CN104202282A - 一种基于相位补偿的分布式信道估计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于相位补偿的分布式信道估计方法及系统。该方法包括：1)发射端发送用于进行信道估计的多帧训练序列到接收端；2)接收端利用OFDM符号进行单帧训练序列的信道频域响应估计；3)接收端利用寄存器中储存的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行比较，得到相位差值；4)接收端利用估计得到的相位差对当前帧的信道频域响应进行相位补偿；5)接收端利用寄存器中存储的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行指数滤波，得到当前帧的信道响应值。本发明基于分布式信道估计机制，利用相位补偿的方法对频域信道响应进行估计，能够有效地避免采用幅度和相位分别进行平均的分布式信道估计中可能出现的相位搬移错误的问题。

Description

一种基于相位补偿的分布式信道估计方法及系统

技术领域

本发明属于数字通信技术领域，具体涉及一种OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)系统中利用多帧训练序列得到的信道响应复函数的整体平均值，进而得到信道响应的信道估计方法和系统。

背景技术

传统的信道估计方法一般采用加入导频或训练序列的方式，通过对单帧估计出的频域信道响应直接用于当前帧的均衡。这种方法适用于快速时变的无线信道。而对于变化缓慢的有线信道，可以利用信道特点通过多帧联合估计的方法进行信道估计。

在专利“一种分布式信道估计方法”(专利号：200910082985.6)中，提出了一种利用不同时刻估计得到的信道频域响应的幅度和相位来进行相加平均的分布式信道估计方法，而其中的相位平均采用的方法又具体体现在另一个专利“一种用于四相调制系统的信道估计方法”(专利号：200910089614.0)中。这种方法对相位的处理涉及到了相位旋转和相位修正等步骤，由于通信系统中可能会存在单频干扰或是由于噪声存在相位突变的情况，因此在相位修正时可能会产生相位搬移错误的问题，这种错误会导致当前帧的信道估计值不准确，进而导致最终的平均结果不准确，降低信道估计的可靠性。

发明内容

本发明的目的是提出一种OFDM系统中的信道响应估计方法，该方法可以有效地避免由于对幅度和相位分别进行估计而带来的相位搬移错误问题。

本发明采用的信道估计方案如下：

一种OFDM系统中基于相位补偿的分布式信道估计方法，其步骤为：

1)发射端发送用于进行信道估计的多帧训练序列到接收端；

2)接收端利用得到的OFDM符号进行单帧训练序列的信道频域响应估计；

3)接收端利用寄存器中储存的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行比较，得到相位差值；

4)接收端利用估计得到的相位差对当前帧的信道频域响应进行相位补偿；

5)接收端利用寄存器中存储的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行指数滤波，得到当前帧的信道响应值。

更进一步，步骤2)进行单帧信道估计的方法采用了下式：

Y_i(k)＝X_i(k)H_i(k)+N_i(k)，k＝1，2，...，N，

其中，k表示OFDM系统的子载波编号，X_i(k)表示第i帧训练序列第k个子载波上的发射信号，H_i(k)表示第k个子载波上的频域信道响应，N_i(k)表示第k个子载波上的高斯白噪声，Y_i(k)表示第i帧训练序列第k个子载波上的接收信号。该模块中采用了判决反馈机制，认为发送数据X_i(k)为已知信号，考虑到有高斯白噪声的干扰，当前帧的信道估计值H_i′(k)可以表示为：

${H_i}^{\′}\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}=H_i\left(k\right)+\frac{N_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)},$ k＝1，2，...，N

得到的当前帧的频域信道响应估计值H_i′(k)是包括噪声项的。

更进一步，步骤3)进行帧间比较的方法如下：

采用相邻两帧训练序列的频域信道响应共轭相乘的方法：

其中H_i-1(k)为上一帧频域信道响应的值，A(k)＝|H(k)|为信道响应的幅度，表示相邻两训练序列的相位差,N_i′(k)为噪声项。可以令即用一条斜率为ω截距为θ，以子载波号k为自变量的斜线表示。

更进一步，步骤4)中估计相位差值然后进行相位补偿的方法如下：

${\tilde{H}}_i\left(k\right)={H_i}^{\′}\left(k\right)\·e^{j(\mathrm{\ωk}+\mathrm{\θ})}$

当得到相位直线ωk+θ得到的估计值之后，再代入指数函数e^j(ωk+θ)，对于当前训练序列的频域信道响应的估计值H_i′(k)进行补偿，得到补偿之后的频域信道响应

更进一步，步骤4)中相位差的估计方法中，相位差的数学建模如下：

$X_i\left(k\right)=e^{j{\text{\ω}}_{i}k}+N\left(k\right)$

其时延为1的自相关函数为：

$\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,1}}=\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(n\right)*\·X_i(n+1)=\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(e^{-j{\mathrm{\ω}}_{i}n}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_i(n+1)}+N^{\′})\≈\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_i}$

且，

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,1}=\∠\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,1}}$

可以近似认为即为相位估计中得到的相位系数ω_i。

同理，时延为n的自相关函数为：

$\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,n}}\≈\frac{1}{(N-n)}\underset{n=1}{\overset{N-n}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}_i}$

且，

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,n}=\∠\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,n}}/n$

为了提高估计值的精度，利用J个时延为n的自相关函数做加权平均的方法，方法如下：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_i=\frac{6}{J(J+1)(2J+1)}\underset{n=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{n}^2{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,n}$

其中，时延为n，其权重为n²，可见，时延越大，权重越大。J为平均的次数，J越大，估计精度越高，复杂度也越高。

更进一步，步骤5)中采用指数滤波的方式对多帧训练序列信道响应值进行平均的方法如下：

$H_i\left(k\right)=(1-\mathrm{\λ})H_{i-1}\left(k\right)+\mathrm{\λ}{\tilde{H}}_i\left(k\right)$

其中λ为指数滤波因子。H_i-1(k)为寄存器中存储的经过指数滤波之后的第i-1帧训练序列的第k个子载波的信道响应值，为第i帧训练序列的第k个子载波的信道响应值。

一种采用上述方法的OFDM系统，包括发射端和接收端，所述接收端包括：

单帧信道估计模块，利用OFDM符号进行单帧训练序列的信道频域响应估计；

帧间比较模块，连接所述单帧信道估计模块，利用寄存器中储存的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行比较，得到相位差值；

相位补偿模块，连接所述帧间比较模块，利用估计得到的相位差对当前帧的信道频域响应进行相位补偿；

指数滤波模块，连接所述相位补偿模块，利用寄存器中存储的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行指数滤波，得到当前帧的信道响应值。

本发明提出一种OFDM系统中通过多帧训练序列得到的信道响应复函数整体平均来进行信道响应估计的方法，该方法利用了同轴电缆信道缓慢变化的特性，基于分布式信道估计机制，利用相位补偿的方法对频域信道响应进行估计，能够有效地避免采用幅度和相位分别进行平均的分布式信道估计中可能出现的相位搬移错误的问题。

附图说明

图1是基于相位补偿的分布式信道估计的流程图。

图2是基于判决反馈的单帧估计模块算法流程图。

图3是优化后的单帧估计模块流程图。

图4是传统的信道估计算法中存在的频域信道响应相位搬移错误的问题示意图。

图5是传统算法与新的算法在单频条件下的误码性能对比图。

具体实施方式

下面通过具体实施例和附图，对本发明做进一步说明，但不构成对本发明的限制。

本发明的采用相位补偿算法的分布式信道估计方法，其工作流程如图1所示，具体说明如下：

1.接收端，通过FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)对接收信号y(n)进行串并变换，之后得到频域数据Y_i(k)；

2.接收端，利用单帧信道估计模块得到当前帧的信道响应估计值H_i′(k)；

3.接收端，对当前帧与上一帧的信道响应值进行比较，得到相位差且输出为包含此相位差信息的R_i(k)；

4.接收端，对相位差进行估计，然后利用得到的估计值对当前频域信道响应进行补偿，得到

5.接收端，利用指数滤波模块，将相位补偿后的信道响应值与存储器中上一帧的值做平均，得到当前帧的信道响应值H_i(k)。

本发明对图2所示的现有单帧估计模块进行了优化，优化后如图3所示，在判决反馈机制中加入了BCH编解码来提高单帧估计模块的估计精度：

1.接收端，在星座解调之后加入了BCH解码模块，得到了输出的二进制数据Bi；

2.接收端，对二进制数据Bi进行BCH编码，然后再星座调制。

下面列举一个实施例说明本发明提出的信道估计方法。

设某OFDM数字通信系统子载波总数为1024，其中有效子载波数为991个，支持的调制方式分别为4QAM、8QAM、16QAM、32QAM、64QAM、128QAM、256QAM、512QAM、1024QAM、2048QAM、4096QAM。训练信号序列发送150次。

当存在单频干扰时，该单频干扰信号的SIR(Signal to Interference Rate，信号功率与干扰功率之比)为-10dB(也即单频的功率比信号功率大10倍)，所处的位置为第411.5个子载波处。图4说明此时在单频干扰附近，如果采用幅度和相位分别平均的方法可能出现相位搬移错误的问题。而采用本发明中的算法就不存在相位搬移的问题，自然也不会出现相位搬移错误的情况。图5为传统算法与新的算法在单频条件下的误码性能对比图，在相位搬移错误的情况下，原有算法的BER(误码率)在1*10^-2附近，而本发明中的算法的BER在1*10^-3附近。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其进行限制，本领域的普通技术人员可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明的精神和范围，本发明的保护范围应以权利要求所述为准。

Claims (10)

1.一种OFDM系统中基于相位补偿的分布式信道估计方法，其步骤包括：

1)发射端发送用于进行信道估计的多帧训练序列到接收端；

2)接收端利用OFDM符号进行单帧训练序列的信道频域响应估计；

3)接收端利用寄存器中储存的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行比较，得到相位差值；

4)接收端利用估计得到的相位差对当前帧的信道频域响应进行相位补偿；

5)接收端利用寄存器中存储的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行指数滤波，得到当前帧的信道响应值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2)采用下式进行单帧信道估计：

Y_i(k)＝X_i(k)H_i(k)+N_i(k)，k＝1，2，...，N，

其中，k表示OFDM系统的子载波编号，X_i(k)表示第i帧训练序列第k个子载波上的发射信号，H_i(k)表示第k个子载波上的频域信道响应，N_i(k)表示第k个子载波上的高斯白噪声，Y_i(k)表示第i帧训练序列第k个子载波上的接收信号；

采用判决反馈机制，认为发送数据X_i(k)为已知信号，考虑到有高斯白噪声的干扰，当前帧的信道估计值H_i′(k)表示为：

${H_i}^{\′}\left(k\right)=\frac{Y_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}=H_i\left(k\right)+\frac{N_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)},$ k＝1，2，...，N。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，接收端在在判决反馈机制中加入BCH编解码来提高单帧估计模块的估计精度：在星座解调之后通过BCH解码得到输出的二进制数据，之后对二进制数据进行BCH编码，然后再进行星座调制。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤3)采用相邻两帧训练序列的频域信道响应共轭相乘的方法进行帧间比较，表达式为：

其中H_i-1(k)为上一帧频域信道响应的值，A(k)＝|H(k)|为信道响应的幅度，表示相邻两训练序列的相位差，N_i′(k)为噪声项。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于：步骤3)中即用一条斜率为ω，截距为θ，以子载波号k为自变量的斜线表示

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，步骤4)中估计相位差值然后进行相位补偿的方法如下：

${\tilde{H}}_i\left(k\right)={H_i}^{\′}\left(k\right)\·e^{j(\mathrm{\ωk}+\mathrm{\θ})},$

当得到相位直线ωk+θ得到的估计值之后，再代入指数函数e^j(ωk+θ)，对于当前训练序列的频域信道响应的估计值H_i′(k)进行补偿，得到补偿之后的频域信道响应

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤4)中相位差的估计方法中，相位差的数学建模如下：

$X_i\left(k\right)=e^{j{\text{\ω}}_{i}k}+N\left(k\right),$

其时延为1的自相关函数为：

$\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,1}}=\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(n\right)*\·X_i(n+1)=\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(e^{-j{\mathrm{\ω}}_{i}n}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_i(n+1)}+N^{\′})\≈\frac{1}{N-1}\underset{n=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_i},$

且，

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,1}=\∠\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,1}},$

可以近似认为即为相位估计中得到的相位系数ω_i；

同理，时延为n的自相关函数为：

$\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,n}}\≈\frac{1}{(N-n)}\underset{n=1}{\overset{N-n}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{jn}{\mathrm{\ω}}_i},$

且，

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,n}=\∠\stackrel{\‾}{{\widehat{\mathrm{\γ}}}_{i,n}}/n;$

为了提高估计值的精度，利用J个时延为n的自相关函数做加权平均的方法，方法如下：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_i=\frac{6}{J(J+1)(2J+1)}\underset{n=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{n}^2{\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,n},$

其中，时延为n，其权重为n²，时延越大，权重越大；J为平均的次数，J越大，估计精度越高，复杂度也越高。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤5)中采用指数滤波的方式对多帧训练序列信道响应值进行平均，方法如下：

$H_i\left(k\right)=(1-\mathrm{\λ})H_{i-1}\left(k\right)+\mathrm{\λ}{\tilde{H}}_i\left(k\right),$

其中，λ为指数滤波因子，H_i-1(k)为寄存器中存储的经过指数滤波之后的第i-1帧训练序列的第k个子载波的信道响应值，为第i帧训练序列的第k个子载波的信道响应值。

9.一种采用权利要求1所述方法的OFDM系统，包括发射端和接收端，其特征在于，所述接收端包括：

单帧信道估计模块，利用OFDM符号进行单帧训练序列的信道频域响应估计；

帧间比较模块，连接所述单帧信道估计模块，利用寄存器中储存的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行比较，得到相位差值；

相位补偿模块，连接所述帧间比较模块，利用估计得到的相位差对当前帧的信道频域响应进行相位补偿；

指数滤波模块，连接所述相位补偿模块，利用寄存器中存储的上一帧的信道频域响应与当前帧的值进行指数滤波，得到当前帧的信道响应值。

10.如权利要求9所述的系统，其特征在于：所述单帧信道估计模块在判决反馈机制中加入BCH编解码来提高单帧估计模块的估计精度：在星座解调之后加入BCH解码模块，得到输出的二进制数据；并加入BCH编码模块对二进制数据进行BCH编码，然后再进行星座调制。