い方のクライアント装置に向けて多くの通信サイクル（すなわち、より多くのスループット）を保証することができるように優先度を付けることができる。クライアント装置の「優先度」は、例えば、無線サービスに対する指定されたレベルのユーザの会員登録（例えば、ユーザは、更に別のスループットに対して支払うことをいとわないとする場合がある）、及び／又はクライアント装置へ及びそれから伝達されているデータの形式（例えば、電話音声及び映像のようなリアルタイム通信は、電子メールのような非リアルタイム通信より優先させることができる）を含むいくつかの変数に基づいて選択することができる。
一実施形態では、基地局は、各クライアント装置により必要とされる現在の負荷に基づいてスループットを動的に割り当てる。例えば、クライアント装置８０４がライブビデオをストリーミングしており、他の装置８０５～８０８が電子メールのような非リアルタイム機能を実施している場合、基地局８００が割り当てることができるスループットは、このクライアント８０４に対しての方が比較的多い。しかし、本発明の根本的な原理は、いかなる特定のスループット技術にも限定されるものではないことに注意すべきである。
図９に示すように、２つのクライアント装置９０７、９０８は、クライアントのチャネル特徴付けが事実上同じになるように近接させることができる。したがって、基地局は、２つのクライアント装置９０７、９０８に対して事実上同等のチャネル特徴付けベクトルを受信及び格納し、したがって、各クライアント装置に対して固有の空間的に分散された信号を作成することができない。したがって、一実施形態では、基地局は、互いの近くにあるあらゆる２つ又はそれよりも多くのクライアント装置が異なる群に割り当てられることを保証することになる。図９では、例えば、基地局９００は、最初にクライアント装置９０４、９０５、及び９０８の第１の群９１０と、次に、クライアント装置９０５、９０６、及び９０７の第２の群９１１と通信し、クライアント装置９０７及び９０８が異なる群にあることが保証される。
代替的に、一実施形態では、基地局９００は、同時にクライアント装置９０７及び９０８と通信するが、既知のチャネル多重化法を使用している通信チャネルを多重化する。例えば、基地局は、時間分割多重通信方式（ＴＤＭ）、周波数分割多重（ＦＤＭ）、又は符号分割多重アクセス方式（ＣＤＭＡ）技術を使用してクライアント装置９０７と９０８の間で単一の空間相関信号を分割することができる。
上述の各クライアント装置は１本のアンテナを装備しているが、スループットを増大させるために複数のアンテナでクライアント装置を使用する本発明の根本的な原理を使用することができる。例えば、上述の無線システム上に使用される時、２本のアンテナを有するクライアントは、スループットの２倍の増加をもたらすことになる。３本のアンテナを有するクライアントは、スループットの３倍の増加をもたらす等々である（すなわち、アンテナ間の空間分離及び角度分離が十分であると仮定して）。基地局は、複数のアンテナを有するクライアント装置を循環する時、同じ一般規則を適用することができる。例えば、別々のクライアントとして各アンテナを処理し、あらゆる他のクライアントの場合と同様に、その「クライアント」にスループットを割り当てることができる（例えば、各クライアントに適切な又は同等の通信期間が与えられることを保証する）。
上述のように、本発明の一実施形態は、ＭＩＤＯ及び／又は上述のＭＩＭＯ信号送信技術を使用して、近垂直入射上空波（ＮＶＩＳ）システムにおいて信号対ノイズ比及びスループットを増大させる。図１０を参照すると、本発明の一実施形態では、Ｎ本のアンテナ１００２の行列を装備した第１のＮＶＩＳ局１００１は、Ｍクライアント装置１００４と通信するように構成される。ＮＶＩＳアンテナ１００２及び様々なクライアント装置１００４のアンテナは、望ましいＮＶＩＳをもたらして地上波干渉効果を最小にするために垂直の約１５度まで上方に信号を送る。一実施形態では、アンテナ１００２及びクライアント装置１００４は、ＮＶＩＳスペクトル内の指定された周波数で（例えば、搬送周波数で、又は２３ＭＨｚ未満、しかし一般的に１０ＭＨｚ未満で）様々なＭＩＤＯ及び上述のＭＩＭＯ技術を使用して複数の独立したデータストリーム１００６をサポートし、したがって、指定された周波数でのスループットが大幅に増大する（すなわち、統計的に独立したデータストリームの数に比例した係数で）。
所定の局にサービスを提供するＮＶＩＳアンテナは、互いに物理的に非常に遠く隔てた状態にある場合がある。１０ＭＨｚ未満の長い波長と信号に関する進行する長い距離（往復３００マイルほども長く）とを考慮すると、１００ヤード単位及び更にはマイル単位のアンテナの物理的分離により、ダイバーシチの有利性を得ることができる。このような状況では、個々のアンテナ信号は、従来の有線又は無線通信システムを使用して処理されるように集中制御された位置に戻すことができる。代替的に、各アンテナは、その信号を処理し、次に、従来の有線又は無線通信システムを使用して集中制御された位置へデータを戻す局所的機能を有することができる。本発明の一実施形態では、ＮＶＩＳ局１００１は、「インターネット」１０１０（又は、他の広域ネットワーク）とのブロードバンドリンク１０１５を有し、したがって、遠隔高速無線ネットワークアクセスが可能なクライアント装置１００３が得られる。
一実施形態では、基地局及び／又はユーザは、上述の偏波／パターンダイバーシチ技術を利用して、ダイバーシチ及び増大したスループットをもたらしながらアレイサイズ及び／又はユーザの距離を低減することができる。一例として、ＨＦ送信が行われるＭＩＤＯシステムにおいては、ユーザは、同じ位置とすることができ、しかも、信号は、偏波／パターンダイバーシチの理由で無相関とすることができる。特に、パターンダイバーシチを使用することによって、一方のユーザは、地上波を通して基地局に通信中であり、一方、他方のユーザは、ＮＶＩＳを通じて通信中とすることができる。
本発明の付加的な実施形態
１．Ｉ／Ｑ不均衡を伴ったＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプリコーディング
本発明の一実施形態は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を行う分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムにおいて同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）不均衡を補正するシステム及び方法を使用する。簡潔にいうと、この実施形態によれば、ユーザ装置は、チャネルを推定して基地局にこの情報をフィードバックする。基地局は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされる搬送波間及びユーザ間干渉を相殺するためにプリコーディング行列を計算し、並列データストリームは、ＤＩＤＯプリコーディングを通じて複数のユーザ装置に送信され、ユーザ装置は、残留干渉を抑制するためにゼロ強制（ＺＦ）、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）、又は最大尤度（ＭＬ）受信機を通じてデータを復調する。
以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。
ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するプリコーディング。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するプリコーディング。
ブロック対角化（ＢＤ）プリコーダを使用してＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ受信機を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステム内でプリコーディング（送信機で）及びＺＦ又はＭＭＳＥフィルタ（受信機で）を通じてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステム内でのプリコーディング（送信機で）及び最大尤度（ＭＬ）検出器（受信機で）のような非線形検出器を通じてユーザ間干渉及びＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する技術。
ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。
基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ及びユーザ端末でのＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。
基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ、ユーザ端末でのＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩ／Ｑ認識チャネル推定器の使用。
基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ、ユーザ端末でのＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩ／Ｑ認識チャネル推定器、及びユーザ端末から基地局にチャネル状態情報を送るＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯフィードバック発生器の使用。
基地局でのＩ／Ｑ不整合認識ＤＩＤＯプリコーダ及びＩ／Ｑ経路情報を使用して、ユーザ選択、適応符号化、及び変調、時空間周波数マッピング、又はプリコーダ選択を含む機能を実施するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ構成器の使用。
ブロック対角化（ＢＤ）プリコーダを使用してＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ受信機を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。
プリコーディング（送信機で）を通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機とＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステム内での最大尤度（ＭＬ）検出器（受信機で）のような非線形検出器との使用。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてＺＦ又はＭＭＳＥフィルタを通じてＩＣＩ（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するＩ／Ｑ認識ＤＩＤＯ受信機の使用。
ａ．背景
一般的な無線通信システムの送受信信号は、同相及び直角位相（Ｉ／Ｑ）成分から成る。実用システムにおいては、同相及び直角位相成分は、混合及びベースバンド作動における不完全性のために歪みが発生する場合がある。これらの歪みは、Ｉ／Ｑ位相、利得、及び遅延の不整合として現れる。位相不均衡は、完全に直交ではない変調器／復調器における正弦及び余弦により引き起こされる。利得不均衡は、同相及び直角位相成分間の異なる増幅により引き起こされる。アナログ回路内のＩレールとＱレール間の遅延の差異による遅延不均衡という付加的な歪みが存在する場合がある。
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）においては、Ｉ／Ｑ不均衡は、ミラートーンから搬送波間干渉（ＩＣＩ）を引き起こす。この影響は、文献において研究済みであり、単入力単出力ＳＩＳＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてＩ／Ｑ不整合を補正する方法は、Ｍ．Ｄ．Ｂｅｎｅｄｅｔｔｏ及びＰ．Ｍａｎｄａｒｉｎｉ共著「ＯＦＤＭモデム内のＩ／Ｑベースバンドフィルタ不整合の影響の解析」、無線パーソナルコミュニケーション、１７５～１８６頁、２０００年、Ｓ．Ｓｃｈｕｃｈｅｒｔ及びＲ．Ｈａｓｈｏｌｚｎｅｒ共著「ＯＦＤＭ信号受信用新規Ｉ／Ｑ不均衡補正方式」、家電に関するＩＥＥＥ会報、２００１年８月、Ｍ．Ｖａｌｋａｍａ、Ｍ．Ｒｅｎｆｏｒｓ、及びＶ．Ｋｏｉｖｕｎｅｎ共著「通信受信機内のＩ／Ｑ不均衡補正の高度な方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００１年１０月、Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「Ｉ／Ｑ不整合の解析及びＯＦＤＭシステムの相殺方式」、ＩＳＴ移動通信サミット、２００４年６月、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５３巻、３２５７～３２６８頁、２００５年８月で提案されている。
多重入力多重出力ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステムへのこの研究の拡張は、空間多重化（ＳＭ）に対しては、Ｒ．Ｒａｏ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステムのＩ／Ｑ不整合相殺」、個人用、屋内、及び移動無線通信、２００４年、ＰＩＭＲＣ２００４、第１５回ＩＥＥＥ国際シンポジューム、第４巻、２００４年、２７１０～２７１４頁、Ｒ．Ｍ．Ｒａｏ、Ｗ．Ｚｈｕ、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ、Ｄ．Ｂｒｏｗｎｅ、Ｊ．Ｂｈａｔｉａ、Ｊ．Ｆ．Ｆｒｉｇｏｎ、Ｊ．Ｗａｎｇ、Ｐ、Ｇｕｐｔａ、Ｈ．Ｌｅｅ、Ｄ．Ｎ．Ｌｉｕ、Ｓ．Ｇ．Ｗｏｎｇ、Ｍ．Ｆｉｔｚ、Ｂ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ、及びＯ．Ｔａｋｅｓｈｉｔａ共著「無線通信研究教育の多重アンテナテストベッド」、ＩＥＥＥ通信学術雑誌、第４２巻、第１２号、７２～８１頁、２００４年１２月、Ｓ．Ｌａｎｇ、Ｍ．Ｒ．Ｒａｏ、及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「５．２５ＧＨｚソフトウエア定義無線ＯＦＤＭ通信プラットフォームの設計及び開発」２００４年６月６～１２日ＩＥＥＥ通信学術雑誌（ＩＥＥＥ）、第４２巻、第６号、６～１２頁に示されており、直交時空間ブロックコード（ＯＳＴＢＣ）に対しては、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ受信機」信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３～３５９６頁、２００５年９月に示されている。
残念ながら、現在、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）通信システムにおいてＩ／Ｑ利得及び位相不均衡誤差を修正する方法に対する文献はない。以下で説明する本発明の実施形態では、これらの問題の解決法を示す。
ＤＩＤＯシステムは、従来のＳＩＳＯシステムと同じ無線リソース（すなわち、同じスロット持続時間及び周波数帯域）を利用しながら、ダウンリンクスループットを改善するために複数ユーザに並列データストリーム（プリコーディングを通じて）を送信する分散アンテナを有する１つの基地局から成る。ＤＩＤＯシステムの詳細説明は、２００４年７月３０日出願（先行出願）の米国特許出願出願番号第１０／９０２、９７８号であるＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ及びＴ．Ｃｏｔｔｅｒによる「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」に示されており、これは、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている。
ＤＩＤＯプリコーダを実施する多くの方法がある。１つの解決法は、Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１～４７１頁、２００４年２月、Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３～７８６頁、２００３年７月、Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０～２４頁、２００４年１月、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾のものに説明されているブロック対角化（ＢＤ）である。本明細書に示すＩ／Ｑ補正方法は、ＢＤプリコーダを仮定するが、あらゆる形式のＤＩＤＯプリコーダに拡張することができる。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいては、Ｉ／Ｑ不整合は、２つの影響、すなわち、ＩＣＩとユーザ間干渉とを引き起こす。前者は、ＳＩＳＯ－ＯＦＤＭシステムと同様のミラートーンによる干渉によるものである。後者は、Ｉ／Ｑ不整合がＤＩＤＯプリコーダの直交性を破壊し、ユーザ間の干渉が発生することによるものである。これらの形式の干渉のいずれも、本明細書で説明する方法を通じて送信機及び受信機において相殺することができる。ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてＩ／Ｑ補正の３つの方法を説明すると共に、性能をＩ／Ｑ不整合の有無によるシステムと比較する。結果は、シミュレーション及びＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプロトタイプで行った実際的な測定値に基づいて示される。
本発明の実施形態は、先行出願の拡張である。特に、これらの実施形態は、先行出願の以下の特徴に対するものである。
Ｉ／Ｑレールが利得及び位相の不均衡の影響を受ける先行出願に説明されているようなシステム。
チャネル推定に使用するトレーニング信号を使用して送信機でのＩ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯプリコーダを計算する。
信号特徴付けデータは、Ｉ／Ｑ不均衡に対処するものであり、送信機において使用して本明細書で提案する方法に従ってＤＩＤＯプリコーダを計算する。
ｂ．本発明の実施形態
最初に、本発明の数学的モデル及びフレームワークに対して説明する。
解決法を示す前に、中心的数学的概念を説明することが役立つ。Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡（位相遅延は説明には含まれず、アルゴリズムのＤＩＤＯ－ＯＦＤＭバージョンにおいて自動的に処理される）を仮定してこの概念を説明する。基本的な考えを説明するために、２つの複素数、ｓ＝ｓｉ＋ｊＳQ及びｈ＝ｈｉ＋ｊｈQを掛け合わせて、ｘ＝ｈ*ｓとする。下付き文字を使用して同相及び直角位相成分を示している。以下であることを思い出されたい。
xI = sIhI － sQhQ
及び
xQ = sIhQ ＋ sQhI .
行列形式では、これは、以下のように書き換えることができる。
Figure 2022008285000003
チャネル行列（Ｈ）によるユニタリ変換に注意されたい。ｓは、送信されたシンボルであり、ｈは、チャネルであるとする。Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡の存在は、以下のように非ユニタリ変換を作成することによってモデル化することができる。
Figure 2022008285000004
秘訣は、以下に書くことができることを認識することである。
Figure 2022008285000005
ここで、（Ａ）を書き換えると、
Figure 2022008285000006
以下のように定める。
Figure 2022008285000007
及び
Figure 2022008285000008
これらの行列の両方ともユニタリ構造を有し、したがって、以下のように複素スカラーにより同等に表すことができる。
Figure 2022008285000009
及び
Figure 2022008285000010
これらの観測結果の全てを使用して、２つのチャネル、すなわち、同等チャネルｈe及び共役チャネルｈcに関してスカラーの形に有効方程式を戻すことができる。次に、（５）の有効変換は、以下になる。
Figure 2022008285000011
第１のチャネルを同等チャネル、第２のチャネルを共役チャネルと呼ぶ。同等チャネルは、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡がなかった場合に観測されるものである。
同様の論拠で、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡を有する離散時間ＭＩＭＯのＮｘＭシステムの入出力関係は、以下のようになることを示すことができる（スカラー均等物を用いてそれらの行列対応物を構築する）。
Figure 2022008285000012
ここで、ｔは、離散時間指数：
Figure 2022008285000013
であり、Ｌは、チャネルタップ数である。
ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいては、周波数領域内の受信信号が表される。以下のことを信号及びシステムから思い出されたい。
Figure 2022008285000014
の場合は、
Figure 2022008285000015
であり、ＯＦＤＭに対しては、副搬送波ｋに対するＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステムの同等の入出力の関係は、以下である。
Figure 2022008285000016
ここで、ｋ＝０、１．．．、Ｋ－１は、ＯＦＤＭ副搬送波指数であり、Ｈe及びＨcは、それぞれ、同等チャネルと共役チャネルの行列を示し、以下のように定められる。
Figure 2022008285000017
及び
Figure 2022008285000018
（１）における第２の寄与は、ミラートーンからの干渉である。これは、以下の積重ね行列システム（共役に慎重に注意する）を構築することによって対処することができる。
Figure 2022008285000019
ここで、
Figure 2022008285000020
及び
Figure 2022008285000021
は、それぞれ、周波数領域内の送信及び受信シンボルのベクトルである。
この手法を用いて、ＤＩＤＯ作動に使用する有効行列を構築する。例えば、ＤＩＤＯ２ｘ２入出力関係（各ユーザが１本の受信アンテナを有すると仮定して）を用いて、第１のユーザ装置は、以下を見る（ノイズがない場合）。
Figure 2022008285000022
一方、第２のユーザは、以下を観測する。
Figure 2022008285000023
ここで、
Figure 2022008285000024
は、それぞれ、行列Ｈe及びＨcの第ｍ番目の行を示し、Ｗ∈Ｃ4x4は、ＤＩＤＯプリコーディング行列である。（２）及び（３）から、ユーザｍの受信シンボル：
Figure 2022008285000025
は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされる干渉の２つのソース、すなわち、ミラートーンからの搬送波間干渉（すなわち、ｐ≠ｍとして、
Figure 2022008285000026
）及びユーザ間干渉（すなわち、
Figure 2022008285000027
及び
Figure 2022008285000028
）の影響を受けることが観測される。（３）のＤＩＤＯプリコーディング行列Ｗは、これらの２つの干渉条件を相殺するようになっている。
受信機で適用される共同検出に基づいて、ここで使用することができるＤＩＤＯプリコーダのいくつかの異なる実施形態がある。一実施形態では、複合体チャネル：
Figure 2022008285000029
（Ｈe (m)ではなく）から計算されるブロック対角化（ＢＤ）が使用される（例えば、Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１～４７１頁、２００４年２月、Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３～７８６頁、２００３年７月、Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０～２４頁、２００４年１月、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月の無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出を参照されたい）。したがって、現在のＤＩＤＯシステムは、以下のようにプリコーダを選択する。
Figure 2022008285000030
ここで、αi、jは、定数であり、かつ
Figure 2022008285000031
である。本方法は、このプリコーダを使用してＤＩＤＯプリコーダの他の態様を以前と同じに保つことが可能であるために有用であり、その理由は、Ｉ／Ｑ利得及び位相不均衡の影響が送信機において完全に相殺されるからである。
ＩＱ不均衡によるＩＣＩを事前相殺することなくユーザ間干渉を事前相殺するＤＩＤＯプリコーダを設計することも可能である。この手法を用いて、受信機（送信機ではなく）は、以下で説明する受信フィルタの１つを使用することによってＩＱ不均衡を補正する。次に、（４）のプリコーディング設計基準を以下のように修正することができる。
Figure 2022008285000032
Figure 2022008285000033
及び
Figure 2022008285000034
ここで、第ｍ番目の送信シンボルに対する、
Figure 2022008285000035
及び
Figure 2022008285000036
は、ユーザｍの受信シンボルベクトルである。
受信側で、送信シンボルベクトル
Figure 2022008285000037
 を推定するために、ユーザｍは、ＺＦフィルタを使用し、推定シンボルベクトルは、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000038
ＺＦフィルタが最も理解しやすいが、受信機は、当業者に公知のあらゆる数の他のフィルタを適用することができる。１つの一般的な選択は、ＭＭＳＥフィルタであり、以下の通りである。
Figure 2022008285000039
また、ｐは、信号対ノイズ比である。代替的に、受信機は、最大尤度シンボル検出（又は球復号器又は反復的変形）を行うことができる。例えば、第１のユーザは、ＭＬ受信機を使用して以下の最適化を解くことができる。
Figure 2022008285000040
ここで、Ｓは、全ての可能なベクトルｓの組であり、配列サイズに依存する。ＭＬ受信機は、受信機での所要の複雑性の増大の代価として、より良好な性能を発揮する。方程式の類似の組が第２のユーザに適用される。
（６）及び（７）のＨW (1,2)及びＨW (2,1)は、ゼロ入力を有すると仮定されることに注意されたい。この仮定は、送信プリコーダが、（４）における基準としての場合と同様に、完全にユーザ間干渉を相殺することができる場合に限り有効である。同様に、ＨW (1,1)及びＨW (2,2)は、送信プリコーダが完全に搬送波間干渉（すなわち、ミラートーンによる）を相殺することができる場合に限り対角行列である。
図１３は、基地局（ＢＳ）におけるＩＱ－ＤＩＤＯプリコーダ１３０２、送信チャネル１３０４、ユーザ装置内のチャネル推定論理１３０６、及びＺＦ、ＭＭＳＥ、又はＭＬ受信機１３０８を含むＩ／Ｑ補正を備えたＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムのフレームワークの一実施形態を示している。チャネル推定論理１３０６は、トレーニングシンボルを通じてチャネルＨe (m)及びＨc (m)を推定し、ＡＰ内のプリコーダ１３０２にこれらの推定値をフィードバックする。ＢＳは、ＤＩＤＯプリコーダ重み（行列Ｗ）を計算してＩ／Ｑ利得及び位相不均衡による干渉、並びにユーザ間干渉を事前相殺すると共に、無線チャネル１３０４を通じてユーザにデータを送信する。ユーザ装置ｍは、ＺＦ、ＭＭＳＥ、又はＭＬ受信機１３０８を使用し、ユニット１３０４によって提供されるチャネル推定値を利用することによって残留干渉を相殺してデータを復調する。
以下の３つの実施形態を使用して、このＩ／Ｑ補正アルゴリズムを実施することができる。
方法１－ＴＸ補正：この実施形態では、送信機は、（４）における基準に従ってプリコーディング行列を計算する。受信機において、ユーザ装置は、「簡素化した」ＺＦ受信機を使用する。ここで、ＨW (1,1)及びＨW (2,2)は、対角行列であると仮定する。したがって、方程式（８）は、以下のように簡素化される。
Figure 2022008285000041
方法２－ＲＸ補正：この実施形態では、送信機は、（４）における基準としての場合と同様に、完全に搬送波間干渉及びユーザ間干渉を相殺することなく、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年の信号処理に関するＩＥＥＥ会報に向けて受諾されたものに説明されている従来のＢＤ方法に基づいてプリコーディング行列を計算する。本方法に対しては、（２）及び（３）のプリコーディング行列は、以下のように簡素化される。
Figure 2022008285000042
受信機において、ユーザ装置は、（８）の場合と同様にＺＦフィルタを使用する。本方法は、上述の方法１とは異なり、送信機では干渉を事前相殺しないことに注意されたい。したがって、受信機において搬送波間干渉を相殺するが、ユーザ間干渉を相殺することができない。更に、方法２においては、ユーザは、Ｈe (m)及びＨc (m)の両方のフィードバックを必要とする方法１とは対照的に、ＤＩＤＯプリコーダを計算するために送信機のベクトルＨe (m)をフィードバックする必要があるだけである。したがって、方法２は、特に低速フィードバックチャネルを有するＤＩＤＯシステムに適している。一方、方法２では、（１１）ではなく（８）のＺＦ受信機を計算するためにユーザ装置で若干高い計算上の複雑性が必要である。
方法３－ＴＸ－ＲＸ補正：一実施形態では、上述の２つの方法が結合される。送信機は、（４）の場合と同様にプリコーディング行列を計算し、受信機内の（８）による送信シンボルを推定するように、プリコーディング行列を計算し、受信機は、（８）に従って送信シンボルを推定する。
Ｉ／Ｑ不均衡により、位相不均衡、利得不均衡、遅延不均衡に関わらず、無線通信システムにおいて信号品質の有害な悪化が発生する。こういう理由から、従来の回路ハードウエアは、非常に低い不均衡を有するように設計されていた。しかし、上述のように、送信プリコーディング及び／又は特別な受信機の形態でデジタル信号処理を使用し、この問題を是正することができる。本発明の一実施形態は、いくつかの新しい機能ユニットを有するシステムを含み、その各々は、ＯＦＤＭ通信システム又はＤＩＤＯ－ＯＦＤＭ通信システムにおいてＩ／Ｑ補正の実施に重要である。
本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺する。図１１に示すように、この実施形態によるＤＩＤＯ送信機は、ユーザセレクタユニット１１０２、複数の符号化変調ユニット１１０４、対応する複数のマッピングユニット１１０６、ＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８、複数のＲＦ送信機ユニット１１１４、ユーザフィードバックユニット１１１２、及びＤＩＤＯ構成ユニット１１１０を含む。
ユーザセレクタユニット１１０２は、フィードバックユニット１１１２によって得られたフィードバック情報に基づいて、複数のユーザＵ１－ＵＭに関連のデータを選択し、複数の符号化変調ユニット１１０４の各々にこの情報を提供する。各符号化変調ユニット１１０４は、ユーザの情報ビットを符号化及び変調してマッピングユニット１１０６に送る。マッピングユニット１１０６は、複素シンボルに入力ビットをマップし、ＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８に結果を送る。ＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８は、ユーザからフィードバックユニット１１１２によって得られたチャネル状態情報を利用してＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーディング重みを計算し、マッピングユニット１１０６から得られる入力シンボルをプリコーディングする。プリコーディングデータストリームの各々は、ＩＦＦＴを計算して循環プレフィックスを追加するＯＦＤＭユニット１１１５にＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーディングユニット１１０８により送られる。この情報は、ＤＡ変換を操作してＲＦユニット１１１４に送るＤ／Ａユニット１１１６に送られる。ＲＦユニット１１１４は、中間／高周波にベースバンド信号をアップコンバートして送信アンテナに送る。
プリコーダは、共にＩ／Ｑ不均衡を補正する目的で規則的トーン及びミラートーンで作動する。ＺＦ、ＭＭＳＥ、又は重み付けＭＭＳＥ設計を含むあらゆる数のプリコーダ設計基準を用いることができる。好ましい実施形態では、プリコーダは、完全にＩ／Ｑ不整合によるＩＣＩを相殺し、したがって、受信機は、付加的な補正を備える必要がなくて済む。
一実施形態では、プリコーダは、ブロック対角化基準を使用して完全にユーザ間干渉を相殺するが、各ユーザに対してＩ／Ｑ影響を完全に相殺するわけではなく、付加的な受信機処理が必要である。別の実施形態では、プリコーダは、ゼロ強制基準を用いてＩ／Ｑ不均衡によるユーザ間干渉及びＩＣＩを完全に相殺する。この実施形態は、受信機で従来のＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプロセッサを使用することができる。
本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺し、各ユーザは、ＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機を使用する。図１２に示すように、本発明の一実施形態では、受信機１２０２を含むシステムは、複数のＲＦユニット１２０８、対応する複数のＡ／Ｄユニット１２１０、ＩＱ認識チャネル推定器１２０４、及びＤＩＤＯフィードバック発生器１２０６を含む。
ＲＦユニット１２０８は、ＤＩＤＯ送信機ユニット１１１４から送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号をＡ／Ｄユニット１２１０に供給する。Ａ／Ｄユニット１２１０は、次に、アナログからデジタルに信号を変換してＯＦＤＭユニット１２１３に送る。ＯＦＤＭユニット１２１３は、循環プレフィックスを除去し、かつ周波数領域に信号を伝えるようにＦＦＴを操作する。トレーニング期間中に、ＯＦＤＭユニット１２１３は、周波数領域内でチャネル推定値を計算するＩＱ認識チャネル推定器１２０４に出力を送る。代替的に、チャネル推定値は、時間領域内で計算することができる。データ期間中に、ＯＦＤＭユニット１２１３は、ＩＱ認識受信機ユニット１２０２に出力を送る。ＩＱ認識受信機ユニット１２０２は、ＩＱ受信機を計算してデータ１２１４を取得するために信号を復調／復号する。ＩＱ認識チャネル推定器１２０４は、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネル１１１２を通して送信機に送り返すことができるＤＩＤＯフィードバック発生器１２０６にチャネル推定値を送る。
図１２に示す受信機１２０２は、ＺＦ、ＭＭＳＥ、最大尤度、又はＭＡＰ受信機を含む当業者に公知のあらゆる数の判断基準に基づいて作動することができる。１つの好ましい実施形態では、受信機は、ＭＭＳＥフィルタを使用して、ミラートーンでＩＱ不均衡により引き起こされるＩＣＩを相殺する。別の好ましい実施形態では、受信機は、最大尤度検索のような非線形検出器を使用して共同でミラートーン上のシンボルを検出する。本方法は、高複雑性化の代償として性能が改善する。
一実施形態では、ＩＱ認識チャネル推定器１２０４は、ＩＣＩを相殺する受信機係数を判断するのに使用される。その結果として、本発明者は、ミラートーンによる搬送波間干渉（ＩＣＩ）（Ｉ／Ｑ不整合による）を相殺するためにチャネル状態情報に基づくプリコーディング、ＩＱ認識ＤＩＤＯ受信機、及びＩＱ認識チャネル推定器を用いるＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムを特許請求する。チャネル推定器は、従来のトレーニング信号を使用することができ、又は同相及び直角位相信号で送られる特殊構築したトレーニング信号を使用することができる。最小自乗法、ＭＭＳＥ、又は最大尤度を含むあらゆる数の推定アルゴリズムを実施することができる。ＩＱ認識チャネル推定器は、ＩＱ認識受信機の入力を供給する。
チャネル状態情報は、チャネル相互作用を通じて又はフィードバックチャネルを通じて局に供給することができる。本発明の一実施形態は、Ｉ／Ｑ認識プリコーダ及びユーザ端末から局にチャネル状態情報を伝達するｌ／Ｑ認識フィードバックチャネルを有するＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムを含む。フィードバックチャネルは、物理的又は論理的制御チャネルとすることができる。それは、ランダムアクセスチャネルの場合のように専用又は共有とすることができる。フィードバック情報は、同じく特許請求対象であるユーザ端末でのＤＩＤＯフィードバック発生器を使用して生成することができる。ＤＩＤＯフィードバック発生器は、入力としてＩ／Ｑ認識チャネル推定器の出力を取る。チャネル係数は、量子化することができ、又は当業技術で公知であるあらゆる数の限られたフィードバックアルゴリズムを使用することができる。
ユーザの割り当て、変調及び符号化速度、時空間周波数コードスロットへのマッピングは、ＤＩＤＯフィードバック発生器の結果によって変化する場合がある。したがって、一実施形態は、ＤＩＤＯ－ＩＱ認識プリコーダを形成するために１つ又はそれよりも多くのユーザからＩＱ認識チャネル推定値を使用し、すなわち、変調速度、符号化速度、送信することを許可されるユーザの部分集合、及び時空間周波数コードスロットへのそれらのマッピングを選択するＩＱ認識ＤＩＤＯ構成器を含む。
提案する補正方法の性能を評価するために、３つのＤＩＤＯ２ｘ２システムを比較する。
１．Ｉ／Ｑ不整合に対しては、Ｉ／Ｑ不整合の補正なしで、全てのトーン（ＤＣ及びエッジトーン以外）で送信する。
２．Ｉ／Ｑ補正に対しては、全てのトーンで送信し、かつ上述の「方法１」を使用することによってＩ／Ｑ不整合を補正する。
３．理想的：Ｉ／Ｑ不整合により引き起こされるユーザ間及び搬送波間の干渉（すなわち、ミラートーンによる）を回避するために奇数のトーンでのみ送信する。
これ以降、実際の伝播シナリオでのＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプロトタイプでの測定から得られる結果を示す。図１４は、上述の３つのシステムから得られる６４－ＱＡＭ配列を示している。これらの配列は、同じユーザの位置及び一定の平均信号対ノイズ比（－４５ｄＢ）で得られる。第１の配列１４０１は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされるミラートーンによる干渉のために非常にノイズが多い。第２の配列１４０２は、Ｉ／Ｑ補正による一部の改良がある。第２の配列１４０２は、搬送波間干渉（ＩＣＩ）が発生する位相ノイズの可能性のために配列１４０３として示される理想的なケースほどクリーンなものでない。
図１５は、Ｉ／Ｑ不整合の有無による６４－ＱＡＭ及び符号化速度３／４によるＤＩＤＯの２ｘ２システムの平均ＳＥＲ（符号誤り率）１５０１及びユーザ当たりグッドプット１５０２性能を示す。ＯＦＤＭ帯域幅は、２５０ｋＨｚであり、トーンの数は６４、循環プレフィックス長は、Ｌcp＝４である。理想的な場合には、トーンの部分集合でのみデータを送信するので、ＳＥＲ及びグッドプット性能は、異なる事例にわたる公平な比較を保証するために、平均トーン当たりの送信電力（総送信電力ではなく）の関数として評価される。更に、以下の結果においては、送信電力（デシベルで表記）の正規化された値を使用するが、その理由は、ここでの目標は、異なる方式の相対的な（絶対的ではなく）性能を比較することであるからである。図１５は、Ｉ／Ｑ不均衡がある場合に、ＳＥＲが、Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＩＱ不均衡を備えたシステムのためのＭＩＭＯ－ＯＦＤＭ受信機」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、３５８３～３５９６頁、２００５年９月において報告された結果通りに、ターゲットＳＥＲ（～１０-2）に到達することなく飽和することを示している。この飽和効果は、信号及び干渉（ミラートーンから）電力が、ＴＸ電力が増加する時に増加するということによる。しかし、提案するＩ／Ｑ補償法を通じて、干渉を相殺してより良好なＳＥＲ性能を取得することができる。高ＳＮＲでのＳＥＲの僅かな増加は、６４－ＱＡＭ変調に必要とされる送信電力の増大によるＤＡＣ内の振幅飽和効果によるものであることに注意されたい。
更に、Ｉ／Ｑ補正によるＳＥＲ性能が理想的な場合に非常に近いものであることを観察されたい。これらの２つの事例間のＴＸ電源の２ｄＢの隔たりは、隣接ＯＦＤＭトーンの間の付加的な干渉が発生する位相ノイズの可能性によるものである。最後に、グッドプット曲線１５０２は、理想的なケースと比較してＩ／Ｑ方法が適用された時に２倍のデータを送信することができることを示している。その理由は、奇数のトーン（理想的な場合のように）ではなく全てのデータトーンを使用するからである。
図１６は、Ｉ／Ｑ補正の有無による異なるＱＡＭ配列のＳＥＲ性能のグラフである。この実施形態では、本発明者は、提案する方法が特に６４－ＱＡＭ配列に有用であると見ている。４－ＱＡＭ及び１６－ＱＡＭに対しては、Ｉ／Ｑ補正の本方法によりＩ／Ｑ不整合がある事例よりも悪い性能になるが、一部の場合には、その理由は、提案する方法が、データ送信及びミラートーンに起因する干渉相殺の両方を可能にするために電力増大を必要とするからである。更に、４－ＱＡＭ及び１６－ＱＡＭは、配列点間の最小距離が大きいために６４－ＱＡＭほどはＩ／Ｑ不整合の影響を受けない。Ａ．Ｔａｒｉｇｈａｔ、Ｒ．Ｂａｇｈｅｒｉ、及びＡ．Ｈ．Ｓａｙｅｄ共著「ＯＦＤＭ受信機内のＩＱ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５３巻、３２５７～３２６８頁、２００５年８月を参照されたい。これは、４－ＱＡＭ及び１６－ＱＡＭに対して理想的な場合とＩ／Ｑ不整合を比較することによって図１６でも認めることができる。したがって、干渉相殺（ミラートーンによる）に関してＤＩＤＯプリコーダにより必要とされる電力が追加されるからといって、４－ＱＡＭ及び１６－ＱＡＭの事例に対するＩ／Ｑ補正の小さい恩典を正当化するものではない。この問題は、上述のＩ／Ｑ補正に向けた方法２及び３を使用することによって解決することができることに注意されたい。
最後に、上述の３つの方法の相対的なＳＥＲ性能は、異なる伝播条件で測定されている。参考のために、Ｉ／Ｑ不整合がある場合のＳＥＲ性能に対しても説明する。図１７は、４５０．５ＭＨｚの搬送周波数及び２５０ｋＨｚの帯域により２つの異なるユーザの位置で６４－ＱＡＭを伴ったＤＩＤＯ２ｘ２システムに対して測定されたＳＥＲを示している。位置１では、ユーザは、ＢＳから～６λの位置で異なる部屋におり、かつＮＬＯＳ（非視線）条件である。位置２では、ユーザは、ＢＳから～６λの位置におり、ＬＯＳ（視線）内である。
図１７は、全ての３つの補正方法が必ずしも非補正の事例よりも結果が優れているというわけではないことを示している。更に、方法３は、いかなるチャネルシナリオにおいても他の２つの補正方法よりも結果が優れている。方法１及び２の相対結果は、伝播条件に依存することに注意すべきである。方法１は、通常、方法２より結果が優れていることが実際的な測定作業から認められるが、その理由は、Ｉ／Ｑ不均衡により引き起こされるユーザ間干渉を事前相殺するからである（送信機で）。このユーザ間干渉が最小である時、方法２は、図１７のグラフ１７０２に示すように、結果が方法１よりも優れているとすることができるが、その理由は、Ｉ／Ｑ補正プリコーダによる電力損失が発生しないからである。
これまでは、異なる方法の比較は、図１７の場合のように限定された１組の伝播シナリオのみを考慮することによって行った。これ以降、理想的なｉ．ｉ．ｄ．（独立かつ同一分散された）チャネルにおけるこれらの方法の相対結果が測定される。ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムは、送受信側でのＩ／Ｑ位相及び利得不均衡によるシミュレーションを提供する。図１８は、送信側での利得不均衡だけに対する提案する方法の結果を示す（すなわち、第１の送信チェーンの１つのレール上で０．８の利得、他のレール上で１の利得）。方法３は、全ての他の方法よりも結果が優れていることが認められる。また、方法１は、図１７のグラフ１７０２の２つの位置で取得した結果とは対照的に、ｉ．ｉ．ｄ．チャネル内では方法２よりも良好な結果である。
すなわち、上述のＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステム内でのＩ／Ｑ不均衡を補正する３つの新規な方法を考慮すると、方法３は、他の提案する補正方法よりも結果が優れている。低速フィードバックチャネルを有するシステムにおいては、方法２を使用して、ＳＥＲ結果の悪化の代償としてＤＩＤＯプリコーダに必要とされるフィードバック量を低減することができる。
ＩＩ．適応ＤＩＤＯ送信方式
分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システムの性能を改善するシステム及び方法の別の実施形態に対してここで説明する。本方法は、ある一定のターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させるように変化するチャネル状態を追跡することによって異なるユーザ装置に無線リソースを動的に割り当てる。ユーザ装置は、チャネル品質を推定して基地局にフィードバックし、基地局は、ユーザ装置から得られたチャネル品質を処理して次の送信に向けてユーザ装置、ＤＩＤＯ方式、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成の最良の組を選択し、基地局は、プリコーディングを通じて複数ユーザ装置に並列データを送信し、信号は、受信機で復調される。
リソースをＤＩＤＯ無線リンクに効率的に割り当てるシステムに対しても説明する。システムは、ユーザから受信したフィードバックを処理して次の送信に向けてユーザ、ＤＩＤＯ方式、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成の最良の組を選択するＤＩＤＯ構成器を有するＤＩＤＯ基地局、ＤＩＤＯフィードバック信号を生成するためにチャネル及び他の関連のパラメータを測定するＤＩＤＯシステムにおける受信機、及びユーザから基地局にフィードバック情報を伝達するＤＩＤＯフィードバック制御チャネルを含む。
以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。
ＳＥＲを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、ＤＩＤＯ送信方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成を適応選択する技術。
ＤＩＤＯ方式及びＭＣＳの組合せとしてＤＩＤＯ送信モードの組を定める技術。
チャネル条件によって異なる時間スロット、ＯＦＤＭトーン、及びＤＩＤＯサブストリームに異なるＤＩＤＯモードを割り当てる技術。
チャネル品質に基づいて異なるユーザに異なるＤＩＤＯにモードを動的に割り当てる技術。
時間領域、周波数領域、及び空間領域において計算されたリンク品質測定基準に基づいて適応ＤＩＤＯスイッチングを可能にする判断基準。
ルックアップテーブルに基づいて適応ＤＩＤＯスイッチングを可能にする判断基準。
ＳＥＲを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、ＤＩＤＯ送信方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成を適応選択する図１９の場合と同様に基地局でのＤＩＤＯ構成器を有するＤＩＤＯシステム。
受信機で推定チャネル状態及び／又はＳＮＲのような推定された他のパラメータを使用してＤＩＤＯ構成器への入力であるフィードバックメッセージを生成する図２０の場合のように基地局でのＤＩＤＯ構成器及び各ユーザ装置でのＤＩＤＯフィードバック発生器を有するＤＩＤＯシステム。
基地局でのＤＩＤＯ構成器、ＤＩＤＯフィードバック発生器、及びユーザからのＤＩＤＯ専用構成情報を基地局に伝達するＤＩＤＯフィードバック制御チャネルを有するＤＩＤＯシステム。
ａ．背景
多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）システム内においては、直交時空間ブロックコード（ＯＳＴＢＣ）のようなダイバーシチ方式（Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、及びＡ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ共著「直交配列法による時空間ブロックコード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、１４５６～４６７頁、１９９９年７月を参照されたい）、又はアンテナ選択（Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「線形受信機を有する空間多重化システムのアンテナ選択」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５巻、ｐｐ．１４２～１４４頁、２００１年４月を参照されたい）は、チャネルフェーディングに対処して受信範囲の改善になるリンク堅牢性の増大をもたらすと考えられる。一方、空間多重化（ＳＭ）により、システムスループットを改善する手段として複数の並列データストリームの送信が可能である。Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ、Ｇ．Ｄ．Ｇｏｌｄｅｎ、Ｒ．Ａ．Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａ、及びＰ．Ｗ．Ｗｏｌｎｉａｎｓｋｙ共著「多素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信の簡素化した処理」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ学会論文集、第１７巻、第１１号、１８４１～１８５２頁、１９９９年１１月を参照されたい。これらの恩典は、Ｌ．Ｚｈｅｎｇ及びＤ．Ｎ．Ｃ．Ｔｓｅ共著「ダイバーシチ及び多重化：多重アンテナチャネルの基本的なトレードオフ」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第４９巻、第５号、１０７３～１０９６頁、２００３年５月において導出された理論的なダイバーシチ／多重化トレードオフに従ってＭＩＭＯシステムにおいて同時に達成することができる。１つの実際的な実施例は、変化中のチャネル条件を追跡することによってダイバーシチと多重化送信方式との間で適応的に切り換えることである。
いくつかの適応ＭＩＭＯ送信技術が提案されている。Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２～９６８頁、２００５年６月におけるダイバーシチ／多重化スイッチング方法は、瞬間的なチャネル品質情報に基づいて一定の速度により送信に向けてＢＥＲ（ビット誤り率）を改善するようなものであった。代替的に、Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８～１１５頁、２００２年６月（Ｃａｔｒｅｕｘ）の場合のように、統計チャネル情報を使用して適応を可能にすることができ、結果として、フィードバックオーバーヘッド及び制御メッセージ数の低減になる。Ｃａｔｒｅｕｘの適応送信アルゴリズムは、チャネル時間／周波数選択性指標に基づいて直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおいて所定のターゲット誤り率に対してスペクトル効率を改善するように設計されたものである。ダイバーシチ方式と空間多重化間でスイッチングを行うチャネル空間選択性を利用する類似の低フィードバック適応手法が狭帯域システムに提案されている。例えば、２００７年３月の「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＡ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７～１３９１頁、２００６年５月、２００６年６月にＩＥＥＥ－ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定であるＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ－ＢＩＣＭ手法」を参照されたい。
本明細書において、本発明者は、ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムに様々な以前の文献で公開された業績の適用範囲を拡張する。例えば、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．Ｓ．Ｓａｎｄｈｕ、及びＡ．Ｊ．Ｐａｕｌｒａｊ共著「ＭＩＭＯシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第５３巻、第６号、９６２～９６８頁、２００５年６月、Ｓ．Ｃａｔｒｅｕｘ、Ｖ．Ｅｒｃｅｇ、Ｄ．Ｇｅｓｂｅｒｔ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．ｊｒ．共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びＭＩＭＯ符号化」、ＩＥＥＥ通信雑誌、第２巻、１０８～１１５頁、２００２年６月（Ｃａｔｒｅｕｘ）、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ａ．Ｐａｎｄｈａｒｉｐａｎｄｅ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応ＭＩＭＯ送信」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第２号、６１９～６３０頁、２００７年３月、２００７年１２月に「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．」に関するＩＥＥＥ会報に受諾されたＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化ＭＩＭＯの多重化／ビーム形成スイッチング」、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｍ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．、及びＩ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ共著「空間相関ＭＩＭＯチャネルにおける線形受信機によりＯＳＴＢＣと空間多重化間のスイッチング」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ Ｃｏｎｆ．」ＩＥＥＥ講演論文集、第３巻、１３８７～１３９１頁、２００６年５月、２００６年６月にＩＥＥＥ－ＩＣＣ講演論文集に掲載される予定であるＭ．Ｒ．ＭｃＫａｙ、Ｉ．Ｂ．Ｃｏｌｌｉｎｇｓ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応ＭＩＭＯ－ＢＩＣＭ手法」を参照されたい。
システム性能を改善する手段としてチャネル品質情報に基づいて異なるユーザ数、送信アンテナ本数、及び送信方式の数の間でスイッチングする新しい適応ＤＩＤＯ送信戦略を本明細書で説明する。マルチユーザＭＩＭＯシステム内でユーザを適応選択する方式は、Ｍ．Ｓｈａｒｉｆ及びＢ．Ｈａｓｓｉｂｉ共著「部分的サイド情報によるＭＩＭＯ放送チャネルの機能に関して」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報第５１巻、５０６～５２２頁、２００５年２月、及び通信に関するＩＥＥＥ会報に掲載される予定であるＷ．Ｃｈｏｉ、Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ．Ｊｒ．共著「ビーム選択を備えた日和見性空間分割多重アクセス方式」において提案済みであることに注意されたい。しかし、これらの文献の日和見性空間分割多重アクセス（ＯＳＤＭＡ）方式は、マルチユーザダイバーシチを利用することによって合計機能を最大にするように設計されており、達成されるのは、ダーティペーパーコードの理論的な機能の僅かにすぎず、その理由は、送信機で干渉を完全には事前相殺しないからである。本明細書で説明するＤＩＤＯ送信アルゴリズムにおいては、ブロック対角化を使用してユーザ間干渉を事前相殺する。しかし、提案する適応送信戦略は、プリコーディング法の形式とは独立してあらゆるＤＩＤＯシステムに適用することができる。
本特許出願は、以下の付加的な特徴を含むがこれに限定されない上述のかつ先行出願で説明した本発明の実施形態の拡張を説明するものである。
１．チャネル推定の先行出願トレーニングシンボルを無線クライアント装置により使用して適応ＤＩＤＯ方式でリンク品質測定基準を評価することができる。
２．基地局は、先行出願で説明しているようなクライアント装置から信号特徴付けデータを受信する。この実施形態では、信号特徴付けデータは、適合を可能にするのに使用されるリンク品質測定基準として定められる。
３．先行出願では、送信アンテナ及びユーザの数を選択する機構を説明しており、並びにスループット割り当てを定めている。更に、異なるレベルのスループットは、先行出願の場合と同様に異なるクライアントに動的に割り当てることができる。本発明のこの実施形態では、この選択及びスループット割り当てに関連する新しい基準を定める。
ｂ．本発明の実施形態
提案する適応ＤＩＤＯ法の目標は、時間、周波数、及び空間内の無線リソースをシステムにおいて異なるユーザに動的に割り当てることによってユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を改善することである。一般的な適応基準は、ターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させることである。伝播条件に基づいてこの適応アルゴリズムを使用し、ダイバーシチ方式によってユーザ（又は、受信範囲）のリンク品質を改善することができる。図２１に示す流れ図は、適応ＤＩＤＯ方式の段階を説明するものである。
基地局（ＢＳ）は、２１０２内の全てのユーザからチャネル状態情報（ＣＳＩ）を回収する。受信ＣＳＩから、ＢＳは、２１０４で時間／周波数／空間領域内のリンク品質測定基準を計算する。２１０６では、これらのリンク品質測定基準を使用して次の送信内のサービスを供給すべきであるユーザ、並びにユーザの各々のための送信モードを選択する。送信モードは、変調／符号化及びＤＩＤＯ方式の異なる組合せから成ることに注意されたい。最後に、ＢＳは、２１０８の場合と同様にＤＩＤＯプリコーディングを通じてユーザにデータを送信する。
２１０２で、基地局は、全てのユーザ装置からチャネル状態情報（ＣＳＩ）を回収する。ＣＳＩを基地局が使用して２１０４で全てのユーザ装置に対して瞬間的又は統計チャネル品質を判断する。ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭシステムにおいては、時間領域、周波数領域、及び空間領域においてチャネル品質（又はリンク品質測定基準）を推定することができる。次に、２１０６で、基地局は、リンク品質測定基準を使用して、現在の伝播条件に対するユーザの最良の部分集合及び送信モードを判断する。１組のＤＩＤＯ送信モードが、ＤＩＤＯ方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）の組合せ、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成として定められる。２１０８で、選択したユーザ数及び送信モードを使用してユーザ装置にデータを送信する。
モードの選択は、異なる伝播環境内のＤＩＤＯシステムの誤り率性能に基づいて予め計算されたルックアップテーブル（ＬＵＴ）により有効にされる。これらのＬＵＴは、誤り率性能にチャネル品質情報をマップする。ＬＵＴを構築するために、ＤＩＤＯシステムの誤り率性能をＳＮＲの関数として異なる伝播シナリオにおいて評価する。誤り率曲線から、ある一定の所定のターゲット誤り率をもたらすのに必要な最小ＳＮＲを計算することができる。このＳＮＲ要件をＳＮＲ閾値として定める。次に、ＳＮＲ閾値は、異なる伝播シナリオにおいて、かつ異なるＤＩＤＯ送信モードに向けて評価され、ＬＵＴ内に格納される。例えば、図２４及び２６内のＳＥＲ結果を用いてＬＵＴを構築することができる。次に、ＬＵＴから、基地局は、所定のターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させるアクティブなユーザのために送信モードを選択する。最後に、基地局は、ＤＩＤＯプリコーディングを通して選択されたユーザにデータを送信する。時間スロット、ＯＦＤＭトーン、及びＤＩＤＯサブストリームが異なれば、適応化を時間領域、周波数領域、及び空間領域において行うことができるように異なるＤＩＤＯモードを割り当てることができることに注意されたい。
ＤＩＤＯ適応を使用するシステムの一実施形態が、図１９～図２０に示されている。いくつかの新しい機能ユニットが、提案するＤＩＤＯ適応アルゴリズムの実施を可能にするために導入される。具体的には、一実施形態では、ＤＩＤＯ構成器１９１０は、ユーザ装置によって供給されるチャネル品質情報１９１２に基づいて、ユーザ、ＤＩＤＯ送信方式（すなわち、アンテナ選択又は多重化）、変調／符号化方式（ＭＣＳ）、及びアレイ構成の数を選択することを含む複数の機能を実施する。
ユーザセレクタユニット１９０２は、ＤＩＤＯ構成器１９１０によって得られるフィードバック情報に基づいて、複数のユーザＵ1－ＵMに関連のデータを選択して複数の符号化変調ユニット１９０４の各々にこの情報を提供する。各符号化変調ユニット１９０４は、各ユーザの情報ビットを符号化及び変調してマッピングユニット１９０６に送る。マッピングユニット１９０６は、複素シンボルに入力ビットをマップしてプリコーディングユニット１９０８に送る。符号化変調ユニット１９０４及びマッピングユニット１９０６は、ＤＩＤＯ構成ユニット１９１０から得られた情報を利用して各ユーザに対して使用すべき変調／符号化方式の形式を選択する。この情報は、フィードバックユニット１９１２によって供給される各々のユーザのチャネル品質情報を利用することによってＤＩＤＯ構成ユニット１９１０により計算される。ＤＩＤＯプリコーディングユニット１９０８は、ＤＩＤＯ構成ユニット１９１０によって得られる情報を利用してＤＩＤＯプリコーディング重みを計算し、マッピングユニット１９０６から得られる入力シンボルをプリコーディングする。プリコーディングデータストリームの各々は、ＩＦＦＴを計算して循環プレフィックスを追加するＯＦＤＭユニット１９１５にＤＩＤＯプリコーディングユニット１９０８により送られる。この情報は、ＤＡ変換を操作してＲＦユニット１９１４に得られるアナログに信号を送るＤ／Ａユニット１９１６に送られる。ＲＦユニット１９１４は、中間／高周波にベースバンド信号をアップコンバートして送信アンテナに送る。
各クライアント装置のＲＦユニット２００８は、ＤＩＤＯ送信機ユニット１９１４から送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートしてＡ／Ｄユニット２０１０にダウンコンバートされた信号を供給する。Ａ／Ｄユニット２０１０は、次に、アナログからデジタルに信号を変換してＯＦＤＭユニット２０１３に送る。ＯＦＤＭユニット２０１３は、循環プレフィックスを除去し、ＦＦＴを実施して周波数領域に信号を伝える。トレーニング期間中に、ＯＦＤＭユニット２０１３は、周波数領域内のチャネル推定値を計算するチャネル推定器２００４に出力を送る。代替的に、チャネル推定値は、時間領域において計算することができる。データ期間中に、ＯＦＤＭユニット２０１３は、データ２０１４を得るために信号を復調／復号する受信機ユニット２００２に出力を送る。チャネル推定器２００４は、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネル１９１２を通じて送信機に送ることができるＤＩＤＯフィードバック発生器２００６にチャネル推定値を送る。
ＤＩＤＯ構成器１９１０は、基地局で導出された情報を使用することができ、又は好ましい実施形態では、各ユーザ装置で作動するＤＩＤＯフィードバック発生器２００６（図２０を参照されたい）の出力を更に使用する。ＤＩＤＯフィードバック発生器２００６は、受信機で推定されたＳＮＲのような推定されたチャネル状態２００４及び／又は他のパラメータを使用して、ＤＩＤＯ構成器１９１０に入力すべきであるフィードバックメッセージを生成する。ＤＩＤＯフィードバック発生器２００６は、受信機で情報を圧縮することができ、情報を量子化し、及び／又は当業技術で公知である何らかの限られたフィードバック戦略を使用することができる。
ＤＩＤＯ構成器１９１０は、ＤＩＤＯフィードバック制御チャネル１９１２から回復された情報を使用することができる。ＤＩＤＯフィードバック制御チャネル１９１２は、ユーザから基地局にＤＩＤＯフィードバック発生器２００６の出力を送るために使用される論理的又は物理的制御チャネルである。制御チャネル１９１２は、当業技術で公知であるあらゆる数の方法で実施することができる論理的又は物理的制御チャネルとすることができる。物理的チャネルとして、それは、ユーザに割り当てられる専用時間／周波数スロットを含むことができる。それは、全てのユーザにより共有されるランダムアクセスチャネルとすることができる。制御チャネルは、予め割り当てることができ、又は既存の制御チャネルから所定の方法でビットを盗むことによって作成することができる。
以下の説明においては、ＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプロトタイプによる測定を通じて得られた結果を現実の伝播環境で説明する。これらの結果は、適応ＤＩＤＯシステム内で達成可能な潜在的利得を明らかにするものである。異次数のＤＩＤＯシステムの性能を最初に示し、ダウンリンクスループット増大をもたらすためにアンテナ／ユーザの数を増大させることが可能なことを明らかにする。次に、ユーザ装置の位置の関数としてＤＩＤＯ性能に対して説明し、変化中のチャネル状態を追跡する必要性を明らかにする。最後に、ダイバーシチ技術を使用するＤＩＤＯシステムの性能に対して説明する。
ｉ．異次数ＤＩＤＯシステムの性能
異なるＤＩＤＯシステムの性能は、送信アンテナの本数Ｎ＝Ｍの増大で評価され、ここで、Ｍは、ユーザ数である。以下のシステム、すなわち、ＳＩＳＯ、ＤＩＤＯ２ｘ２、ＤＩＤＯ４×４、ＤＩＤＯ６×６、及びＤＩＤＯ８ｘ８の性能を比較する。ＤＩＤＯＮｘＭは、ＢＳでＮ本の送信アンテナ及びＭ人のユーザによるＤＩＤＯを指す。
図２２は、送信／受信アンテナ配置を示している。送信アンテナ２２０１は、四角形アレイ構成で設置されており、ユーザは、送信アレイの周りに位置する。図２２では、Ｔは、「送信」アンテナを示し、Ｕは、「ユーザ装置」２２０２を指す。
異なるアンテナ部分集合が、異なる測定に対して選択したＮの値によって８素子送信アレイ内でアクティブである。各ＤＩＤＯ順序（Ｎ）に対しては、８素子アレイの一定のサイズ制約条件の最大不動産を網羅するアンテナの部分集合を選択した。この基準では、Ｎのあらゆる所定の値に対して空間ダイバーシチを改善することが予想される。
図２３は、利用可能な不動産（すなわち、破線）に適合する異なるＤＩＤＯ順序のアレイ構成を示している。四角形の破線のボックスは、４５０ＭＨｚの搬送周波数での～λｘλに対応する２４’’ｘ２４’’の寸法を有する。
図２３に関連する注釈に基づいて、かつ図２２を参照して、以下のシステムの各々の性能をここで定めると共に比較する。
Ｔ１及びＵ１を有するＳＩＳＯ（２３０１）
Ｔ１、２、及びＵ１、２によるＤＩＤＯ２ｘ２（２３０２）
Ｔ１、２、３、４、及びＵ１、２、３、４によるＤＩＤＯの４×４（２３０３）
Ｔ１、２、３、４、５、６、及びＵ１、２、３、４、５、６によるＤＩＤＯの６×６（２３０４）
Ｔ１、２、３、４、５、６、７、８、及びＵ１、２、３、４、５、６、７、８によるＤＩＤＯの８ｘ８（２３０５）
図２４は、４－ＱＡＭ及び１／２のＦＥＣ（前方誤差補正）率を有する上述のＤＩＤＯシステムに対する送信（ＴＸ）電力の関数としてのＳＥＲ、ＢＥＲ、ＳＥ（スペクトル効率）、及びグッドプット性能を示している。ＳＥＲ性能及びＢＥＲ性能は、Ｎの値が増大すると悪化することを観測されたい。この影響は、２つの現象によるものである。一定のＴＸ電力に対しては、ＤＩＤＯアレイに対する入力電力は、増加する数のユーザ（又はデータストリーム）間で分割され、空間ダイバーシチは、現実の（空間相関）ＤＩＤＯチャネルにおいては、ユーザ数の増加と共に減少する。
異次数ＤＩＤＯシステムの相対的性能を比較するために、ターゲットＢＥＲは、図２４に示すようにＳＥＲ＝１０-2にほぼ対応する１０-4に固定する（この値は、システムに基づいて変動する場合がある）。このターゲットに対応するＴＸ電力値をＴＸ電力閾値（ＴＰＴ）と呼ぶ。あらゆるＮに対して、ＴＸ電力がＴＰＴよりも小さい場合、ＤＩＤＯ次数Ｎで送信することが可能ではないと仮定すると共に、より低次数のＤＩＤＯに切り換える必要がある。また、図２４では、ＳＥ性能及びグッドプット性能は、ＴＸ電力がＮのあらゆる値に対してＴＰＴを超えた時に飽和することを観測されたい。これらの結果から、一定の所定のターゲット誤り率が得られるようにＳＥ又はグッドプットを改善するために異次数ＤＩＤＯ間で切り換わる適応送信戦略を考案することができる。
ｉｉ．様々なユーザ位置による性能
この実験の目標は、空間相関チャネルにおけるシミュレーションを通じて異なるユーザの位置に対してＤＩＤＯ性能を評価することである。ＤＩＤＯ２ｘ２システムは、４ＱＡＭ及び１／２のＦＥＣ率で考慮する。ユーザ１は、送信アレイからブロードサイド方向にあり、一方、ユーザ２は、図２５に示すように、ブロードサイドからエンドファイア方向に位置を変える。送信アンテナは、～λ／２間隔であり、ユーザから～２．５λ隔てている。
図２６は、２つのユーザ装置の異なる位置に対するＳＥＲ及びユーザ当たりのＳＥ結果を示している。ユーザ装置の到来角（ＡＯＡ）は、送信アレイのブロードサイド方向から測定して０°と９０°の間の範囲である。ユーザ装置の分離角が増加する時に、ＤＩＤＯ性能は、ＤＩＤＯチャネル内で利用可能なダイバーシチの増大のために改善することを観測されたい。また、ターゲットＳＥＲ＝１０-2で、事例ＡＯＡ２＝０°とＡＯＡ２＝９０°間に１０ｄＢの間隙が存在する。この結果は、１０°の角度広がりに対して図３５で得られたシミュレーション結果と一致するものである。また、ＡＯＡ１＝ＡＯＡ２＝０°の事例に対しては、図３５のシミュレーションが行われた結果から性能を変動させる場合がある２人のユーザ間の結合効果があると考えられることに注意されたい（アンテナの近接度のため）。
ｉｉｉ．ＤＩＤＯ８ｘ８に対する好ましいシナリオ
図２４は、８ｘ８ＤＩＤＯにより、より高いＴＸ電力所要量の代償としてＤＩＤＯのより低い次数よるＳＥ増大が得られることを示している。この実験の目標は、ＤＩＤＯ８ｘ８がピークのスペクトル効率（ＳＥ）に関してだけでなく、そのピークＳＥをもたらすＴＸ電力所要量（又はＴＰＴ）に関してもＤＩＤＯ２ｘ２よりも性能が優れている事例があることを示すことである。
ｉ．ｉ．ｄ．（理想的）チャネル内において、ＤＩＤＯ２ｘ２とＤＩＤＯ８ｘ８のＳＥの間にＴＸ電力に～６ｄＢの隔たりがあることに注意されたい。この間隙は、ＤＩＤＯ８ｘ８が、８つのデータストリームにわたってＴＸ電力を分割し、一方、ＤＩＤＯ２ｘ２は、２つのストリーム間でのみＴＸ電力を分割するという事実による。この結果は、図３２のシミュレーションを通じて示されている。
しかし、空間相関チャネルにおいては、ＴＰＴは、伝播環境の性質（例えば、アレイ方位、ユーザ位置、角度広がり）の関数である。例えば、図３５は、２つの異なるユーザ装置の位置に対する低い角度の広がりに対して～１５ｄＢの隔たりを示している。類似した結果を本出願の図２６に示している。
ＭＩＭＯシステムと同様に、ＤＩＤＯシステムの性能は、ユーザがＴＸアレイからエンドファイア方向に位置する時に悪化する（ダイバーシチの欠如のために）。この影響は、現在のＤＩＤＯプロトタイプに対する測定を通じて観測されたものである。したがって、ＤＩＤＯ８ｘ８がＤＩＤＯ２ｘ２よりも性能が優れている事例であることを示す１つの方法は、ＤＩＤＯ２ｘ２アレイに対してエンドファイア方向にユーザを配置することである。このシナリオにおいては、ＤＩＤＯ８ｘ８は、８本アンテナアレイによって達成されるより高いダイバーシチのためにＤＩＤＯ２ｘ２よりも性能が優れている。
この解析においては、以下のシステムを考慮する。
システム１：４－ＱＡＭを伴ったＤＩＤＯ８ｘ８（時間スロット毎に８つの並列データストリームを送信）。
システム２：６４－ＱＡＭを伴ったＤＩＤＯ２ｘ２（４つの時間スロット毎にユーザＸ及びＹに送信）。このシステムに対しては、ＴＸ及びＲＸのアンテナ位置の４つの組合せ、すなわち、ａ）Ｔ１、Ｔ２、Ｕ１、２（エンドファイア方向）、ｂ）Ｔ３、Ｔ４、Ｕ３、４（エンドファイア方向）、ｃ）Ｔ５、Ｔ６、Ｕ５、６（エンドファイア方向から～３０°）、ｄ）Ｔ７、Ｔ８、Ｕ７、８（ＮＬＯ（非視線））を考慮する。
システム３：６４－ＱＡＭを伴ったＤＩＤＯ８ｘ８。
システム４：６４－ＱＡＭを伴ったＭＩＳＯ８ｘ１（８時間スロット毎にユーザＸに送信）。
全てのこれらの事例に対して、３／４のＦＥＣ率を用いた。
ユーザの位置を図２７に示している。
図２８では、ＳＥＲ結果は、異なるアレイ方位及びユーザ位置（図３５内のシミュレーション結果と類似）によるシステム２ａと２ｃ間の～１５ｄＢの間隙を示している。第２の行の第１のサブプロットは、ＳＥ曲線が飽和する（すなわち、ＢＥＲ１ｅ－４に対応）ＴＸ電力の値を示している。システム１により、システム２よりも低いＴＸ電力所要量（～５ｄＢ）が得られるようにユーザ当たりのＳＥの増大が得られることが観察された。また、ＤＩＤＯ２ｘ２に対するＤＩＤＯ８ｘ８の恩典は、ＤＩＤＯ２ｘ２に優るＤＩＤＯ８ｘ８の多重化利得のために、Ｄ１（ダウンリンク）ＳＥ及びＤ１のグッドプットに関しての方が明らかである。システム４では、ビーム形成（すなわち、ＭＩＳＯ８ｘ１によるＭＲＣ）のアレイ利得のためにＴＸ電力所要量はシステム１よりも低い（８ｄＢ未満）。しかし、システム４で得られるのは、システム１と比較するとユーザ当たりのＳＥの１／３に過ぎない。システム２では、性能は、システム１よりも悪い（すなわち、ＴＸ電力所要量が大きいほどＳＥが小さくなる）。最後に、システム３では、ＴＸ電力所要量（１５ｄＢ）が増大するほど、ＳＥは、システム１よりも遥かに大きい。
これらの結果から、以下の結論を引き出すことができる。
ＤＩＤＯ８ｘ８がＤＩＤＯ２ｘ２よりも性能が優れている１チャネルシナリオが特定された（すなわち、ＴＸ電力所要量が大きいほどＳＥが増大する）。
このチャネルシナリオにおいては、ＤＩＤＯ８ｘ８により、ユーザ当たりのＳＥ及びＤ１のＳＥは、ＤＩＤＯ２ｘ２及びＭＩＳＯ８ｘ１よりも大きい。
ＴＸ電力所要量増大（～１５ｄＢを超える）の代償として変調のより高い次数（すなわち、４－ＱＡＭではなく６４－ＱＡＭ）を行うことによってＤＩＤＯ８ｘ８の性能を更に増大させることができる。
ｉｖ．アンテナ選択を伴うＤＩＤＯ
これ以降、２００５年に信号処理に対するＩＥＥＥ会報に受諾されたＲ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」に説明されているアンテナ選択アルゴリズムの利点を評価する。２人のユーザ、４－ＱＡＭ、及び１／２のＦＥＣ率による１つの特定のＤＩＤＯシステムの結果を示す。以下のシステムを図２７で比較する。
Ｔ１、２、及びＵ１、２によるＤＩＤＯ２ｘ２、及び
Ｔ１、２、３、及びＵ１、２によるアンテナ選択を用いるＤＩＤＯ３×２。
送信アンテナ及びユーザ装置の位置は、図２７の場合と同様に同じである。
図２９は、アンテナ選択を行うＤＩＤＯ３ｘ２では、ＤＩＤＯ２ｘ２システム（選択なし）と比較して～５ｄＢの利得を得ることができることを示している。チャネルは、殆ど静的（すなわち、ドップラーなし）であり、したがって、選択アルゴリズムは、高速フェーディングではなく経路損失及びチャネル空間相関に適合することに注意されたい。高いドップラーを備えたシナリオでは、異なる利得を認めることになるはずである。また、この特定の実験においては、アンテナ選択アルゴリズムは、送信にアンテナ２及び３を選択することが認められた。
ｉｖ．ＬＵＴのためのＳＮＲ閾値
「方法２－ＲＸ補正」節において、モードの選択は、ＬＵＴにより可能にされるように説明した。ＬＵＴは、異なる伝播環境内のＤＩＤＯ送信モードに対してある一定の所定のターゲット誤り率性能をもたらすようにＳＮＲ閾値を評価することによって予め計算することができる。これ以降、アンテナ選択の有無及びＬＵＴを構築する指針として使用することができる可変的なユーザ数によるＤＩＤＯシステムの性能を示す。図２４、図２６、図２８、図２９は、ＤＩＤＯプロトタイプによる実際的な測定から導出したものであり、以下の図は、シミュレーションを通じて取得したものである。以下のＢＥＲ結果では、ＦＥＣなしと仮定している。
図３０は、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける異なるＤＩＤＯプリコーディング方式の平均ＢＥＲ性能を示している。「選択なし」と記載した曲線は、ＢＤが使用された時の事例を指す。同図では、アンテナ選択（ＡＳｅｌ）の性能は、異なる数の余分のアンテナ（ユーザ数に対して）に対して示されている。余分のアンテナの数が増加する時に、ＡＳｅｌによってダイバーシチ利得が改善し（高ＳＮＲ領域でのＢＥＲ曲線の傾斜が特徴）、したがって、受信範囲の改善になることを認めることができる。例えば、１０-2（符号化されていないシステムの実際値）にターゲットＢＥＲを固定した場合、ＡＳｅｌによって得られるＳＮＲ利得は、アンテナの数と共に増加する。
図３１は、異なるターゲットＢＥＲに対してｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける余分の送信アンテナの数の関数としてのＡＳｅｌのＳＮＲ利得を示している。１本又は２本のアンテナを追加するだけで、ＡＳｅｌにより、ＢＤと比較して有意なＳＮＲ利得が得られることを認めることができる。以下の節では、余分のアンテナ１本又は２本の事例に対してのみ、かつ１０-2（符号化なしのシステムの場合）にターゲットＢＥＲを固定することによってＡＳｅｌの性能を評価する。
図３２は、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおける１本及び２本の余分なアンテナの場合のＢＤ及びＡＳｅｌに対するユーザ数（Ｍ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示している。ＳＮＲ閾値は、ユーザ数が大きいほど所要受信ＳＮＲが増大するためにＭと共に増加することを本発明者は認めた。あらゆる数のユーザに対して一定の全送信電力（送信アンテナの数は可変）を仮定することに注意されたい。更に、図３２は、アンテナ選択による利得が、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルにおけるユーザ数に関わらず一定であることを示している。これ以降、空間相関チャネルにおけるＤＩＤＯシステムの性能を示す。Ｘ．Ｚｈｕａｎｇ、Ｆ．Ｗ．Ｖｏｏｋ、Ｋ．Ｌ．Ｂａｕｍ、Ｔ．Ａ．Ｔｈｏｍａｓ、及びＭ．Ｃｕｄａｋ共著「リンク及びシステムレベルシミュレーションのためのチャネルモデル」、ＩＥＥＥ８０２．１６ブロードバンド無線アクセス作業部会、２００４年９月に説明されているＣＯＳＴ－２５９空間チャネルモデルを通じて各ユーザのチャネルのシミュレーションを提供する。各ユーザに対して単一のクラスターを生成する。事例研究として、０．５ラムダの素子間隔でＮＬＯチャネルを仮定する（等間隔直線アレイ（ＵＬＡ）送信機において）。２人のユーザのシステムの事例に対しては、それぞれ、第１及び第２のユーザに対して平均到着角ＡＯＡ１及びＡＯＡ２でクラスターのシミュレーションを行った。ＡＯＡは、ＵＬＡのブロードサイド方向に対して測定する。２人又はそれよりも多くのユーザがシステム内にいる時、範囲［－φm、φm］内の等間隔平均ＡＯＡでユーザのクラスターを生成し、ここで、以下を定める。
Figure 2022008285000043
ここで、ｋは、ユーザ数であり、Δφは、ユーザの平均ＡＯＡ間の分離角である。角度範囲［－φm、φm］は、ＵＬＡのブロードサイド方向に対応して中心は０°の角度であることに注意されたい。これ以降、ＢＤ及びＡＳｅｌ送信方式及び異なるユーザ数を用いて、ユーザ間のチャネル角度広がり（ＡＳ）及び分離角の関数としてのＤＩＤＯシステムのＢＥＲ性能を考察する。
図３３は、ＡＳの異なる値による同じ角度に位置する２人のユーザに対するＢＥＲ対ユーザ当たりの平均ＳＮＲを示す（すなわち、ＵＬＡのブロードサイド方向に対してＡＯＡ１＝ＡＯＡ２＝０°）。ＡＳが増加する時にＢＥＲ性能が改善し、ｉ．ｉ．ｄ．の事例に近づくことを認めることができる。実際には、ＡＳが高いほど、２人のユーザの固有モード間の重複が統計学的に小さくなり、かつＢＤプリコーダの性能が改善する。
図３４は、図３３と類似の結果を示すが、ユーザ間の分離角は高くなっている。ＡＯＡ１＝０°及びＡＯＡ２＝９０°（すなわち、９０°分離角）を考える。最良の性能は、ここで、ＡＳが低い事例で達成される。実際に、分離角が大きい事例に対しては、角度広がりが低い時の方がユーザ固有モード間の重複が小さい。興味深いことには、低いＡＳでのＢＥＲ性能は、上述で言及した同じ理由からｉ．ｉ．ｄ．チャネルよりも良好なことを本発明者は認めている。
次に、異なる相関関係シナリオにおいて１０-2のターゲットＢＥＲに対してＳＮＲ閾値を計算する。図３５は、ユーザの平均ＡＯＡの異なる値に関してＡＳの関数としてＳＮＲ閾値をプロットしたものである。ユーザの分離角が低い場合には、適切なＳＮＲ要件（すなわち、１８ｄＢ）による確実な送信は、高いＡＳを特徴とするチャネルに対してのみ可能である。一方、ユーザが空間的に分離されている時の方が、同じターゲットＢＥＲを満たすのに必要とされるＳＮＲは小さくて済む。
図３６は、５人のユーザの事例に対するＳＮＲ閾値を示している。ユーザの平均ＡＯＡは、分離角Δφの異なる値で（１３）における定義に従って生成される。Δφ＝０°及びＡＳ＜１５°に対しては、ＢＤは、ユーザ間で角分離が小さいために性能が悪く、ターゲットＢＥＲは満たされないことを本発明者は認めている。増加するＡＳに対しては、一定のターゲットＢＥＲを満たすＳＮＲ所要値は減少する。一方、Δφ＝３０°に対しては、図３５の結果と一致して、最小のＳＮＲ所要値は、低いＡＳで得られる。ＡＳが増加する時に、ＳＮＲ閾値は、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルの１つに対して飽和する。ユーザ５人でのΔφ＝３０°は、１２０°の扇形セルを有するセルラーシステムにおいて基地局に一般的である［－６０°、６０°］のＡＯＡ範囲に対応することに注意されたい。
次に、空間相関チャネルにおけるＡＳｅｌ送信方式の性能を考える。図３７では、例えば、２人のユーザの事例に対して１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌのＳＮＲ閾値を比較する。ユーザ間の分離角の２つの異なる事例、すなわち、｛ＡＯＡ１＝０°、ＡＯＡ２＝０°｝及び｛ＡＯＡ１＝０°、ＡＯＡ２＝９０°｝を考える。ＢＤ方式（すなわち、アンテナ選択なし）の曲線は、図３５の場合と同じである。ＡＳｅｌにより高いＡＳに対してそれぞれ１本及び２本の余分なアンテナで、８ｄＢ及び１０ｄＢのＳＮＲの利得が得られることを本発明者は認めている。ＡＳが減少する時に、ＢＤでのＡＳｅｌによる利得は、ＭＩＭＯ放送チャネルにおける自由度の数の減少のために小さくなる。興味深いことには、ＡＳ＝０°（すなわち、ＬＯＳチャネル近傍）及び事例｛ＡＯＡ１＝０°、ＡＯＡ２＝９０°｝に対しては、ＡＳｅｌは、空間領域内のダイバーシチの欠如により利得をもたらさない。図３８は、図３７と類似の結果を示すが、５人のユーザの事例に対するものである。
ＢＤ及びＡＳｅｌの送信方式の両方に対して、ＳＮＲ閾値を計算する（システムにおいてユーザ数（Ｍ）の関数として１０-2の通常のターゲットＢＥＲを仮定して）。ＳＮＲ閾値は、総送信電力があらゆるＭに対して一定であるように平均ＳＮＲに対応している。方位角度範囲［－φm、φΔm］＝［－６０°、６０°］内の各ユーザのクラスターの平均ＡＯＡの間の最大分離を仮定する。次に、ユーザ間の分離角は、Δφ＝１２０°／（Ｍ－１）である。
図３９は、ＡＳの異なる値によるＢＤ方式に対するＳＮＲ閾値を示している。最低ＳＮＲ所要値は、ユーザ間の分離角が大きいために比較的少数のユーザ（すなわち、Ｋ＜２０）でのＡＳ＝０．１°（すなわち、低い角度広がり）に対して得られることを本発明者は認めている。しかし、Ｍ＞５０に対しては、ＳＮＲ所要値は、４０ｄＢよりも遙かに大きく、その理由は、Δφが非常に小さく、かつＢＤは非実用的であるからである。更に、ＡＳ＞１０°に対しては、ＳＮＲ閾値は、あらゆるＭに対して殆ど一定のままであり、空間相関チャネルにおけるＤＩＤＯシステムは、ｉ．ｉ．ｄ．チャネルの性能に接近する。
ＳＮＲ閾値の値を低減してＤＩＤＯシステムの性能を改善するために、ＡＳｅｌ送信方式を適用する。図４０は、１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌに対してＡＳ＝０．１°での空間相関チャネルにおけるＳＮＲ閾値を示している。参考のために、図３２に示すｉ．ｉ．ｄ．事例の曲線も本発明者は報告する。低いユーザ数（すなわち、Ｍ＜１０）に対しては、アンテナ選択は、ＤＩＤＯ放送チャネルにおけるダイバーシチの欠如のために、ＳＮＲ所要値を低減する一助とはならないことを認めることができる。ユーザ数が増加する時に、ＡＳｅｌは、マルチユーザダイバーシチから恩典を受け、ＳＮＲ利得が得られる（すなわち、Ｍ＝２０に対して４ｄＢ）。更に、Ｍ≦２０に対しては、高空間相関のチャネルにおける１本又は２本のアンテナによるＡＳｅｌの性能は、同じである。
次に、更に２つのチャネルシナリオ、すなわち、図４１のＡＳ＝５°及び図４２のＡＳ＝１０°に対してＳＮＲ閾値を計算する。図４１は、ＡＳｅｌにより、図４０とは対照的に角度広がりの増大のために比較的少数のユーザ（すなわち、Ｍ≦１０）に対してもＳＮＲ利得が得られることを示している。ＡＳ＝１０°に対しては、ＳＮＲ閾値は、図４２で報告されているように更に低減し、ＡＳｅｌによる利得はより高くなる。
最後に、相関するチャネルに対してここまでに示した結果をまとめる。図４３及び図４４は、１本及び２本の余分なアンテナによるＢＤ及びＡＳｅｌの方式に対してユーザ数（Ｍ）及び角度広がり（ＡＳ）の関数としてのＳＮＲ閾値を示している。ＡＳ＝３０°の事例は、実際にはｉ．ｉ．ｄ．チャネルに対応しており、グラフ的表示に対してのみプロットにＡＳこの値を使用した。ＢＤはチャネル空間相関の影響を受けるが、ＡＳｅｌにより、あらゆるＡＳに対して殆ど同じ性能が得られることを本発明者は認めている。更に、ＡＳ＝０．１°に対しては、ＡＳｅｌは、低いＭの場合には、ＢＤと同様の結果を発揮し、一方、大きなＭ（すなわち、Ｍ≧２０）の場合は、マルチユーザダイバーシチのためにＢＤよりも性能が優れている。
図４９では、ＳＮＲ閾値に関して異なるＤＩＤＯ方式の性能を比較する。考慮したＤＩＤＯ方式は、固有モード選択（ＢＤ－ＥＳｅＩ）及び最大比率結合（ＭＲＣ）を備えたＢＤ、ＡＳｅｌ、ＢＤである。ＭＲＣでは送信機での干渉は事前相殺されないが（他の方法と異なり）、ユーザが空間的に分離されている場合は確かに利得増大が得られることに注意されたい。図４９では、２人のユーザが送信アレイのブロードサイド方向からそれぞれ－３０°及び３０°に位置する時のＤＩＤＯのＮ×２システムのターゲットＢＥＲ＝１０－２に対して一定ＳＮＲ閾値をプロットしている。低いＡＳに対して、ＭＲＣ方式では、他の方式と比較して３ｄＢの利得が得られることが認められるが、その理由は、ユーザの空間チャネルは、分離が十分であると共に、ユーザ間干渉の影響が低いからである。ＤＩＤＯのＮｘ２にわたるＭＲＣの利得は、アレイ利得によるものであることに注意されたい。２０°よりも大きなＡＳに対しては、ＱＲ－ＡＳｅｌ方式は、他のものより性能が優れており、この方式により、選択なしのＢＤ２ｘ２と比較して１０ｄＢの利得が得られる。ＱＲ－ＡＳｅｌ及びＢＤ－ＥＳｅＩにより、ＡＳのあらゆる値に対して、同じ性能が得られる。
ＤＩＤＯシステムのための新しい適応送信技術を以上説明した。本方法は、一定のターゲット誤り率に対してスループットを改善するために、異なるユーザに対してＤＩＤＯ送信モードの間で動的に切り換えるものである。異次数ＤＩＤＯシステムの性能が異なる伝播条件で測定され、スループットの顕著な利得は、伝播条件の関数としてＤＩＤＯモード及びユーザ数を動的に選択することによって達成することができることが認められた。
ＩＩＩ．周波数及び位相オフセットの事前補正
ａ．背景
上述のように、無線通信システムは、搬送波を使用して情報を伝達する。これらの搬送波は、通常、送信すべき情報に応答して振幅変調及び／又は位相変調される正弦曲線である。正弦曲線の公称周波数は、搬送周波数として公知である。この波形を作成ために、送信機は、１つ又はそれよりも多くの正弦曲線を合成して、所定の搬送周波数で正弦曲線に乗る変調信号を作成するようにアップコンバートを提供する。これは、信号が搬送波上で又は複数のアップコンバート段階を通じて直接的に変調される直接的変換を通じて行うことができる。この波形を処理するために、受信機は、受信ＲＦ信号を復調して実質的に変調搬送波を相殺すべきである。これには、受信機が、１つ又はそれよりも多くの正弦波信号を合成して、ダウンコンバートとして知られる送信機での変調方式の逆を行うことが必要である。残念ながら、送信機及び受信機で生成される正弦波信号は、異なる基準発振器から導出される。完全な周波数基準を作り出す基準発振器はなく、実際には、常に真の周波数からの何らかの偏差がある。
無線通信システムにおいては、送信機及び受信機での基準発振器の出力の違いにより、受信機において、搬送周波数オフセット、又は単に周波数オフセットとして公知である現象が発生する。本質的に何らかの残留変調（送受信搬送波の違いに対応）が受信信号にあり、この残留変調は、ダウンコンバート後に発生する。それによって受信信号の歪みが発生し、したがって、ビット誤り率が高くなると共にスループットが低くなる。
搬送周波数オフセットを処理する異なる方法がある。殆どの手法では、受信機で搬送周波数オフセットを推定し、次に、搬送周波数オフセット補正アルゴリズムを適用する。搬送周波数オフセット推定アルゴリズムは、オフセットＱＡＭ（Ｔ．Ｆｕｓｃｏ及びＭ．Ｔａｎｄａ共著「ＯＦＤＭ／ＯＱＡＭシステムのための不感周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５５巻、１８２８～１８３８頁、２００７年）、周期的性質（Ｅ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ、Ａ．Ｃｈｅｖｒｅｕｉｌ、Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ、及びＰ．Ｌｏｕｂａｔｏｎ共著「周期的な変調プリコーダを用いた不感チャネル及び搬送周波数オフセット推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第４８巻、第８号、２３８９～２４０５頁、２０００年８月）、又は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）構造手法における循環プレフィックス（Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第４５巻、第７号、１８００～１８０５頁、１９９７年７月、Ｕ．Ｔｕｒｅｌｉ、Ｈ．Ｌｉｕ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「ＯＦＤＭ不感搬送波オフセット推定：ＥＳＰＲＩＴ」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４８巻、第９号、１４５９～１４６１頁、２０００年９月、Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「周波数選択性無線チャネル上のＯＦＤＭ信号のための低複雑性不感搬送周波数回復」、通信に関するＩＥＥＥ会報第５０巻、第７号、１１８２～１１８８頁、２００２年７月）を用いて不感とすることができる。
代替的に、反復データシンボル（Ｐ．Ｈ．Ｍｏｏｓｅ著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４２巻、第１０号、２９０８～２９１４頁、１９９４年１０月）、２つの異なるシンボル（Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月）、又は定期的に挿入された既知のシンボルシーケンス（Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「ＯＦＤＭシステムのための搬送周波数取得及び追跡」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４４巻、第１１号、１５９０～１５９８頁、１９９６年１１月）を含む特別なトレーニング信号を利用することができる。補正は、アナログ又はデジタルで行うことができる。受信機は、搬送周波数オフセット推定を使用して送信信号を事前補正し、オフセットを排除することができる。搬送周波数オフセット補正は、周波数オフセットに対する感度のために多搬送波及びＯＦＤＭシステムに対して広範囲に考慮されている（Ｊ．Ｊ．ｖａｎ ｄｅ Ｂｅｅｋ、Ｍ．Ｓａｎｄｅｌｌ、及びＰ．Ｏ．Ｂｏｒｊｅｓｓｏｎ共著「ＯＦＤＭシステムにおいて時間及び周波数オフセットのＭＬ推定」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第４５巻、第７号、１８００～１８０５頁、１９９７年７月、Ｕ．Ｔｕｒｅｌｉ、Ｈ．Ｌｉｕ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「ＯＦＤＭ不感搬送波オフセット推定：ＥＳＰＲＩＴ」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４８巻、第９号、１４５９～１４６１頁、２０００年９月、Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月、Ｍ．Ｌｕｉｓｅ、Ｍ．Ｍａｒｓｅｌｌｉ、及びＲ．Ｒｅｇｇｉａｎｎｉｎｉ共著「周波数選択性無線チャネル上のＯＦＤＭ信号のための低複雑性不感搬送周波数回復」、通信に関するＩＥＥＥ会報第５０巻、第７号、１１８２～１１８８頁、２００２年７月）。
周波数オフセット推定及び補正は、多重アンテナ通信システム又はより一般的にはＭＩＭＯ（多重入力多重出力）システムに対しては重要な問題である。送信アンテナが１つの周波数基準に固定され、受信機が別の周波数基準に固定されるＭＩＭＯシステムにおいては、単一のオフセットが送信機と受信機の間にある。トレーニング信号（Ｋ．Ｌｅｅ及びＪ．Ｃｈｕｎ共著「直交トレーニングシーケンスを用いたＭＩＭＯ及びＯＦＤＭシステムのための周波数オフセット推定」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５６巻、第１号、１４６～１５６頁、２００７年１月、Ｍ．Ｇｈｏｇｈｏ及びＡ．Ｓｗａｍｉ共著「ＭＩＭＯシステム内多経路チャネル及び周波数オフセット推定のためのトレーニング設計」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５４巻、第１０号、３９５７～３９６５頁、２００５年１０月）、及び通信における適応追跡（Ｃ．Ｏｂｅｒｌｉ及びＢ．Ｄａｎｅｓｈｒａｄ共著「ＭＩＭＯＯＦＤＭのための最大尤度追跡アルゴリズム」、２００４年ＩＥＥＥ国際会議、第４巻、２００４年６月４日～２４日、２４６８～２４７２頁）を使用して、いくつかのアルゴリズムがこの問題に対処するために提案されている。送信アンテナは同じ周波数基準に固定されないが、受信アンテナがまとめて固定されるＭＩＭＯシステム内では、より厳しい問題が発生する。これは、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）システムのアップリンク内で事実上起こるものであり、ＳＤＭＡは、異なるユーザが異なる送信アンテナに対応するＭＩＭＯシステムと見ることができる。この場合、周波数オフセットの補正は、遥かに複雑になっている。具体的には、周波数オフセットにより、異なる送信されたＭＩＭＯストリーム間に干渉が発生する。この干渉は、複雑な共同推定及び等化アルゴリズム（Ａ．Ｋａｎｎａｎ、Ｔ．Ｐ．Ｋｒａｕｓｓ、及びＭ．Ｄ．Ｚｏｌｔｏｗｓｋｉ共著「不完全タイミング及び搬送波同期下での同一チャネル信号の分離」、「Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．」に関するＩＥＥＥ会報、第５０巻、第１号、７９～９６頁、２００１年１月）、及び等化後の周波数オフセット推定（Ｔ．Ｔａｎｇ及びＲ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ共著「ＭＩＭＯ－ＯＦＤＭシステム［移動無線］のための共同周波数オフセット推定及び干渉相殺」、２００４年、ＶＴＣ２００４年秋、２００４年ＩＥＥＥ６０回車両技術会議、第３巻、１５５３～１５５７頁、２００４年９月２６～２９日、Ｘ．Ｄａｉ著「連続的なパイロットを使用したＯＦＤＭ／ＳＤＭＡシステムのための搬送周波数オフセット推定」、通信に関するＩＥＥＥ講演論文集、第１５２巻、６２４～６３２頁、２００５年１０月７日）を使用して補正することができる。ある研究では、残留位相オフセット及び追跡誤差の連の問題を処理しており、残留位相オフセットが推定され、周波数オフセット推定後に補正されるが、この研究で考慮しているのは、ＳＤＭＡ－ＯＦＤＭＡシステムのアップリンク（Ｌ．Ｈａｒｉｎｇ、Ｓ．Ｂｉｅｄｅｒ、及びＡ．Ｃｚｙｌｗｉｋ共著「マルチユーザＯＦＤＭシステムにおいて残留搬送波及びサンプリング周波数同期」、２００６年ＶＴＣ、２００６年春、ＩＥＥＥ第６３回車両技術会議、第４巻、１９３７～１９４１頁、２００６年）のみである。ＭＩＭＯシステムにおいて最も厳しい事例は、全ての送受信アンテナが異なる周波数基準を有する時に発生する。この主題に対する唯一の利用可能な研究は、平坦フェーディングチャネルにおける推定誤差の漸近的解析を取り扱っているだけである（Ｏ．Ｂｅｓｓｏｎ及びＰ．Ｓｔｏｉｃａ共著「周波数オフセットを備えたＭＩＭＯ平坦フェーディングチャネルのパラメータ推定に関して」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報［音響、音声、及び信号処理に関するＩＥＥＥ会報も参照されたい］、第５１巻、第３号、６０２～６１３頁、２００３年３月）。
顕著な調査が行われていない事例が、ＭＩＭＯシステムの異なる送信アンテナの周波数基準が同じではなく受信アンテナが独立して信号を処理する時に発生する。これは、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）通信システムとして公知であるもの（文献ではＭＩＭＯ放送チャネルとも呼ばれる）において起こる。ＤＩＤＯシステムは、従来のＳＩＳＯシステムと同じ無線リソース（すなわち、同じスロット持続時間及び周波数帯域）を利用しながら、ダウンリンクスループットを改善するために複数ユーザに並列データストリーム（プリコーディングを通じて）を送信する分散アンテナを有する１つのアクセスポイントから成る。ＤＩＤＯシステムの詳細説明は、２００４年７月のＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ及びＴ．Ｃｏｔｔｅｒによる「分散入力分散出力無線通信システム及び方法」という名称の米国特許出願第２００６００２３８０３号に示されている。ＤＩＤＯプリコーダを実施する多くの方法がある。１つの解決法は、例えば、Ｑ．Ｈ．Ｓｐｅｎｃｅｒ、Ａ．Ｌ．Ｓｗｉｎｄｌｅｈｕｒｓｔ、及びＭ．Ｈａａｒｄｔ共著「マルチユーザＭＩＭＯチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、４６１～４７１頁、２００４年２月、Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための共同チャネル対角化」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、７７３～７８６頁、２００３年７月、Ｌ．Ｕ．Ｃｈｏｉ及びＲ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ共著「分解手法を使用したマルチユーザＭＩＭＯシステムのための送信前処理法」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、２０～２４頁、２００４年１月、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザＭＩＭＯシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するＩＥＥＥ会報、２００５年９月の公開に向けて受諾、Ｚ．Ｓｈｅｎ、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｊ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＢ．Ｌ．Ｅｖａｎｓ共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザＭＩＭＯ放送チャネルの合計機能」、２００５年１０月に無線通信に関するＩＥＥＥ会報に提出、Ｒ．Ｃｈｅｎ、Ｒ．Ｗ．Ｈｅａｔｈ、及びＪ．Ｇ．Ａｎｄｒｅｗｓ共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、２００５年に信号処理に関するＩＥＥＥ会報に対して受諾されたものに説明されているブロック対角化（ＢＤ）である。
ＤＩＤＯシステムにおいては、送信プリコーディングは、異なるユーザに対して意図されたデータストリームを分離するのに使用される。搬送周波数オフセットにより、送信アンテナ無線周波数チェーンが同じ周波数基準を共有しない時にシステム実行に関連するいくつかの問題が発生する。これが発生した時、各アンテナは、事実上、若干異なる搬送周波数で送信する。それによってＤＩＤＯプリコーダの整合性を破壊され、したがって、各ユーザは、特別な干渉を受ける。この問題のいくつかの解決法を以下で提案する。解決法の一実施形態では、ＤＩＤＯ送信アンテナは、有線ネットワーク、光ネットワーク、又は無線ネットワーク上で周波数基準を共有する。解決法の別の実施形態では、１人又はそれよりも多くのユーザは、周波数オフセット差（アンテナ対間のオフセットの相対的な差）を推定して送信機にこの情報を送る。送信機は、次に、周波数オフセットを事前補正して、ＤＩＤＯのためにトレーニング及びプリコーダ推定位相を続行する。この実施形態に関しては、フィードバックチャネル内に遅延がある時に問題がある。その理由は、その後のチャネル推定において、説明されていない補正方法により発生する残留位相誤差がある場合があるということである。この問題を解決するために、１つの付加的な実施形態では、遅延を推定することによってこの問題を是正することができる新しい周波数オフセット及び位相推定器を使用する。シミュレーション及びＤＩＤＯ－ＯＦＤＭプロトタイプで行った実際的な測定値に基づいて結果を示す。
本明細書で提案する周波数オフセット及び位相オフセット補正方法は、受信機でのノイズによる推定誤差の影響を受けやすい場合がある。したがって、１つの付加的な実施形態では、低ＳＮＲ状態下でも堅牢である時間及び周波数オフセット推定方法を提案する。
時間及び周波数オフセット推定を行う異なる手法が存在する。同期誤差の影響を受けやすいために、これらの手法の多くは、特にＯＦＤＭ波形に対して提案されたものである。
そのアルゴリズムは、典型的にＯＦＤＭ波形の構造を利用せず、したがって、単一の搬送波波形及び多搬送波波形の両方に十分に一般的である。以下で説明するアルゴリズムは、公知の基準シンボル、例えば、トレーニングデータを使用して同期を助ける部類の技術の１つである。これらの方法の殆どは、Ｍｏｏｓｅの周波数オフセット推定器の拡張（Ｐ．Ｈ．Ｍｏｏｓｅ著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４２巻、第１０号、２９０８～２９１４頁、１９９４年１０月を参照されたい）である。Ｍｏｏｓｅは、２つの反復トレーニング信号を使用することを提案し、両方の受信信号間で位相差を使用して周波数オフセットを導出した。Ｍｏｏｓｅの方法で補正することができるのは、分別周波数オフセットだけである。Ｍｏｏｓｅ方法の拡張は、Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＣｏｘにより提案されている（Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月）。彼らの重要な革新点は、付加的な差分符号化トレーニングシンボルと共に、１つの周期的なＯＦＤＭシンボルを使用することであった。第２のシンボル内の差分符号化により、整数オフセット補正が可能である。Ｃｏｕｌｓｏｎは、Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月に説明されているような同様の構成を考慮し、Ａ．Ｊ．Ｃｏｕｌｓｏｎ著「パイロットシンボルを用いたＯＦＤＭの最大尤度同期：解析」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ雑誌、第１９巻、第１２号、２４９５～２５０３頁、２００１年１２月、Ａ．Ｊ．Ｃｏｕｌｓｏｎ著「パイロットシンボルを用いたＯＦＤＭの最大尤度同期：アルゴリズム」、通信の選択分野に関するＩＥＥＥ雑誌、第１９巻、第１２号、２４８６～２４９４頁、２００１年１２月に説明されているようなアルゴリズム及び解析を詳細に説明した。１つの大きな違いは、Ｃｏｕｌｓｏｎが良好な相関性能が得られるように反復最大長シーケンスを用いたという点であり、また、時間領域及び周波数領域内の一定のエンベロープ特性の理由でチャープ信号を使用することを示唆している。Ｃｏｕｌｓｏｎは、いくつかの実際的な細部を考慮しているが整数推定を含めていない。複数の反復トレーニング信号は、Ｈ．Ｍｉｎｎ、Ｖ．Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ、及びＫ．Ｂ、Ｌｅｔａｉｅｆ共著「ＯＦＤＭシステムの堅牢なタイミング及び周波数同期」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、第４号、８２２～８３９頁、２００３年７月においてＭｉｎｎ他により考慮されたが、トレーニングの構造は、最適化されなかった。Ｓｈｉ及びＳｅｒｐｅｄｉｎは、トレーニング構造がフレーム同期の観点から何らかの最適性を有することを示している（Ｋ．Ｓｈｉ及びＥ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ共著「ＯＦＤＭシステムの粗フレーム及び搬送波同期：新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第４号、１２７１～１２８４頁、２００４年７月）。本発明の一実施形態では、Ｓｈｉ及びＳｅｒｐｅｄｉｎの手法を用いてフレーム同期及び分別周波数オフセット推定を提供する。
文献にある多くの手法は、フレーム同期及び分別周波数オフセット推定が中心である。整数オフセット補正は、Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月の場合のように、付加的なトレーニングシンボルを使用して解決される。例えば、Ｍｏｒｒｅｌｌｉ他は、Ｍ．Ｍｏｒｅｌｌｉ、Ａ．Ｎ．Ｄ．Ａｎｄｒｅａ、及びＵ．Ｍｅｎｇａｌｉ共著「ＯＦＤＭシステムにおける周波数のあいまいさの解決」、ＩＥＥＥ通信レター、第４巻、第４号、１３４～１３６、２０００年４月において、Ｔ．Ｍ．Ｓｃｈｍｉｄｌ及びＤ．Ｃ．Ｃｏｘ共著「ＯＦＤＭのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するＩＥＥＥ会報、第４５巻、第１２号、１６１３～１６２１頁、１９９７年１２月の改良型バージョンを導出した。異なるプリアンブル構造を用いた代替手法は、Ｍｏｒｅｌｌｉ及びＭｅｎｇａｌｉにより提案されている（Ｍ．Ｍｏｒｅｌｌｉ及びＵ．Ｍｅｎｇａｌｉ共著「ＯＦＤＭ用途のための改良型周波数オフセット推定器」、ＩＥＥＥ通信レター、第３巻、第３号、７５～７７、１９９９年３月）。この手法では、Ｍ個の繰り返される同一トレーニングシンボル間の相関を使用して分別周波数オフセット推定器の範囲をＭ倍する。これは、最良線形非バイアス推定器であり、大きなオフセット（適切な設計で）を容認するものであるが、良好なタイミング同期を行うものではない。
システムの説明
本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてＤＩＤＯシステムにおいて周波数オフセット及び位相オフセットを相殺する。この実施形態の説明に対しては、図１１及び以前の関連の説明を参照されたい。
本発明の一実施形態では、各ユーザは、周波数オフセット推定器／補正器を装備した受信機を使用する。図４５に示すように、本発明の一実施形態では、受信機を含むシステムは、複数のＲＦ送信機ユニット４５０８、対応する複数のＡ／Ｄユニット４５１０、周波数オフセット推定器／補正器４５１２を装備した受信機、及びＤＩＤＯフィードバック発生器ユニット４５０６を含む。
ＲＦユニット４５０８は、ＤＩＤＯ送信機ユニットから送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートしてＡ／Ｄユニット４５１０にダウンコンバートされた信号を供給する。Ａ／Ｄユニット４５１０は、次に、アナログからデジタルに信号を変換して周波数オフセット推定器／補正器ユニット４５１２に送る。周波数オフセット推定器／補正器ユニット４５１２は、本明細書で説明するように周波数オフセットを推定及び補正し、次に、ＯＦＤＭユニット４５１３に補正信号を送る。ＯＦＤＭユニット４５１３は、循環プレフィックスを除去し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を操作して周波数領域に信号を伝える。トレーニング期間中に、ＯＦＤＭユニット４５１３は、周波数領域内でチャネル推定値を計算するチャネル推定器４５０４に出力を送る。代替的に、チャネル推定値は、時間領域において計算することができる。データ期間中に、ＯＦＤＭユニット４５１３は、データ２０１４を得るために信号を復調／復号する受信機ユニット２００２に出力を送る。チャネル推定器４５０４は、図に示すように、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネルを通じて送信機に送ることができるＤＩＤＯフィードバック発生器ユニット４５０６にチャネル推定値を送る。
ＤＩＤＯ２ｘ２シナリオのためのアルゴリズムの一実施形態の説明
ＤＩＤＯシステムにおいて周波数／位相オフセット補正のためのアルゴリズムの実施形態に対して以下で説明する。ＤＩＤＯシステムモデルは、周波数／位相オフセットの有無によって最初に説明する。簡潔さを期すために、ＤＩＤＯ２ｘ２システムの特定的な実施例を示している。しかし、本発明の根本的な原理は、より高次数のＤＩＤＯシステム上で実施することができる。
周波数及び位相オフセットなしのＤＩＤＯシステムモデル
ＤＩＤＯ２ｘ２の受信信号は、以下のように第１のユーザに対して書くことができる。
Figure 2022008285000044
第２のユーザに対しては、以下のようである。
Figure 2022008285000045
ここで、ｔは、離散時間指数であり、ｈmn及びｗmnは、それぞれ、第ｍ番目のユーザと第ｎ番目の送信アンテナ間のチャネル重み及びＤＩＤＯプリコーディング重みであり、ｘmは、ユーザｍへの送信信号である。ｈmn及びｗmnは、ｔの関数ではなく、その理由は、チャネルがトレーニングとデータ送信の間の期間にわたって一定であると仮定するからであることに注意されたい。
周波数オフセット及び位相オフセットがある場合に、受信信号は、以下のように表される。
Figure 2022008285000046
及び
Figure 2022008285000047
ここで、Ｔsは、シンボル周期であり、ωTn＝第ｎ番目の送信アンテナに対する２ΠｆTn、ωUm＝第ｍ番目の送信シンボルの２ΠｆUm、ｆTn及びｆUmは、それぞれ、第ｎ番目の送信アンテナの実際の搬送周波数（オフセットの影響を受ける）及び第ｍ番目のユーザである。値ｔmnは、チャネルｈmnにわたる位相オフセットを引き起こすランダム遅延を示している。図４６は、ＤＩＤＯ２ｘ２システムモデルを示している。
当面は、以下の定義を用いる。
Figure 2022008285000048
これは、第ｍ番目のユーザと第ｎ番目の送信アンテナの間で周波数オフセットを示している。
本発明の一実施形態の説明
本発明の一実施形態による方法を図４７に示している。本方法は、以下の一般的な段階（図示のように、副段階を含む）、すなわち、周波数オフセット推定４７０１のトレーニング期間、チャネル推定４７０２のトレーニング期間、補正４７０３によるＤＩＤＯプリコーディングを通じたデータ送信を含む。これらの段階に対して以下で詳細に説明する。
（ａ）周波数オフセット推定（４７０１）のためのトレーニング期間
第１のトレーニング期間中に、基地局は、各送信アンテナからユーザ（４７０１）の１つに１つ又はそれよりも多くのトレーニングシーケンスを送る。本明細書で説明するように、「ユーザ」は、無線クライアント装置である。ＤＩＤＯ２ｘ２の事例に対しては、第ｍ番目のユーザにより受信した信号は、以下によって示している。
Figure 2022008285000049
ここで、ｐ1及びｐ2は、それぞれ、第１及び第２のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。
第ｍ番目のユーザは、あらゆる形式の周波数オフセット推定器（すなわち、トレーニングシーケンスにより畳み込み）を使用することができ、オフセットΔωm1及びΔωm2を推定する。次に、これらの値から、ユーザは、以下のように２つの送信アンテナの間の周波数オフセットを計算する。
Figure 2022008285000050
最後に、（７）における値は、基地局（４７０１ｂ）にフィードバックされる。
（６）におけるｐ1及びｐ2は、ユーザがΔωm1及びΔωm2を推定することができるように直交であるように設計されることに注意されたい。代替的に、一実施形態では、同じトレーニングシーケンスが２つの連続的な時間スロットにわたって使用され、ユーザは、そこからオフセットを推定する。更に、（７）におけるオフセットの推定を改善するために、上述の同じ計算をＤＩＤＯシステムの全てのユーザに行うことができ（第ｍ番目のユーザに対してだけではなく）、最終推定値は、全てのユーザから得られた値の平均値（重み付け）とすることができる。しかし、この解決法は、より多くの計算時間及びフィードバック量を必要とする。最後に、搬送周波数オフセット推定の更新は、周波数オフセットが時間と共に変動する場合に限り必要である。したがって、送信機でのクロックの安定性に基づいて、アルゴリズムのこの段階４７０１は、長期的に実施することができ（すなわち、データ送信毎ではなく）、したがって、フィードバックオーバーヘッドの低減になる。
（ｂ）チャネル推定（４７０２）のためのトレーニング期間
トレーニング期間中に、基地局は、最初に第ｍ番目のユーザから又は複数のユーザから（７）の値の周波数オフセットフィードバックを得る。（７）における値は、送信側での周波数オフセットを事前補正するのに使用される。次に、基地局は、チャネル推定（４７０２ａ）に向けて全てのユーザにトレーニングデータを送る。
ＤＩＤＯ２ｘ２システムに対しては、第１のユーザで受信される信号は、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000051
第２のユーザでは、以下のようになる。
Figure 2022008285000052
ここで、
Figure 2022008285000053
及びΔｔは、基地局の第１及び第２の送信間のランダム又は既知の遅延である。更に、ｐ1及びｐ2は、それぞれ、周波数オフセット及びチャネル推定に向けて第１及び第２のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。
事前補正は、この実施形態では第２のアンテナにのみ適用されることに注意されたい。
（８）を拡張して以下を得る。
Figure 2022008285000054
同様に、第２のユーザに対しては、以下の通りである。
Figure 2022008285000055
ここで、以下の通りである。
Figure 2022008285000056
受信側で、ユーザは、トレーニングシーケンスｐ1及びｐ2を用いて残留周波数オフセットを補正する。次に、ユーザは、トレーニングを通じてベクトルチャネルを推定する（４７０２ｂ）。
Figure 2022008285000057
（１２）又はチャネル状態情報（ＣＳＩ）のこれらのチャネルは、以下の副節で説明するようにＤＩＤＯプリコーダを計算する基地局（４７０２ｂ）にフィードバックされる。
（ｃ）事前補正によるＤＩＤＯプリコーディング（４７０３）
基地局は、ユーザから（１２）におけるチャネル状態情報（ＣＳＩ）を受信して、ブロック対角化（ＢＤ）を通して、以下のようにプリコーディング重みを計算する（４７０３ａ）。
Figure 2022008285000058
ここで、ベクトルｈ1は、（１２）において定められ、ｗm＝［ｗm1、ｗm2］である。本明細書で示す本発明は、ＢＤの他にあらゆる他のＤＩＤＯプリコーディング法に適用することができる。基地局はまた、（７）における推定値を使用することによって周波数オフセットを事前補正し、第２のトレーニング送信と現在の送信の間の遅延（Δｔ0）を推定することによって位相オフセットを補正する（４７０３ａ）。最後に、基地局は、ＤＩＤＯプリコーダを通してユーザにデータを送る（４７０３ｂ）。
この送信処理の後、ユーザ１で受信される信号は、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000059
Figure 2022008285000060
Figure 2022008285000061
ここで、以下の通りである。
Figure 2022008285000062
性質（１３）を用いて、以下を得る。
Figure 2022008285000063
同様に、ユーザ２に対して、以下を得る。
Figure 2022008285000064
Figure 2022008285000065
（１６）を拡張すると、以下の通りである。
Figure 2022008285000066
ここで、以下の通りである。
Figure 2022008285000067
最後に、ユーザは、データストリームｘ1［ｔ］及びｘ2［ｔ］を復調するために残留周波数オフセット及びチャネル推定を計算する（４７０３ｃ）。
ＤＩＤＯＮｘＭへの一般化
この節において、上述の技術は、Ｎ本の送信アンテナ及びＭ人のユーザによるＤＩＤＯシステムへ一般化される。
ｉ．周波数オフセット推定のためのトレーニング期間
第１のトレーニング期間中に、Ｎ本のアンテナから送られたトレーニングシーケンスの結果として第ｍ番目のユーザにより受信される信号は、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000068
ここで、ｐnは、第ｎ番目のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。
オフセットΔωmn、∀ｎ＝１．．．Ｎを推定した後に、第ｍ番目のユーザは、以下のように第１及び第ｎ番目の送信アンテナの間で周波数オフセットを計算する。
Figure 2022008285000069
最後に、（１９）における値は、基地局にフィードバックされる。
ｉｉ．チャネル推定のためのトレーニング期間、
トレーニング期間中に、基地局は、最初に第ｍ番目のユーザから又は複数のユーザからの値を有する周波数オフセットフィードバックを得る。（１９）における値は、送信側での周波数オフセットを事前補正するのに使用される。次に、基地局は、チャネル推定に向けて全てのユーザにトレーニングデータを送る。ＤＩＤＯのＮｘＭシステムに対しては、第ｍ番目のユーザにより受信した信号は、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000070
ここで、
Figure 2022008285000071
であり、Δｔは、基地局の第１及び第２の送信間のランダム又は既知の遅延である。更に、ｐnは、周波数オフセット及びチャネル推定のための第ｎ番目のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。
受信側で、ユーザは、トレーニングシーケンスｐnを用いて残留周波数オフセットを補正する。次に、各ユーザｍは、トレーニングを通じてベクトルチャネル：
Figure 2022008285000072
を推定し、以下の副節で説明するようにＤＩＤＯプリコーダを計算する基地局にフィードバックする。
ｉｉｉ．事前補正によるＤＩＤＯプリコーディング
基地局は、ユーザから（１２）におけるチャネル状態情報（ＣＳＩ）を受信し、ブロック対角化（ＢＤ）を通して以下のようにプリコーディング重みを計算する。
Figure 2022008285000073
Figure 2022008285000074
Figure 2022008285000075
ここで、ベクトルｈmは、（２１）において定められ、ｗm＝［ｗm1、ｗm2...、ｗmN］である。基地局はまた、（１９）における推定値を使用することによって周波数オフセットを事前補正し、第２のトレーニング送信と現在の送信の間の遅延（Δｔ0）を推定することによって位相オフセットを補正する。最後に、基地局は、ＤＩＤＯプリコーダを通じてユーザにデータを送る。
この送信処理の後、ユーザｉにより受信した信号は、以下によって与えられる。
Figure 2022008285000076
ここで、以下の通りである。
Figure 2022008285000077
性質（２２）を用いて、以下を得る。
Figure 2022008285000078
最後に、ユーザは、データストリームｘ1［ｔ］を復調するために残留周波数オフセット及びチャネル推定を計算する。
結果
図４８は、周波数オフセットの有無によるＤＩＤＯ２×２システムのＳＥＲ結果を示している。提案する方法は、完全に周波数／位相オフセットを相殺し、オフセットのないシステムと同じＳＥＲを得ることを認めることができる。
次に、時間内のオフセットの周波数オフセット推定誤差及び／又は位相変動に対する提案する補正方法の感度を評価する。したがって、以下のように（１４）を書き換える。
Figure 2022008285000079
ここで、∈は、トレーニングとデータ送信間で周波数オフセットの推定誤差及び／又は変動を示している。∈の影響は、（１４）及び（１６）における干渉期間が送信機で完全に予め相殺されないように（１３）における直交性性能を破壊することであることに注意されたい。その結果として、ＳＥＲ性能は、∈の値を増大する場合は悪化する。
図４８は、∈の異なる値に対する周波数オフセット補正方法のＳＥＲ性能を示している。これらの結果では、Ｔs＝０．３ｍｓ（すなわち、３ｋＨｚの帯域による信号）を仮定している。∈＝０．００１Ｈｚ（又はそれ未満）に対しては、ＳＥＲ性能は、オフセット事例に類似のものであることが認められる。
ｆ．時間及び周波数オフセット推定のためのアルゴリズムの一実施形態の説明
これ以降、時間及び周波数オフセット推定（図４７内の４７０１ｂ）を実施する付加的な実施形態を説明する。考慮する送信信号構造は、Ｈ．Ｍｉｎｎ、Ｖ．Ｋ．Ｂｈａｒｇａｖａ、及びＫ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「ＯＦＤＭシステムの堅牢なタイミング及び周波数同期」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第２巻、第４号、８２２～８３９頁、２００３年７月において示されており、Ｋ．Ｓｈｉ、及びＥ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ共著「ＯＦＤＭシステムの粗フレーム及び搬送波同期：新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第４号、１２７１～１２８４頁、２００４年７月においてより詳細に考慮されている。通常、良好な相関性能を有するシーケンスがトレーニングに使用される。例えば、本発明のシステムに対しては、Ｄ．Ｃｈｕ著「良好な周期的相関特性（一致）による多相コード」、情報理論に関するＩＥＥＥ会報、第５２巻、第４号、５３１～５３２頁、１９７２年７月に説明されているように導出されたＣｈｕシーケンスを使用する。これらのシーケンスは、完全な円形相関を有するという興味深い特性を有する。Ｌcpは、循環プレフィックスの長さを示し、Ｎtは、成分トレーニングシーケンスの長さを示すとする。Ｎt＝Ｍtとする。ここで、Ｍtは、トレーニングシーケンスの長さである。これらの仮定では、プリアンブルの送信されたシンボルシーケンスは、以下のように書くことができる。
Figure 2022008285000080
このトレーニング信号の構造は、他の長さに拡張することができるが、ブロック構造が繰返されることに注意されたい。例えば、１６個のトレーニング信号を使用するために、以下のような構造を考える。
Figure 2022008285000081
この構造を使用し、Ｎt＝４Ｍtとすることにより、説明する全てのアルゴリズムは、修正なく使用することができる。事実上、トレーニングシーケンスが繰返されている。これは、適切なトレーニング信号が利用可能でない場合に特に有用である。
整合フィルタリング及びシンボル速度へのダウンサンプリングの後に、以下の受信信号を考える。
Figure 2022008285000082
ここで、∈は、未知の離散時間周波数オフセットであり、Δは、未知のフレームオフセットであり、ｈ［ｌ］は、未知の離散時間チャネル係数であり、ｖ［ｎ］は、相加性ノイズである。以下の節での重要な考えを説明するために、相加性ノイズの存在を無視する。
ｉ．粗いフレーム同期
粗いフレーム同期の目的は、未知のフレームオフセットΔを解くことである。以下の定義を定める。
Figure 2022008285000083
提案する粗フレーム同期アルゴリズムは、最大尤度基準から導出されるＫ．Ｓｈｉ及びＥ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ共著「ＯＦＤＭシステムの粗フレーム及び搬送波同期：新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第４号、１２７１～１２８４頁、２００４年７月におけるアルゴリズムから示唆されるものである。
方法１－改良型粗フレーム同期：粗いフレーム同期推定器は、以下の最適化を解く。
Figure 2022008285000084
補正信号を以下のように定める。
Figure 2022008285000085
付加的な補正項は、チャネルにおける小さい初期タップを補正するために使用され、用途に基づいて調節することができる。この余分の遅延は、以降、チャネル内に含めることになる。
ｉｉ．分別周波数オフセット補正
分別周波数オフセット補正は、粗フレーム同期ブロックの後に行う。
方法２－改良型分別周波数オフセット補正：分別周波数オフセットは、以下に対する解である。
Figure 2022008285000086
これは、アルゴリズムが以下のオフセットのみを補正することができるので、分別周波数オフセットとして公知である。
Figure 2022008285000087
この問題は、次の節で解くことになる。精密周波数オフセット補正信号を以下のように定める。
Figure 2022008285000088
方法１及び２は、周波数選択性チャネルにおいてより良く機能するＫ．Ｓｈｉ及びＥ．Ｓｅｒｐｅｄｉｎ共著「ＯＦＤＭシステムの粗フレーム及び搬送波同期：新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するＩＥＥＥ会報、第３巻、第４号、１２７１～１２８４頁、２００４年７月の改良であることに注意されたい。ここでの１つの特定の革新的な点は、上述のようにｒ及び
Figure 2022008285000089
の両方の使用である。
Figure 2022008285000090
の使用により、符号間干渉により汚染されると考えられるサンプルを無視するので、以前の推定器が改善される。
ｉｉｉ．整数周波数オフセット補正
整数周波数オフセットを補正するために、精密周波数オフセット補正後の受信信号に対して同等のシステムモデルを書くことが必要である。残りのタイミング誤差をチャネルに吸収すると、ノイズがない場合の受信信号は、ｎ＝０、１．．．，４Ｎt－１に対して以下の構造を有する。
Figure 2022008285000091
整数周波数オフセットはｋであり、一方、未知の同等チャネルは、ｇ［ｌ］である。
方法３－改良型整数周波数オフセット補正：整数周波数オフセットは、以下に対する解である。
Figure 2022008285000092
ここで、以下の通りである。
Figure 2022008285000093
Figure 2022008285000094
Figure 2022008285000095
Figure 2022008285000096
これは、以下のように総周波数オフセットの推定値を与える。
Figure 2022008285000097
実用上、方法３では、複雑性がかなり高い。複雑性を低減するために、以下の観測を行うことができる。第一に、積：
Figure 2022008285000098
は、予め計算することができる。残念ながら、これでは、依然として行列乗算がかなり大きい。代替案は、提案するトレーニングシーケンスでは、
Figure 2022008285000099
であるという観測結利用することである。それによって以下の複雑性が低減した方法が得られる。
方法４－低複雑性改良型整数周波数オフセット補正：低複雑性整数周波数オフセット推定器は、以下を解く。
Figure 2022008285000100
ｉｖ．結果
この節においては、異なる提案する推定器の性能を比較する。
最初に、図５０では、各方法に必要とされるオーバーヘッド量を比較する。新しい方法の両方とも、必要とされるオーバーヘッドが１０倍～２０倍低減することに注意されたい。異なる推定器の性能を比較するために、モンテカルロ実験が行われた。考慮した構成は、３ｋＨｚの通過帯域及び二乗余弦パルス形成に対応する３Ｋシンボル／秒というシンボル速度による線形変調から構成した本発明者の通常のＮＶＩＳ送信波形である。各モンテカルロ実施に対して、周波数オフセットは、［－ｆmax、ｆmax］の均一な分布から生成される。
ｆmax＝２Ｈｚの小さい周波数オフセット及び整数オフセット補正なしでのシミュレーションを図５１に示している。この性能比較から、Ｎt／Ｍt＝１による性能は元の推定器から若干悪化するが、依然としてオーバーヘッドが大幅に低減することを見ることができる。Ｎt／Ｍt＝４による性能の方が遥かに良好であり、ほぼ１０ｄＢである。全ての曲線には、整数オフセット推定の誤差により低ＳＮＲ点でひざ部が発生する。整数オフセット内の小さい誤差により、大きな周波数誤差、及び従って大きな平均自乗誤差が発生する可能性がある。整数オフセット補正は、性能を改善するために小さいオフセットではオフにすることができる。
多経路チャネルがある場合、周波数オフセット推定器の性能は、通常は悪化する。しかし、整数オフセット推定器の電力オフにより、図５２では非常に良好な性能が示されている。したがって、多経路チャネルでは、堅牢な粗補正、及び次に改良型精密補正アルゴリズムを実施する方が更により重要である。Ｎt／Ｍt＝４によるオフセット性能は、多経路事例の方が遥かに良好であることに注意されたい。
本発明の実施形態は、上述のような様々な段階を含むことができる。これらの段階は、汎用又は専用プロセッサにある一定の段階を実行させる機械実行可能命令で実施することができる。例えば、基地局／ＡＰ内の様々な構成要素及び上述のクライアント装置の汎用又は専用プロセッサ上で実施するソフトウエアとして実施することができる。本発明の関連する態様を不明瞭にすることを回避するために、コンピュータメモリ、ハードドライブ、入力装置などのような様々な公知のパーソナルコンピュータ構成要素は図示を割愛した。
代替的に、一実施形態では、本明細書に示す様々な機能モジュール及び関連の段階は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）のような段階を実施するハードワイヤード論理を含む特定のハードウエア構成要素により、又はプログラムされたコンピュータ構成要素及びカスタムハードウエア構成要素のあらゆる組合せにより実施することができる。
一実施形態では、上述の符号化、変調、及び信号処理論理回路９０３のようなある一定のモジュールは、テキサス・インストルメンツのＴＭＳ３２０ｘアーキテクチャを使用して（例えば、ＴＭＳ３２０Ｃ６０００、ＴＭＳ３２０Ｃ５０００．．．など）、ＤＳＰのようなプログラマブルデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）（又はＤＳＰの群）上で実施することができる。この実施形態におけるＤＳＰは、例えば、ＰＣＩカードのようなパーソナルコンピュータへのアド－オンカード内に埋め込むことができる。言うまでもなく、様々な異なるＤＳＰアーキテクチャを依然として本発明の根本的な原理を遵守しながら用いることができる。
本発明の要素は、機械実行可能命令を格納する機械可読媒体としても提供することができる。機械可読媒体は、以下に限定されるものではないが、フラッシュメモリ、光ディスク、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁力カード又は光カード、伝播媒体、又は電子命令の格納に適するあらゆる他の形式の機械可読媒体を含むことができる。例えば、本発明は、通信リンク（例えば、モデム又はネットワーク接続）を通じて、搬送波又は他の伝播媒体内に埋め込まれたデータ信号により、リモートコンピュータ（例えば、サーバ）から要求側コンピュータ（例えば、クライアント）に転送することができるコンピュータプログラムとしてダウンロードすることができる。
以上の説明を通して、説明を目的として本発明のシステム及び方法を完全に理解することができるように多くの特定の詳細を示した。しかし、システム及び方法は、これらの特定の詳細の一部がなくても実施することができることは当業者には明らかであろう。したがって、本発明の範囲及び精神は、以下の特許請求の範囲の条項によって判断すべきである。
更に、以上の説明を通して、本発明をより完全に理解することができるように多くの文献を引用した。これらの引用文献の全ては、その引用により本出願に組み込まれている。

Claims (30)

  1. 同じ周波数帯域の複数のユーザ装置を有する、複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成された１つ以上の無線送受信機局であって、前記無線リンクはダウンリンク又はアップリンクチャネルを形成する、無線送受信機局を備え、
    前記１つ以上の無線送受信機局は、少なくとも１つの前記複数の同時且つ独立した無線リンクを介して通信するために構成された１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１１少なくとも１つのユーザ装置の少なくとも１０倍の数のアンテナに等しい数の無線送受信機局アンテナを有する、前記複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成されている、ことを特徴とするシステム。
  2. 前記無線リンクが特定の波長を有し、前記無線送受信機局の前記アンテナが、前記特定の波長より小さい間隔で配置されている、請求項１に記載のシステム。
  3. 前記アンテナの１つ又は部分集合が、直交偏波されている、請求項１に記載のシステム。
  4. 前記無線送受信機局が、各ユーザ装置において少なくとも１つの前記複数の同時且つ独立した無線リンクと通信するために構成されたアンテナの数の少なくとも１０倍の数のアンテナを備える、請求項１に記載のシステム。
  5. 前記無線送受信機局が、前記少なくとも１つの前記複数の同時且つ独立した無線リンクとの通信を介するように構成された多重アンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項１に記載のシステム。
  6. 前記無線送受信機局が、前記少なくとも１つの前記複数の同時且つ独立した無線リンクとの通信を介するように構成された２つと４つの間のアンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項１に記載のシステム。
  7. 前記無線送受信機局が、前記少なくとも１つの前記複数の同時且つ独立した無線リンクとの通信を介するように構成された単一のアンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項１に記載のシステム。
  8. 同じ周波数帯域の複数のユーザ装置を有する、複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成された１つ又は複数の無線送受信機局であって、前記無線リンクはダウンリンク又はアップリンクチャネルを形成する、無線送受信機局を備え、
    前記１つ以上の無線送受信機局は、少なくとも１つのユーザ装置の前記少なくとも１つの複数の同時且つ独立した無線リンクを介して通信するために構成された少なくとも１０倍の数のアンテナに等しい数の無線送受信機局アンテナを有する、前記複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成されている、ことを特徴とするシステム。
  9. 前記無線送受信機局は、少なくとも１つの前記同時且つ独立した無線リンクを介して通信するように構成された多重アンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項８に記載のシステム。
  10. 前記無線送受信機局は、少なくとも１つの前記同時且つ独立した無線リンクを介して通信するように構成された２つと４つの間のアンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項８に記載のシステム。
  11. 前記無線送受信機局は、少なくとも１つの前記同時且つ独立した無線リンクを介して通信するように構成された単一のアンテナを備えたユーザ装置と通信するように構成されている、請求項８に記載のシステム。
  12. 前記無線送受信機局上のアンテナは、指向性アンテナである、請求項８に記載のシステム。
  13. 前記アンテナは、位相アレイ実施ビームステアリングである、請求項８に記載のシステム。
  14. 前記無線送受信機局は、ビーム形成をして、リンクの信頼性またはチャネル容量を増大するように構成されており、ビーム形成は多重同時ビームを即座に形成することを含む、請求項８に記載のシステム。
  15. 前記無線送受信機局は、各ユーザ装置に少なくとも１０倍の数アンテナを備えている、請求項８に記載のシステム。
  16. 同じ周波数帯域の複数のユーザ装置を有する、複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成された１つ以上の無線送受信機局であって、前記無線リンクはダウンリンク又はアップリンクチャネルを形成する、無線送受信機局を備え、
    前記１つ以上の無線送受信機局は、少なくとも１つのユーザ装置の前記少なくとも１つの複数の同時且つ独立した無線リンクアンテナの少なくとも１０倍の数に等しい数の無線送受信機局アンテナを有する、前記複数の同時且つ独立した無線リンクを形成するように構成されている、ことを特徴とするシステム。
  17. 前記送受信機局が、前記送受信機局上の前記複数のアンテナと前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル相互作用を利用して、アップリンクチャネル状態情報（ＣＳＩ）を推定し及びこれを用いて、ダウンリンクチャネル状態情報（ＣＳＩ）を導出するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  18. 前記送受信機局が、パイロットトーン、チャネル推定、又はトレーニング信号を使用することによって、前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）を推定するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  19. 前記送受信機局が、直交しているトレーニング信号によって、前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）を推定するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  20. 前記送受信機局が、チャネル特徴付け行列における前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）推定を格納するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  21. 前記送受信機局が、前記チャネルの位相及び振幅を含む前記チャネル特徴付け行列における前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）推定を格納するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  22. 前記送受信機局が、トレーニング信号をユーザ装置にむけて送信するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  23. 前記送受信機局が、同期されているトレーニング信号をユーザ装置に向けて送信するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  24. 前記送受信機局が、前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）推定を連続的又は周期的に更新するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  25. 前記送受信機局が、前記ユーザ装置が或る位置から他の位置に移動した時に、前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）推定を更新するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  26. 前記送受信機局が、前記送受信機局上の前記複数のアンテナ及び前記複数のユーザ装置の１つ以上のアンテナとの間のチャネル状態情報（ＣＳＩ）推定に基づいて、プリコーディングを通じて、前記データリンクを形成するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  27. 前記送受信機局が、前記ユーザ装置を、複数の群に分割するように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  28. 前記送受信機局が、前記ユーザ装置を複数の群に分割して、群間で循環を行うことにより、ユーザの異なる群を時間で割り当てるように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  29. 前記送受信機局が、ユーザ装置を複数の群に分割して同じ又は異なるレベルの帯域幅を前記ユーザ装置に割り当てるように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
  30. 前記送受信機局が、前記ユーザ装置を複数の群に分割して、前記ユーザ装置間での相対近接度に基づいて、前記群を時間で割り当てるように構成されている、請求項１６に記載のシステム。
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