CN104717172A - 一种发射机中iq不平衡的补偿方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种发射机中IQ不平衡的补偿方法和装置，通过OFDM发射机接收的长训练序列和短训练序列来估计和补偿由IQ不平衡产生的I信道和Q信道之间的相位差和幅度差。本发明提出的IQ不平衡补偿方法和装置允许信道存在频率选择性，适用于信道环境较差的情形；随着信号带宽的增大，信道的频选特性渐渐呈现出来，本发明的频域多抽头信道与IQ不平衡联合估计的优势也越来越明显；此外本发明的实用性和可移植性都较强。

Description

一种发射机中IQ不平衡的补偿方法和装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用发射机中的IQ不平衡的补偿方法和装置，具体地涉及使用前导序列的IQ不平衡补偿方法和装置。

背景技术

很多无线通信终端使用模拟超外差发射接收方案，通过多个混频器和IF(中频)级将RF(射频)信号下变频成基带信号或者低中频信号。

超外差体系一般是以增大射频选择滤波器的尺寸和成本来提高其性能，滤波器的性能决定了系统所能达到的中频频率，有些系统中，需要使用多中频把放大和选择性分布到多个中频，这无疑会影响产品的性能和价格，因此需要优化其结构和性能。

直接变频发射接收机对超外差体系进行优化，实现了射频信号到基带的直接转化，由于它的中频部分为零，故又叫做零中频发射接收机。零中频结构可以说是目前集成度最高的一种发射接收体系，体积小，成本低，功率消耗低，便于单片集成和实现多标准、多频段发射和接收，具有更大的自由度。诸多的优势使得直接变频收发体系成为移动通讯设备的主流方向。

然而零中频接收机对于I/Q不平衡度很敏感，用离散器件实现的I/Q调制器很难保证良好的I/Q平衡度。IQ不平衡的存在会在原有信号上施加一个镜像分量，产生镜像干扰，并造成系统的误码性能下降，同时误差矢量幅度(EVM)和误码率(BER)的指标也会有所下降，对于OFDM系统来说，IQ不平衡还会造成子载波之间的不正交。同时，新一代的无线通信系统倾向于采用高阶调制和高频载波的方法来提高数据的传输速率，而高阶调制和高频载波的引入，使得无线通信系统对于IQ不平衡更为敏感，哪怕是及其微小的IQ不平衡也可能引起整个通信系统性能的大幅度降低。目前，已经存在较多的IQ不平衡补偿方法，传统的IQ不平衡的补偿做法是将接收机估计出的IQ不平衡参数反馈到发射机端，接着执行相应的补偿，这不可避免会带来一定的系统开销和时间延时。另外，现有的大部分算法都研究的是接收机的IQ不平衡，对于发射机引入的IQ不平衡问题的研究工作几乎为空白，而实际上发射机的IQ不平衡也是很很重要的射频指标。

发明内容：

发明目的：针对现有技术中存在的问题，本发明提出一种发射机中IQ不平衡的补偿方法和装置。

技术方案：本发明提出一种发射机中IQ不平衡的补偿方法，包括IQ不平衡估计和IQ不平衡补偿，包括如下步骤：

(1)接收射频信号，对射频信号进行放大后再进行下变频操作得到基带信号，然后对得到的基带信号进行同步和频率偏移估计；

(2)得到同步和频率偏移估计值之后，根据估计到的同步和频率偏移值对基带信号进行定时和频偏补偿；

(3)完成基带信号的定时和频偏补偿后，提取出对应的长训练序列和短训练序列字段，对长训练序列和短训练序列字段做FFT变换到频域码段；再利用长训练序列和短训练序列的频域码段进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子；

(4)利用步骤(3)中得到的初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域码段对长训练序列进行IQ不平衡补偿；

(5)对补偿了初步IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子的长前导码与长前导码的模板序列在频域上做最小二乘后取相位，得到长训练序列的每个子载波对应的相位，再对估计出来的相位进行直线拟合，得到直线的斜率和截距；

(6)将步骤(5)中得到的斜率和截距对未经过IQ不平衡补偿的长训练序列和短训练序列的频域码段施以反旋转来补偿接收到的射频信号中由于相位噪声、残余频偏引起的公共相位偏差和由于定时、时钟偏差引起的增量相位偏差；

(7)对步骤(6)中补偿了频率偏移、公共相位偏差、增量相位偏差后的长训练序列和短训练序列的频域码段再进行IQ不平衡和信道的联合估计得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子；

(8)利用步骤(7)中得到的最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域对步骤(3)中完成定时和频偏补偿的基带信号进行IQ不平衡补偿。

本发明还提出一种发射机中IQ不平衡的补偿装置，包括：

定时和频偏补偿模块，用于对射频信号进行放大后再进行下变频操作得到基带信号，然后对得到的基带信号进行同步和频率偏移估计得到同步和频率偏移估计值，并根据估计到的同步和频率偏移值对基带信号进行定时和频偏补偿；

训练序列提取模块，用于在基带信号完成定时和频偏补偿后，提取出对应的长训练序列和短训练序列字段，并对长训练序列和短训练序列字段做FFT变换到频域码段；

初步IQ不平衡补偿模块，用于对长训练序列和短训练序列的频域码段进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子，并根据得到的初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域码段对长训练序列进行IQ不平衡补偿；

频率偏移、公共相位偏差和增量相位偏差补偿模块，用于对补偿了初步IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子的长前导码与长前导码的模板序列在频域上做最小二乘后取相位，得到长训练序列的每个子载波对应的相位，再对估计出来的相位进行直线拟合，得到直线的斜率和截距，然后基于得到的斜率和截距对未经过IQ不平衡补偿的长训练序列和短训练序列的频域码段施以反旋转来补偿接收到的射频信号中由于相位噪声、残余频偏引起的公共相位偏差和由于定时、时钟偏差引起的增量相位偏差；

最终IQ不平衡补偿模块，用于对补偿了频率偏移、公共相位偏差、增量相位偏差后的长训练序列和短训练序列进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子，并根据得到的最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域对完成定时和频偏补偿的基带信号进行IQ不平衡补偿。

有益效果：本发明提出的发射机中的IQ不平衡补偿方法和装置，允许信道具有频率选择性，适用场合较多，可以高效地消除由IQ不平衡引起的干扰，补偿前后对比明显。对于直连线这样信道环境较好的情况来说，使用单抽头信道与IQ不平衡进行联合估计非常有效，但是随着信号带宽的增大，本发明的频域多抽头信道与IQ不平衡的联合估计的性能不断提高，这是因为随着带宽的增大，信道的频选特性渐渐呈现出来，此时频域多抽头信道方案有了适用性，因此当信道环境较差或者带宽较宽时，适于使用本发明的频域多抽头信道和IQ不平衡进行联合估计。此外，本发明的实用性和可移植性都较强。

附图说明

图1是本发明OFDM发射机中IQ不平衡参数估计的方法流程图；

图2是直接变频发射机模型图；

图3是直接变频接收机模型图；

图4是第一个测试样本IQ不平衡补偿前(左)后(右)的星座图；

图5是第二个测试样本IQ不平衡补偿前(左)后(右)的星座图；

图6是第三个测试样本IQ不平衡补偿前(左)后(右)的星座图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明。在下面的描述中将不再具体说明公知的功能和构造，因为这将会避免不必要的冗余。

本发明实例提供了一种发射机中IQ不平衡的补偿方法和装置，通过OFDM发射机接收的长训练序列和短训练序列来估计和补偿由IQ不平衡产生的I信道和Q信道之间的相位差和幅度差。

图1是本发明OFDM发射机中IQ不平衡参数估计的方法流程图。首先通过测试仪表接收OFDM信号，接着下变频到基带复数信号，再对得到的基带信号进行同步和频率偏移估计，得到同步和频率偏移估计值之后，根据估计到的值对基带信号进行定时和频偏补偿。然后提取出对应的长训练序列和短训练序列，对其做FFT变换到频域码段，再利用长训练序列和短训练序列频域码段进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子，并利用IQ不平衡补偿算法在频域码段对长训练序列进行IQ不平衡补偿。对经过初步IQ不平衡补偿后的长前导码与长前导码的模板序列在频域上做最小二乘后取相位，得到长训练序列的每个子载波对应的相位，再对估计出来的相位进行直线拟合，得到直线的斜率和截距，其中截距用来估计因为残留频率偏移和本地振荡器的相位噪声而引起的公共相位误差，斜率用作采样时钟和定时误差的估计；基于得到的斜率和截距对未经过IQ不平衡补偿的长训练序列和短训练序列的频域码段施以反旋转来补偿接收到的射频信号中由于相位噪声、残余频偏引起的公共相位偏差和由于定时、时钟偏差引起的增量相位偏差。在补偿了上述一系列偏差之后，对补偿了频率偏移、公共相位偏差、增量相位偏差后的长训练序列和短训练序列进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子。得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子后，可以利用补偿算法对完成定时和频偏补偿的基带信号进行IQ不平衡补偿。

图2和图3分别是直接变频发射机和接收机的系统框图，射频一致性综测仪使用的是超外差结构，因此可以忽略接收机端的IQ不平衡问题，只研究发射端的IQ不平衡带来的影响。如图2所示，数字基带信号x(t)的具体发射过程是：x(t)的实部和虚部经过数字模拟转换后，由原来的基带上变频到中心频率为f_c的射频。在实际的通信系统中，发射机I支路和Q支路很难做到完全匹配，即引入了IQ不平衡，不妨设发射机端幅度不平衡因子为g，相位不平衡因子为约定幅度和相位不平衡度在一定范围内，通常是g＝1/(1+ε)＞0,那么I支路和Q支路的本地振荡器a_I(t)和a_Q(t)可以表示为：

a_I(t)＝cos(ω_ct)  (1)

其中ω_c＝2πf_c，此时发射机发射的射频信号x_RF(t)可以写成下面的形式：

其中和分别代表发射信号x(t)的实部和虚部。

设信道时域响应为h，这时，我们有如下接收端的射频信号：

$y_{\mathrm{RF}}=h\⊗x_{\mathrm{RF}}---\left(4\right)$

对于理想的接收机，有如下的接收端I支路和Q支路基带信号：

其中d_I和d_Q分别是I支路和Q支路对应的直流分量。

接收端实际接收到的信号为IQ两个支路的信号之和，可以表示为： $y\left(t\right)=y_1\left(t\right)+i{y}_Q=h\⊗(\mathrm{\αx}\left(t\right)+\mathrm{h\β}{x}^{*}\left(t\right))+d---\left(7\right)$

其中 d＝d_I+jd_Q。

将表达式(7)转化到频域得到：

Y(k)＝αH(k)X(k)+βH(k)X^#(k)+d  (8)

其中，标号#的定义为：

$X=\left[\begin{array}{c}X\left(1\right)\\ X\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ X(N/2)\\ X(N/2+1)\\ X(N/2+2)\\ \·\\ \·\\ \·\\ X\left(N\right)\end{array}\right]\⇒X^{\#}=\left[\begin{array}{c}{X}^{*}\left(1\right)\\ X^{*}\left(2\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ X^{*}(N/2+2)\\ X^{*}(N/2+1)\\ X^{*}(N/2)\\ \·\\ \·\\ \·\\ X^{*}\left(2\right)\end{array}\right]---\left(9\right)$

观察OFDM系统的各个子载波发现，第零个子载波上并没有传输信息，前导序列的零频处传输的也是零，所以这里的直流分量并不会对实际的传输产生影响，于是式(8)的模型中的直流分量可以不做讨论，因而我们有式(10)的模型：

Y(k)＝αH(k)X(k)+βH(k)X^#(k)  (10)

根据式(10)得到下面的形式：

Y(n,k)＝αH(k)X(n,k)+βH(k)X^*(n,-k)  (11)

其中X(n,k)表示发射机端想要发送的不包含发射机端IQ不平衡的初始序列，Y(n,k)表示X(n,k)到达接收端后的频域数据经过步骤(2)中定时和频偏补偿后的基带信号，该信号包含了IQ不平衡引入的镜像干扰，H(k)是时域多抽头信道h(k)对应的频域形式，下面推导得到IQ不平衡的频域补偿模型。对式(11)两边取镜像共轭得到：

Y^*(n,-k)＝α^*H^*(-k)X^*(n,-k)+β^*H^*(-k)X(n,k)  (12)

于是有下面的方程组：

$\left\{\begin{array}{c}Y(n,k)=\mathrm{\αH}\left(k\right)X(n,k)+\mathrm{\βH}\left(k\right)X^{*}(n,-k)\\ Y^{*}(n,-k)={\mathrm{\α}}^{*}{H}^{*}(-k)X^{*}(n,-k)+{\mathrm{\β}}^{*}{H}^{*}(-k)X(n,k)\end{array}\right.---\left(13\right)$

很容易得到下面的频域IQ不平衡补偿模型：

α^*H^*(-k)Y(n,k)-βH(k)Y^*(n,-k)＝(|α|²-|β|²)H(k)H^*(-k)X(n,k)  (14)

变形得到：

$X(n,k)=\frac{{\mathrm{\α}}^{*}{H}^{*}(-k)Y(n,k)-\mathrm{\βH}\left(k\right)Y^{*}(n,-k)}{({\left|\mathrm{\α}\right|}^2-{\left|\mathrm{\β}\right|}^2)H\left(k\right)H^{*}(-k)}---\left(15\right)$

由模型(15)即可恢复出原始信号X(n,k)，从而有效地抑制了由于发射机端IQ不平衡引入的镜像分量。

由于IQ不平衡参数是独立于每个子载波的，该参数可以不受到频率和导频信号之间间距的影响。为了方便描述，设定失衡因子 通过两个OFDM符号在频域不同子载波k上对应的信息可以估计出μ(k)和ν(k)。这里定义n₁和n₂(n₁≠n₂)是两个相邻OFDM符号所对应的标号，具体n₁对应于10个短训练序列中的后面4个序列组成的OFDM符号，n₂对应于第一个长训练序列对应的OFDM符号。根据公式(11)，序号n₁和n₂对应的OFDM符号解调后的接收序列可以写成如下表达形式：

Y'(n₁,k)＝μ(k)X(n₁,k)+ν(k)X^*(n₁,-k)fork∈C_p  (16)

Y'(n₂,k)＝μ(k)X(n₂,k)+ν(k)X^*(n₂,-k)fork∈C_p  (17)

其中X(n₁,k)表示10个短训练中的后面4个序列发射的模板序列，X(n₂,k)表示第一个长训练序列的模板序列，Y'(n₁,k)和Y'(n₂,k)分别对应X(n₁,k)和X(n₂,k)到达接收端后的频域数据经过步骤(2)中定时和频偏补偿后的基带信号，C_p＝{k|(X(n₁,k)≠0)∩(X(n₂,k)≠0)}，对上述(16)和(17)联列方程组求解变量μ(k)和ν(k)。于是得到如下μ(k)和ν(k)的解：

$\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{\Δ}\left(k\right)}\{X^{*}(n_2,-k)Y^{\′}(n_1,k)-X^{*}(n_1,-k)Y^{\′}(n_2,k)\}\mathrm{for}\∈C_p---\left(18\right)$

$\hat{v}\left(k\right)=\frac{1}{\mathrm{\Δ}\left(k\right)}\{-X(n_2,k)Y^{\′}(n_1,k)+X(n_1,k)Y^{\′}(n_2,k)\}\mathrm{fork}\∈C_p---\left(19\right)$

其中，

Δ(k)＝X(n₁,k)X^*(n₂,-k)-X^*(n₁,-k)X(n₂,k)fork∈C_p  (20)

为了解出和上面的模板序列X(n₁,k)，X^*(n₁,-k)，X(n₂,k)和X^*(n₂,-k)的选择必须满足X(n₁,k)X^*(n₂,-k)-X^*(n₁,-k)X(n₂,k)≠0即Δ(k)≠0。前面之所以选择使用一个长训练序列和一个短训练序列的符号而不使用两个长训练序列，正是由于这个原因，如果是两个长训练序列，那么必然有X(n₁,k)＝X(n₂,k)和X^*(n₁,-k)＝X^*(n₂,-k)，于是Δ(k)＝0，此时表达式(18)和(19)中分母为零，不能正确解出和紧接着利用上面解出的和联合得到下面的方程组(21)：

$\left\{\begin{array}{c}\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)=H\left(k\right)(1+\widehat{\mathrm{\γ}})\\ \hat{v}\left(k\right)=H\left(k\right)(1-\widehat{\mathrm{\γ}})\end{array},\right.\mathrm{fork}\∈C_p---\left(21\right)$

于是得到：

$\widehat{\mathrm{\γ}}=\frac{\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)-\hat{v}\left(k\right)}{\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)+\hat{v}\left(k\right)},\mathrm{fork}\∈C_p---\left(22\right)$

如上所述，可以通过分析长训练序列和短训练序列分别组成的OFDM符号估计出来，使用的子载波必须满足k∈C_p，为了提高精确度，我们尽量使用较多的信息进行估计，于是我们计算出所有满足条件的子载波对对应的接着对于所有满足的值取平均得到最终的IQ不平衡参数γ：

$\mathrm{\γ}=\frac{1}{K_p}\underset{k\∈C_p}{\mathrm{\Σ}}\widehat{\mathrm{\γ}}=\frac{1}{K_p}\underset{k\∈C_p}{\mathrm{\Σ}}\frac{\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)-\hat{v}\left(k\right)}{\widehat{\mathrm{\μ}}\left(k\right)+\hat{v}\left(k\right)}---\left(23\right)$

上式中K_p是满足k∈C_p且Δ(k)≠0条件约束的子载波的对数，对于802.11a、802.11n-GF-20M、802.11n-MF-20M和802.11ac-20M，短训练序列和长训练序列对应的OFDM符号频域模板如(24)和(25)所示，其中x(n₁)表示短训练序列组成的OFDM符号，x(n₂)表示长训练序列组成的OFDM符号，很容易得到下面两个序列中满足条件的共有6对，即K_p＝6。

x(n₁)＝1472*[0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；]；  (24)

x(n₂)＝[0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；0；

0；0；0；0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1]；  (25)

对于802.11n-GF-40M、802.11n-MF-40M和802.11ac-40M，短训练序列和长训练序列对应的OFDM符号频域模板如(26)和(27)所示，其中x(n₁)表示短训练序列组成的OFDM符号，x(n₂)表示长训练序列组成的OFDM符号，很容易得到满足条件的共有12对，此时参数K_p＝12。

x(n₁)＝1.472.*[0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；

0；1+i；0；0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；  (26)

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；

0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；0；0；0；0；]；

x(n₂)＝[0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；

1；1；0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；0；0；  (27)

0；0；0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；

0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；0；0；0；0；]；

对于802.11ac-80M，短训练序列和长训练序列对应的OFDM符号频域模板如(28)和(29)所示，其中x(n₁)表示短训练序列组成的OFDM符号，x(n₂)表示长训练序列组成的OFDM符号，很容易得到满足条件的共有24对，此时参数K_p＝24。

x(n₁)＝1.472.*[0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；

0；0；1+i；0；0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；

0；1+i；0；0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；  (28)

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；

1+i；0；0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；

0；0；0；0；0；0；-1-i；0；0；0；-1-i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；1+i；0；0；0；0；0；0；0；]；

x(n₂)＝[0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；

1；1；1；1；0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；

1；1；1；1；0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；  (29)

0；0；0；0；0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；

1；1；0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；0；0；

0；0；0；0；0；0；0；0；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；1；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；

0；1；-1；-1；1；1；-1；1；-1；1；-1；-；-1；-1；-1；1；1；-1；-1；1；-1；1；-1；1；1；1；1；0；0；0；0；0；]；

由于IQ不平衡参数求出γ后，可以得到 对g取10log₁₀g得到以dB为单位的幅度不平衡，将做变换得到以度为单位的角度不平衡，进而得到 将平均值γ代入μ(k)＝H(k)(1+γ)＝αH(k)或者ν(k)＝H(k)(1-γ)＝βH(k)可以得到H(k)。得到H(k)、α和β后，代入式(15)即可对IQ不平衡进行补偿，补偿后的数据按照图1所示的流程进行相位跟踪和相位拟合和相位补偿，最后再进行一次IQ不平衡估计即可以得到最终的IQ幅度不平衡因子和相位不平衡因子。

图4-图6利用估计出来的幅度和相位不平衡因子对存在IQ失衡的系统做IQ不平衡补偿，这里对该补偿模型做简单的验证。给出三组样本的长训练序列补偿前后星座图对比情况。图4是第一组数据的补偿前后对比图，相位不平衡预设值是30deg，幅度不平衡预设值是-5dB，补偿之前的星座图有四个点，分别是原始信息点和镜像分量，经过镜像抑制补偿后星座图回归到标准的BPSK调制形成的两个点上，补偿效果非常明显。图5是第二组数据的补偿前后对比图，对应的相位不平衡预设值是15deg，幅度不平衡预设值是-1dB，与第一组数据的补偿前星座图相比，信号的星座图畸变有所改善，经过IQ不平衡补偿后，信号的镜像分量得到有效抑制。图6是第三组数据的补偿前后对比图，相位不平衡预设值是0deg，幅度不平衡预设值是0dB，相应的补偿前后星座图都是两个标准点，已经看不出星座图畸变的痕迹，可见IQ不平衡的大小确实对信号的影响很大，而本发明提出的补偿方法也确实具有非常明显的补偿效果。

表1是IEEE802.11ac-80M测试用例预设值表，其中横向为IQ幅度不平衡因子(-5dB～2dB)，纵向为IQ相位不平衡因子(-15deg～30deg)。表2是表1对应数据下的仿真结果对比表，利用真实仪表接收数据对本发明的性能进行验证，通过本发明与NI PXIe 5673矢量发射仪的预设值和Aeroflex矢量分析仪的测量结果的对比，可以看出本发明的有效性。

表1 IEEE802.11ac-80M测试用例预设值

	30deg	15deg	0deg	-15deg
					-5dB	IQData0	IQData1	IQData2	IQData3
-1dB	IQData4	IQData5	IQData6	IQData7
					0dB	IQData8	IQData9	IQData10	IQData11
2dB	IQData12	IQData13	IQData14	IQData15

表2 IEEE802.11ac-80M数据仿真结果对比

Claims (4)

1.一种发射机中IQ不平衡的补偿方法，包括IQ不平衡估计和IQ不平衡补偿，其特征在于，包括如下步骤：

(1)接收射频信号，对射频信号进行放大后再进行下变频操作得到基带信号，然后对得到的基带信号进行同步和频率偏移估计；

(2)得到同步和频率偏移估计值之后，根据估计到的同步和频率偏移值对基带信号进行定时和频偏补偿；

(3)完成基带信号的定时和频偏补偿后，提取出对应的长训练序列和短训练序列字段，对长训练序列和短训练序列字段做FFT变换到频域码段；再利用长训练序列和短训练序列的频域码段进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子；

(4)利用步骤(3)中得到的初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域码段对长训练序列进行IQ不平衡补偿；

(5)对补偿了初步IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子的长前导码与长前导码的模板序列在频域上做最小二乘后取相位，得到长训练序列的每个子载波对应的相位，再对估计出来的相位进行直线拟合，得到直线的斜率和截距；

(6)将步骤(5)中得到的斜率和截距对未经过IQ不平衡补偿的长训练序列和短训练序列的频域码段施以反旋转来补偿接收到的射频信号中由于相位噪声、残余频偏引起的公共相位偏差和由于定时、时钟偏差引起的增量相位偏差；

(7)对步骤(6)中补偿了频率偏移、公共相位偏差、增量相位偏差后的长训练序列和短训练序列的频域码段再进行IQ不平衡和信道的联合估计得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子；

(8)利用步骤(7)中得到的最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域对步骤(3)中完成定时和频偏补偿的基带信号进行IQ不平衡补偿。

2.如权利要求1所述的发射机中IQ不平衡的补偿方法，其特征在于，所述IQ不平衡和信道的联合估计的具体实现方法为：

(1)求解各子载波对应的失衡因子值和

其中，Δ(k)＝X(n₁,k)X^*(n₂,-k)-X^*(n₁,-k)X(n₂,k)fork∈C_p；n₁和n₂(n₁≠n₂)是两个相邻OFDM符号所对应的标号，具体n₁对应于10个短训练中的后面4个序列组成的OFDM符号，n₂是第一个长训练序列对应的OFDM符号，X(n₁,k)表示10个短训练中的后面4个序列发射的模板序列，X(n₂,k)表示第一个长训练序列的模板序列，Y'(n₁,k)和Y'(n₂,k)分别对应X(n₁,k)和X(n₂,k)到达接收端后的频域数据经过定时和频偏补偿后的基带信号，C_p＝{k|(X(n₁,k)≠0)∩(X(n₂,k)≠0)}；

(2)求解最终的不平衡参数γ：

其中，K_p是满足k∈C_p且Δ(k)≠0条件约束的子载波的对数，是各子载波对应的不平衡参数；

(3)求解幅度不平衡因子g和相位不平衡因子

。

3.如权利要求1所述的发射机中IQ不平衡的补偿方法，其特征在于，所述IQ不平衡频域补偿模型为：

其中，X(n,k)为发射机端要发送的不包含发射机端IQ不平衡的初始序列， H(k)为时域多抽头信道h(k)对应的频域形式，Y(n,k)为接收端实际接收到的序列经过定时和频偏补偿后的基带信号，该信号包 含了IQ不平衡引入的镜像干扰。

4.一种发射机中IQ不平衡的补偿装置，其特征在于，包括：

定时和频偏补偿模块，用于对射频信号进行放大后再进行下变频操作得到基带信号，然后对得到的基带信号进行同步和频率偏移估计得到同步和频率偏移估计值，并根据估计到的同步和频率偏移值对基带信号进行定时和频偏补偿；

训练序列提取模块，用于在基带信号完成定时和频偏补偿后，提取出对应的长训练序列和短训练序列字段，并对长训练序列和短训练序列字段做FFT变换到频域码段；

初步IQ不平衡补偿模块，用于对长训练序列和短训练序列的频域码段进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子，并根据得到的初步的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域码段对长训练序列进行IQ不平衡补偿；

频率偏移、公共相位偏差和增量相位偏差补偿模块，用于对补偿了初步IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子的长前导码与长前导码的模板序列在频域上做最小二乘后取相位，得到长训练序列的每个子载波对应的相位，再对估计出来的相位进行直线拟合，得到直线的斜率和截距，然后基于得到的斜率和截距对未经过IQ不平衡补偿的长训练序列和短训练序列的频域码段施以反旋转来补偿接收到的射频信号中由于相位噪声、残余频偏引起的公共相位偏差和由于定时、时钟偏差引起的增量相位偏差；

最终IQ不平衡补偿模块，用于对补偿了频率偏移、公共相位偏差、增量相位偏差后的长训练序列和短训练序列进行IQ不平衡和信道的联合估计，得到最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子，并根据得到的最终的IQ幅度不平衡因子和IQ相位不平衡因子在频域对完成定时和频偏补偿的基带信号进行IQ不平衡补偿。