CN113556302B - 一种发射机iq不平衡校正方法和装置 - Google Patents

一种发射机iq不平衡校正方法和装置 Download PDF

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Abstract

本发明属于终端设备领域，本发明提供一种发射机IQ不平衡校正方法和装置，其方法包括：接收连续两个符号的频域导频信号；当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数；基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿。本发明采用简化估计、频域估计及补偿的方法，针对一种具有连续导频符号的OFDM系统，在接收端，对发射机的IQ不平衡进行补偿。

Description

一种发射机IQ不平衡校正方法和装置
技术领域
本发明涉及终端设备领域，尤指一种发射机IQ不平衡校正方法和装置。
背景技术
理想情况下，经过调制后的IQ两路信号的幅度和相位信息应该是匹配的，幅度应该一致，相位应该相差90度。但是在实际通信系统中，由于电路硬件的物理限制以及电路设计中不可避免的设计误差，会使两路信号的幅度和相位存在不匹配的现象，即IQ不平衡，会大大降低接收系统的误码性能。
现有的方案均在存在缺陷，例如：基于训练序列的自适应补偿，需要大量的训练序列，浪费频谱资源。基于数据统计性能，复杂的较高，计算量大。基于频域导频，需要频域导频关于DC对称。基于校准机制，没法更好的体现信道的影响。
发明内容
本发明提供一种发射机IQ不平衡校正方法和装置，解决上述问题。本发明提供的技术方案如下：
一种发射机IQ不平衡校正方法，包括步骤：
接收连续两个符号的频域导频信号；
当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数；
基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿。
进一步优选的，在所述接收连续两个符号的频域导频信号之前，包括步骤：
初始化IQ不平衡参数；
其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
进一步优选的，在所述当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数之前，包括步骤：
根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
进一步优选的，所述当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数，包括步骤：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到tehlta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
利用tehlta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)；
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益。
进一步优选的，所述基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿，包括步骤：
将所述IQ不平衡参数刷新给精校准模块进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)；
其中，k＝-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
一种发射机IQ不平衡校正装置，包括步骤：
接收模块，用于接收连续两个符号的频域导频信号；
频域IQ不平衡估计模块，用于当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数；
频域校准模块，用于基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿。
进一步优选的，所述发射机IQ不平衡校正装置，还包括：
初始化模块，用于初始化IQ不平衡参数；
其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
进一步优选的，所述发射机IQ不平衡校正装置，还包括：
判断模块，用于根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
进一步优选的，所述频域IQ不平衡估计模块，还用于：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到tehlta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
利用tehlta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)；
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益。
进一步优选的，所述频域校准模块，还用于：
将所述IQ不平衡参数刷新给精校准模块进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)；
其中，k＝-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
本发明提供的一种发射机IQ不平衡校正方法和装置，至少具有以下有益效果：
1)本发明采用简化估计、频域估计及补偿的方法，针对一种具有连续导频符号的OFDM系统，在接收端，对发射机的IQ不平衡进行补偿。
2)OFDM接收机在接收状态下，利用现有导频对IQ不平衡进行频域精校准补偿，补偿残余不平衡参数，在提高接收精度情况下，没有增加额外的频谱资源消耗。
3)通过本发明在进行不平衡参数估计时，不仅简化了计算，还可以得到较为准确的补偿值。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细说明：
图1是本发明的一种发射机IQ不平衡校正方法的一个实施例的流程示意图；
图2是本发明中一种发射机IQ不平衡校正方法的另一个实施例的流程示意图；
图3是本发明中频域IQ不平衡估计的示意图；
图4是本发明中频域校准的示意图；
图5是本发明中一种发射机IQ不平衡校正装置的示意图；
图6是本发明中一种发射机IQ不平衡校正装置的示意图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与本发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
还应当进一步理解，在本申请说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
在本文中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
另外，在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
实施例一
如图1所示，本发明提供一种发射机IQ不平衡校正方法，包括步骤：
S100接收连续两个符号的频域导频信号。
S200当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数。
S300基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿。
在本实施例中，默认该发射机对应的接收端，不存在IQ不平衡。或者其接收IQ不平衡已经被校准。因此，可以在接收端对该发射机的IQ不平衡进行校准。
示例性的，如图2所示，主要用于零中频OFDM接收机校正发射机的IQ不平衡，包括以下几个部分：精校准，频域IQ不平衡参数估计，具体的步骤如下：
S1、接收机正常使用状态下，校准开启，利用连续两个符号的频域导频信号及SNR参数进行精校准。
其中，步骤S1接收机正常使用状态下，校准开启，利用连续两个符号的频域导频信号及SNR参数进行精校准，具体包括：
在所述接收连续两个符号的频域导频信号之前，包括步骤：
初始化IQ不平衡参数；其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
示例性的，S101、接收机正常接收状态下，开启精校准模块，初始化不平衡参数b_I＝1(信号增益),b_Q＝0(镜像增益)。
S102、接收频域导频信号给到IQ不平衡估计模块。
优选的，在所述当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数之前，包括步骤：
根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
示例性的，S10101、接收信号，根据当前信号SNR判断，当SNR>SNR_thr时，利用系统的频域导频信号进行频域精校准参数估计，否则使用历史参数校准。
所述当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数，包括步骤：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到tehlta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
利用tehlta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)；
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益。
所述基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿，包括步骤：
将所述IQ不平衡参数刷新给精校准模块进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)；
其中，k＝-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
示例性的，如图3所示，设所取两个导频符号为A,B,其对应频域符号为A1,B1，A、B两个符号全部取共轭，取对应的频域符号为A2,B2，即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)(A’表示A所有数据取共轭),A,B对应的接收信号的频域符号为A3,B3。
分别取A1,B1,A2,B2,A3,B3对应于同一个子载波k，的导频为A1_k,B1_k,A2_k,B2_k,A3_k,B3_k得到：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
使用para_len2-1个子载波进行平均计算得到tehlta_m和alpha_m
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)；
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)；
S2、将补偿值刷新给精校准模块，进行校准。
示例性的，如图4所示，输出频域信号y(k),k＝-len+1,…1,0,1,2…len,输入信号为x(k)，x1(k)，x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)。
k＝-len+1,…1,0,1,2…len。
S3、将校准后的数据直接输出。
在本实施例中，采用简化估计、频域估计及补偿的方法，针对一种具有连续导频符号的OFDM系统，在接收端，对发射机的IQ不平衡进行补偿。
实施例二
基于上述实施例，在本实施例中，与上述实施例相同的部分就不一一赘述了，本实施例提供一种发射机IQ不平衡校正方法，具体包括：
对某一无线通信LTE接收机，FDD模式下，20M带宽模式，PSS和SSS在两个连续的OFDM符号的中间62个子载波，当前统计SNR＝30，SNR_thr＝20，para_len2＝32，间隔着取32个子载波，编号为1…32：
S4、接收机正常使用状态下，校准开启，利用连续两个符号的频域导频信号及SNR参数进行精校准。
S401、接收机正常接收状态下，开启精校准模块，初始化不平衡参数b_I＝1(信号增益)，b_Q＝0(镜像增益)。
S402、接收频域导频信号给到IQ不平衡估计模块。
S40101、接收信号，SNR>SNR_thr，利用系统的频域导频信号进行频域精校准参数估计。
设所取两个导频符号为PSS(A)和SSS(B)，其对应频域符号为A1，B1，A、B两个符号全部取共轭，取对应的频域符号为A2，B2。
即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)(A’表示A所有数据取共轭)，A，B对应的接收信号的频域符号为A3，B3。分别取A1，B1，A2，B2，A3，B3对应于同一个子载波k，k＝(1…32)，的导频为A1_k，B1_k，A2_k，B2_k，A3_k，B3_k得到：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))。
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))。
使用para_len2-1个子载波进行平均计算得到tehlta_m和alpha_m。
计算：
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)。
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)。
S5、将补偿值刷新给精校准模块，进行校准。
输出频域信号y(k)，k＝-1023，…1，0，1，2…1024，输入信号为x(k)，x1(k)，x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)。k＝-len，…1，0，1，2…len。
S6、将校准后的数据直接输出。
在本实施例中，本方案采用简化估计、频域估计及补偿的方法，针对一种具有连续导频符号的OFDM系统，在接收端，对发射机的IQ不平衡进行补偿。OFDM接收机在接收状态下，利用现有导频对IQ不平衡进行频域精校准补偿，补偿残余不平衡参数，在提高接收精度情况下，没有增加额外的频谱资源消耗。不平衡参数估计时，简化计算，得到较为准确的补偿值。
实施例三
如图5所示，本发明提供一种发射机IQ不平衡校正装置的一个实施例，包括：
接收模块501，用于接收连续两个符号的频域导频信号。
频域IQ不平衡估计模块502，用于当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数。
频域校准模块503，用于基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿。
实施例六
基于上述实施例，在本实施例中与上述实施例相同的部分就一一赘述了，本发明提供一种发射机IQ不平衡校正装置的一个实施例，如图6所示，包括：
优选的，所述发射机IQ不平衡校正装置，还包括：
初始化模块，用于初始化IQ不平衡参数；
其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
优选的，所述发射机IQ不平衡校正装置，还包括：
判断模块，用于根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
示例性的，如图6所示，数据经过空口TXDFE、TXRF、RXRF、RXDFE输入至IQ不平衡补偿系统后，数据求共轭并进行FFT，然后输出频域数据；数据直接进行FFT输出频域数据。两种频域数据输入至频域IQ不平衡参数估计模块，参考信号的信噪比SNR，计算不平衡参数，然后将不平衡参数和经过FFT输出的频域数据输入至校准器对信号进行校准。
优选的，所述频域IQ不平衡估计模块，还用于：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1＝FFT(A),A2＝FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到tehlta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha＝real((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
thelta＝-imag((A1_k*B1_k-A2_k*A3_k)/(A3_k*B2_k-B1_k*B3_k))；
利用tehlta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I＝cos(tehlta_m)+j*alpha_m*sin(tehlta_m)；
b_Q＝alpha_m*cos(tehlta_m)-j*sin(tehlta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益。
优选的，所述频域校准模块，还用于：
将所述IQ不平衡参数刷新给精校准模块进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k)＝(b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2)；
其中，k＝-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
在本实施例中，通过本发射机IQ不平校正系统实现采用简化估计、频域估计及补偿的方法，针对一种具有连续导频符号的OFDM系统，在接收端，对发射机的IQ不平衡进行补偿。
具体的，OFDM接收机在接收状态下，利用现有导频对IQ不平衡进行频域精校准补偿，补偿残余不平衡参数，在提高接收精度情况下，没有增加额外的频谱资源消耗。同时，在进行不平衡参数估计时，不仅简化了计算，还能够得到较为准确的补偿值。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的设备和方法，可以通过其他的方式实现。示例性的，以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，示例性的，所述模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，示例性的，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性、机械或其他的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可能集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种发射机IQ不平衡校正方法，其特征在于，包括步骤：
接收连续两个符号的频域导频信号；
当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数，包括步骤：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1=FFT(A),A2=FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到thelta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha_m= real((A1_k* B1_k- A2_k* A3_k)/ (A3_k* B2_k- B1_k* B3_k))；
thelta_m= - imag((A1_k* B1_k- A2_k* A3_k)/ (A3_k* B2_k- B1_k* B3_k))；
利用thelta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I = cos(thelta_m)+j*alpha_m*sin(thelta_m)；
b_Q=alpha_m*cos(thelta_m)-j*sin(thelta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益；
基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿，包括步骤：
将所述IQ不平衡参数进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k) = (b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2) ；
其中，k=-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
2.根据权利要求1所述发射机IQ不平衡校正方法，其特征在于，在所述接收连续两个符号的频域导频信号之前，包括步骤：
初始化IQ不平衡参数；
其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
3.根据权利要求1所述发射机IQ不平衡校正方法，其特征在于，在所述当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数之前，包括步骤：
根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
4.一种发射机IQ不平衡校正装置，其特征在于，包括步骤：
接收模块，用于接收连续两个符号的频域导频信号；
频域IQ不平衡估计模块，用于当所述频域导频信号的信噪比大于信噪比阈值时，根据所述频域导频信号计算IQ不平衡参数；所述频域IQ不平衡估计模块，还用于：
利用所述频域导频信号进行频域精校准参数估计，以获得所述频域导频信号的IQ不平衡参数，具体包括步骤：
设两个符号中的导频符号为A、B，对应的频域符号为A1、B1；当A、B取共轭时，取对应的频域符号为A2、B2，即A1=FFT(A),A2=FFT(A’)；A’为A的共轭，A、B对应的接收信号的频域符号为A3、B3；
分别取A1、B1、A2、B2、A3、B3对应于同一个子载波k，对应的导频为A1_k、B1_k、A2_k、B2_k、A3_k、B3_k，使用para_len2-1个子载波进行平均，计算得到thelta_m和alpha_m，计算公式为：
alpha_m= real((A1_k* B1_k- A2_k* A3_k)/ (A3_k* B2_k- B1_k* B3_k))；
thelta_m= - imag((A1_k* B1_k- A2_k* A3_k)/ (A3_k* B2_k- B1_k* B3_k))；
利用thelta_m和alpha_m计算获得IQ不平衡参数，计算公式为：
b_I = cos(thelta_m)+j*alpha_m*sin(thelta_m)；
b_Q=alpha_m*cos(thelta_m)-j*sin(thelta_m)；
其中，b_I为信号增益和b_Q为镜像增益；
频域校准模块，用于基于所述IQ不平衡参数进行频域精校准补偿；
所述频域校准模块，还用于：
将所述IQ不平衡参数进行校准，并输出频域信号y(k)，校准公式为：
y(k) = (b_I’*x(k)-x1(k)*b_Q)/(abs(b_I)^2-abs(b_Q)^2) ；
其中，k=-len+1，…1，0，1，2…len；输入信号为x(k)，x1(k)；x1为当前符号取共轭后做FFT得到的频域数据。
5.根据权利要求4所述发射机IQ不平衡校正装置，其特征在于，还包括：
初始化模块，用于初始化IQ不平衡参数；
其中，所述IQ不平衡参数包括信号增益和镜像增益。
6.根据权利要求4所述发射机IQ不平衡校正装置，其特征在于，还包括：
判断模块，用于根据所述频域导频信号的信噪比，判断所述频域导频信号的SNR是否大于信噪比阈值。
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窄带零中频接收机IQ不平衡校准技术研究;王红举;;现代导航(第02期);全文 *

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