CN116683923A - 一种对iq不平衡进行估计校正的通信方法及装置 - Google Patents
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 48
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 40
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims abstract description 115
- 238000012549 training Methods 0.000 claims abstract description 81
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 61
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims abstract description 26
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims abstract description 26
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims abstract description 26
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 39
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 29
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 16
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 13
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 10
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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Abstract
本发明公开了一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法及装置，其中方法包括：利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，发送至I分路和Q分路进行载波调制，得到射频信号的I分量和Q分量；将射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到发射通道下的射频信号；将发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，发送至I分路和Q分路进行载波解调，得到训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；将基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到接收通道下的基带信号；利用接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。本发明通过复用芯片现有的发射通道和接收通道，增加一个反馈环路和移相器，可实现IQ不平衡的估计校正。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体地涉及一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法及装置。
背景技术
在零中频transceiver中，同相分量(I)与正交分量(Q)的不平衡在实际使用会对性能带来严重损害。理论上要求IQ两路的相位差为90度，IQ两路增益平衡，IQ两路的滤波器频率响应一致。但是在实际的通信射频芯片里，IQ两路为两条独立的支路，混频器、滤波器不可避免的不平衡。模拟元件的差异使得I/Q两路本振信号的幅度不再相同，相位差也不等于90°，这将会造成I/Q两路信号的幅度不同并且两路信号不再正交，进而影响到系统性能。在高频无线通信系统中，如毫米波频段，由于信号带宽非常宽，I/Q不平衡还与频率相关(在整个带宽范围内，I/Q不平衡的程度在不同频率也不同)。发射机Q两路的不平衡会造成发射EVM（误差向量幅度）下降。接收机IQ两路不平衡会导致接收信号质量下降，无法完成高阶调制的通信。因此无论是发射机或者接收机中，IQ不平衡都需要校准。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法及装置。
具体的，本发明的技术方案如下：
本发明提供一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，包括：
载波调制模块，用于利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
合成模块，用于将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
耦合模块，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道；
载波解调模块，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，并分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
所述合成模块，还用于将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
计算模块，用于利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。
在一些实施方式中，还包括：
创建模块，用于基于所述训练序列对应发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
所述创建模块，还用于分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
在一些实施方式中，还包括：
移相模块，用于将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
在一些实施方式中，所述移相模块包括：
设置单元，用于为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
所述耦合模块，还用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入所述移相器中，得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号和所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号。
在一些实施方式中，还包括延迟模块和补偿模块，
所述计算模块，还用于基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
所述延迟模块，用于对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理；
所述补偿模块，用于利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
所述计算模块，还用于将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
在一些实施方式中，还包括延迟模块和补偿模块，
所述计算模块，还用于基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
所述延迟模块，用于对所述发射通道下的基带信号进行延迟处理；
所述补偿模块，用于利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
所述计算模块，还用于将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的基带信号。
在一些实施方式中，所述计算模块，还用于根据所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角的相位差；
所述计算模块，还用于根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
所述计算模块，还用于基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
基于相同的技术构思，本发明还提出一种一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，包括：
利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。
在一些实施方式中，还包括：
基于所述训练序列对应发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
在一些实施方式中，在所述的将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道之前，还包括：
将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
在一些实施方式中，所述的将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，包括：
为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入所述移相器中，得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号和所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号。
在一些实施方式中，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理后，利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
在一些实施方式中，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
对所述发射通道下的射频信号进行延迟处理后，利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的基带信号。
在一些实施方式中，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之前，包括：
根据所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角的相位差；
根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
与现有技术相比，本发明至少具有以下一项有益效果：
1、本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅增加一个反馈环路，并发送两次特殊设计的训练序列，即可完成Rx的IQ imbalance校准。
2、本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅仅增加一个反馈环路和一个移相器，并发送四次特殊设计的训练序列，即可同时完成Tx和Rx的IQ imbalance校准。
附图说明
下面将以明确易懂的方式，结合附图说明优选实施方式，对本发明的上述特性、技术特征、优点及其实现方式予以进一步说明。
图1是本发明一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置的一个实施例的框图；
图2是本发明一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法的一个实施例的RF回环电路；
图3是本发明一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法的另一个实施例的RF回环电路；
图4是本发明一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法的一个实施例的流程图。
附图标号说明：
载波调制模块10，合成模块20，耦合模块30，载波解调模块40，计算模块50。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对照附图说明本发明的具体实施方式。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图，并获得其他的实施方式。
为使图面简洁，各图中只示意性地表示出了与发明相关的部分，它们并不代表其作为产品的实际结构。另外，以使图面简洁便于理解，在有些图中具有相同结构或功能的部件，仅示意性地绘示了其中的一个，或仅标出了其中的一个。在本文中，“一个”不仅表示“仅此一个”，也可以表示“多于一个”的情形。
还应当进一步理解，在本申请说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合。
在本文中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
另外，在本申请的描述中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在一个实施例中，参考说明书附图1，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，包括：
载波调制模块10，用于利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
具体的，在本实施例中，训练序列的实部作为I分量，将训练序列的虚部作为Q分量，利用载波信号cos(wt)对I分量进行调制，利用载波信号cos(wt+π/2)对进行Q分量调制，从而得到I分量和Q分量的射频信号。
合成模块20，用于将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
具体的，对I分量和Q分量的射频信号进行相加，得到训练序列对应的发射通道下的射频信号。
耦合模块30，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道；
具体的，将发射通道下的射频信号耦合至接收通道，得到接收通道下的射频信号。
载波解调模块40，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，并分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
具体的，承前所述，将接收通道下的射频信号的实部作为I分量，将接收通道下的射频信号的虚部作为Q分量，利用载波信号cos(wt)对I分量进行解调，利用载波信号对Q分量进行解调，从而得到训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量。
合成模块20，还用于将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
具体的，对I分量和Q分量的基带信号进行相加，得到训练序列对应的发射通道下的基带信号。
计算模块50，用于利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。
具体的，保存接收通道下的基带信号的波形，并将其传入CPU中，计算得到目标滤波校正系数。
在本实施例中，本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅增加一个反馈环路，并发送两次特殊设计的训练序列，即可完成Rx的IQ imbalance校准。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，还包括：
创建模块，用于基于所述训练序列对应的发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
创建模块，还用于分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
具体的，在本实施例中，训练序列为多频率的多音信号，具体举例说明，假设需要校正的带宽为160MHz，则训练序列TxSignal1为正多音信号，相应的频率为[10 20 30 4050 60 70]MHz的多音信号。训练序列TxSignal2为负多音信号，相应的频率为[-10 -20 -30-40 -50 -60 -70]MHz的多音信号。假设ADC的采样率为两倍信号带宽（两倍信号带宽是通常值，使用更高倍数的采样率并不影响结果)。训练序列的测试波形，可以保证TxSignal1和TxSignal2是周期性信号，周期长度为FFT size（快速傅里叶变换长度）。训练序列的波形使用较短的FFT size（快速傅里叶变换长度）可以有效的降低运算复杂度，同时在发射端可以有效的优化发射输出长度，仅仅使用FFT Size的信号长度循环发送即可。
需要说明的是，下面给出一种低复杂度、可以实现信道和I/Q不平衡最佳估计性能的训练序列的测试波形的数学描述：
1.对每个正频率频点的构造数据序列，其中/>为{-1,1,j,-j}中的一个值。
2.构造相应的正频率频点。假设射频信号的校准带宽为160MHz，采样率为320MHz，则设置频点分别为[10 20 30 40 50 60 70]MHz,则对应的数字频率/>为[0.1250.25 0.375 0.5 0.625 0.75 0.875]*/>/2。
3.TxSignal1表示为：
；
4.对每个负频率频点的构造数据序列，其中为/>中的一个值。
5.TxSignal2表示为：
；
具体的，在本实施例中，参考说明书附图2，当处于校正状态时，选择让IQ Engine（IQ发射机）发射上述所述的训练序列TxSignal1、TxSignal2进行估计校正流程，当处于发射基带信号阶段时，由TxDBB发送基带信号。当处于校正状态时，将训练序列的实部作为I分量，将训练序列的虚部作为Q分量，并分别进行DAC采样得到发射通道下的基带信号的I分量和发射通道下的基带信号的Q分量/>；将/>传入I支路滤波器/>进行滤波得到/>，并将/>通过载波信号cos(wt)进行调制；将/>传入Q支路滤波器进行滤波得到/>，并将载波信号cos(wt)进行移相π/2得到cos(wt+π/2)，将/>通过载波信号cos(wt+π/2)进行调制；然后将调制后的/>和/>进行相加，并耦合至接收通道得到射频信号R(t)；将R(t)的实部作为I分量，将R(t)的虚部作为Q分量；将R(t)的实部通过载波信号cos(wt)进行调制得到/>；将载波信号cos(wt)进行移相/>得到，将R(t)的虚部通过载波信号/>进行调制得到；然后将/>和/>分别传入滤波器/>和/>得到/>和/>，而后对/>和/>进行ADC采样，IQ recorder将ADC的采样信号记录保存下来，然后使用CPU直接计算出接收通道的滤波校正系数/>，并将计算的参数保存到相应的寄存器SRAM，完成Rx IQ不平衡校准。R(t)的共轭(i-jQ)为IQ imbance引入的干扰项，需要消除。我们对接收的Rx(t)（Rx(t)可为i+jQ）进行延迟，将Rx(t)的共轭(i-jQ)传入/>的滤波器中进行滤波，然后对两路信号进行相加，得到/>；具体的估计校准流程如下：
假设Tx通道的IQ imbalance已经校准好。经过loop back环路回来的射频信号为R(t)。R(t)经过Rx通道后通过Rx ADC采样后得到Rx(t)，则Rx(t)可以表示为：
；
其中、/>等效的滤波器系数，分别作用于R(t)和R(t)的共轭。其中R(t)的共轭为IQ imbalance引入的干扰项，需要消除。我们对接收的Rx(t)进行延迟，对Rx(t)的共轭进行滤波，然后对两路信号进行相加。合理的配置/>的滤波器系数即可完成对IQimbalance的消除。
将TxSignal1和TxSignal2存储到IQ Engine中。当校准开始时，使用IQ Engine发送训练序列TxSignal1，TxSignal1通过Tx 通道，然后耦合到Rx 通道中，最后通过Rx ADC将数据保存在IQ Recorder中得到RxSignal1。对TxSignal2采样同样的流程，得到ADC采样信号RxSignal2。利用RxSignal1和RxSignal2计算、/>的时域响应，然后根据、/>的时域响应计算接收通道的滤波校正系数/>的时域响应。
假设第一次发射的信号为训练序列TxSignal1,为正多音信号，则将R(t)写成数字信号的形式有：
；
将公式，写成数字形式有：
；
根据训练序列的生成格式，不同的子载波是相互正交的，因此对Rx[n]做FFT变换即可以得到、/>的频率响应：
；
。
第一次RxSignal1的FFT变换可以得到的正频率的频率响应和/>的负频率的频率响应。第二次RxSignal2的FFT变换可以得到/>负频率的频率响应和/>正频率的频率响应。通过RxSignal1和RxSignal2的FFT处理即可以得到/>和/>所有频率的频率响应。然后根据/>和/>的频率响应即可以求出/>和/>的时域响应。然后根据公式/>可以得到/>的时域响应。
在本实施例中，本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅仅增加一个反馈环路，仅需要发送两次特殊设计的训练序列，即可完成Rx的IQ imbalance校准。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，还包括：
移相模块，用于将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
在本实施例中，通过移相器能改变接收通道接收到的射频信号的相位，具体的，射频信号耦合到接收通道，经过移相器后，得到:
。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，移相模块包括：
设置单元，用于为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
具体的，举例说明，可将第一预设相位角设为0°，第二预设相位角设为90°。
耦合模块30，还用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入移相器中，得到所述第一预设相位角和第二预设相位角的正多音信号对应的正多音接收信号和所述第一预设相位角和第二预设相位角的负多音接收信号。
具体的，在本实施例中，举例说明，假设第一预设相位角为0°，第一预设相位角为90°，则将phase shifter（移相器）相位设置为0°，使用IQ Engine（IQ发射机）发送训练序列TxSignal1，TxSignal1通过Tx通道，然后耦合到Rx通道中，最后通过Rx 的模拟数字转换器将数据保存在IQ Recorder中得到RxSignal1_0；将phase shifter（移相器）相位设置为90°，使用IQ Engine（IQ发射机）发送训练序列TxSignal1，TxSignal1通过Tx通道，然后耦合到Rx通道中，最后通过Rx的模拟数字转换器将数据保存在IQ Recorder中得到RxSignal1_90；将phase shifter（移相器）相位设置为0°，使用IQ Engine（IQ发射机）发送训练序列TxSignal2，TxSignal2通过Tx通道，然后耦合到Rx通道中，最后通过Rx的模拟数字转换器将数据保存在IQ Recorder中得到RxSignal2_0；将phase shifter（移相器）相位设置为90°，使用IQ Engine（IQ发射机）发送训练序列TxSignal2，TxSignal2通过Tx 通道，然后耦合到Rx通道中，最后通过Rx的模拟数字转换器将数据保存在IQ Recorder中得到RxSignal2_90。
在本实施例中，本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅仅增加一个反馈环路和一个移相器，仅需要发送四次特殊设计的训练序列，即可同时完成Tx和Rx的IQ imbalance校准。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，还包括延迟模块和补偿模块，计算模块30，还用于基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
具体的，接收通道下的基带信号的共轭是IQ不平衡引入的干扰项，需要消除。
延迟模块，用于对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理；
补偿模块，用于利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
具体的，将接收通道下的基带信号的共轭传入设有第二滤波校正系数的滤波器进行线性滤波补偿，以此来消除接收通道的IQ不平衡。
计算模块30，用于将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，还包括延迟模块和补偿模块，
计算模块30，还用于基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
具体的，发射通道下的基带信号的共轭是IQ不平衡引入的干扰项，需要消除。
延迟模块，用于对所述发射通道下的基带信号进行延迟处理；
补偿模块，用于利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
具体的，将发射通道下的基带信号的共轭传入设有第二滤波校正系数的滤波器进行线性滤波补偿，以此来消除发射通道的IQ不平衡。
计算模块30，用于将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的基带信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，计算模块30，还用于根据所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和第二预设相位角的相位差；
具体的，承前所述，举例说明，可以由RxSignal1_0和RxSignal1_90或由RxSignal1_0和RxSignal1_90计算得到相位差。
计算模块30，还用于根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
计算模块30，还用于基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
具体的，承前所述，参考说明书附图3，当处于校正状态时，选择让IQ Engine（IQ发射机）发射上述所述的训练序列TxSignal1、TxSignal2进行估计校正流程，当处于发射射频信号阶段时，由TxDBB发送基带信号。当处于校正状态时，将训练序列的实部作为I分量，将训练序列的虚部作为Q分量，并分别进行DAC采样得到和/>；将/>传入进行滤波得到/>，并将/>通过载波信号cos(wt)进行调制；将/>传入进行滤波得到/>，并将载波信号cos(wt)进行移相π/2得到cos(wt+π/2)，将/>通过载波信号cos(wt+π/2)进行调制；然后将调制后的/>和/>进行相加，并耦合至接收通道得到射频信号R(t)；将R(t)的实部作为I分量，将R(t)的虚部作为Q分量；将R(t)的实部通过载波信号cos(wt)进行调制得到/>；将载波信号cos(wt)进行移相/>得到，将R(t)的虚部通过载波信号/>进行调制得到；然后将/>和/>分别传入滤波器/>和/>得到/>和/>，而后对/>和/>进行ADC采样，IQ recorder将通过ADC采样得到的信号记录保存下来，然后使用CPU直接计算出/>和/>，并将计算的参数保存到相应的寄存器SRAM，完成TxIQ和Rx IQ不平衡校准。T(t)和R(t)的共轭(i-jQ)为IQ imbance引入的干扰项，需要消除。我们对接收的Rx(t)（Rx(t)可为i+jQ）进行延迟，将Rx(t)的共轭(i-jQ)传入/>的滤波器中进行滤波，然后对两路信号进行相加，得到/>；我们对接收的Tx(t)（Tx(t)可为i+jQ）进行延迟，将Tx(t)的共轭(i-jQ)传入/>的滤波器中进行滤波，然后对两路信号进行相加，得到/>；具体的估计校准流程如下：
将TxSignal1和TxSignal2存储到IQ Engine中。Transceiver校准总共需要四次发射训练序列的流程。发送训练序列主要分一下四步：
1.将phase shifter相位设置为0°，使用IQ Engine发送训练序列TxSignal1，TxSignal1通过Tx 通道，然后耦合到Rx 通道中，最后通过Rx ADC将数据保存在IQRecorder中得到RxSignal1_0。
2.将phase shifter相位设置为90°，使用IQ Engine发送训练序列TxSignal1，TxSignal1通过Tx 通道，然后耦合到Rx 通道中，最后通过Rx ADC将数据保存在IQRecorder中得到RxSignal1_90。
3.将phase shifter相位设置为0°，使用IQ Engine发送训练序列TxSignal2，TxSignal2通过Tx 通道，然后耦合到Rx 通道中，最后通过Rx ADC将数据保存在IQRecorder中得到RxSignal2_0。
4.将phase shifter相位设置为90°，使用IQ Engine发送训练序列TxSignal2，TxSignal2通过Tx 通道，然后耦合到Rx 通道中，最后通过Rx ADC将数据保存在IQRecorder中得到RxSignal2_90。
假设第一次发射的信号为训练序列TxSignal1,为正多音信号，则将Tx(t)写成数字信号的形式有：
；
TxSignal1经过Tx path和Rx path， IQ recorder接收到的Rx信号为：
；
将Rx(t)写成数字形式有:
；
对Rx[n]进行FFT，由于的子载波相互正交，所以可以得到/>的正频率响应：
；
同时可以得到的负频率响应：
；
通过RxSignal1_0和RxSignal2_0，可以得到所有的频率响应，分别记为/>。
通过RxSignal1_90和RxSignal2_90，可以得到所有的频率响应，分别记为/>；然后构造相应的方程：
；
即可以分离Tx的IQ imbalance和Rx imbalance。
通常phase shift设置为90°，我们可以认为角度变化接近90度，但是实际值需要估计。通过RxSignal1_0和RxSignal1_90，可以得到：，，因此可以估计出/>。根据方程即可求出/>，，然后可以求出/>,/>,/>。根据/>，/>即可求出/>，根据/>，/>，即可求出/>。
基于相同的技术构思，参考说明书附图4，本发明还提出一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，包括：
S100利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
S200将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
S300将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
S400将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
S500利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，还包括：
基于所述训练序列对应的发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，在S300，所述的将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道之前，还包括：
将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，所述的将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，包括：
为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入移相器中，得到所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的正多音信号和所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的负多音信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理后，利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
对所述发射通道下的基带信号进行延迟处理后，利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的基带信号。
在一个实施例中，在上述实施例的基础上，本发明提供的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之前，包括：
根据所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和第二预设相位角的相位差；
根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
在本实施例中，本发明通过有效复用芯片现有的发射通道和接收通道，仅仅增加一个反馈环路和一个移相器，仅需要发送四次特殊设计的训练序列，即可同时完成Tx和Rx的IQ imbalance校准。
本发明的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法与一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置具有相同的技术构思，二者的实施例的技术细节可相互适用，为减少重复，此次不再赘述。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各程序模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的程序模块完成，即将所述装置的内部结构划分成不同的程序单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。实施例中的各程序模块可以集成在一个处理单元中，也可是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个处理单元中，上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件程序单元的形式实现。另外，各程序模块的具体名称也只是为了便于相互区分，并不用于限制本申请的保护范围。
在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详细描述或记载的部分，可以参见其他实施例的相关描述。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，可以通过其他的方式实现。示例性的，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，示例性的，所述模块或单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，示例性的，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通讯连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通讯连接，可以是电性、机械或其他的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可能集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。
应当说明的是，上述实施例均可根据需要自由组合。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。
Claims (14)
1.一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，包括：
载波调制模块，用于利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
合成模块，用于将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
耦合模块，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道；
载波解调模块，用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，并分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
所述合成模块，还用于将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
计算模块，用于利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。
2.根据权利要求1所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，还包括：
创建模块，用于基于所述训练序列对应发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
所述创建模块，还用于分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
3.根据权利要求1所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，还包括：
移相模块，用于将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
4.根据权利要求3所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，所述移相模块包括：
设置单元，用于为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
所述耦合模块，还用于将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入所述移相器中，得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号和所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号。
5.根据权利要求4所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，还包括延迟模块和补偿模块，
所述计算模块，还用于基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
所述延迟模块，用于对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理；
所述补偿模块，用于利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
所述计算模块，还用于将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
6.根据权利要求4所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，还包括延迟模块和补偿模块，
所述计算模块，还用于基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
所述延迟模块，用于对所述发射通道下的基带信号进行延迟处理；
所述补偿模块，用于利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
所述计算模块，还用于将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的射频信号。
7.根据权利要求5或6所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信装置，其特征在于，
所述计算模块，还用于根据所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角的相位差；
所述计算模块，还用于根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
所述计算模块，还用于基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
8.一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，包括：
利用IQ发射机将训练序列划分成I分量和Q分量后，分别发送至I分路发射通道和Q分路发射通道进行载波调制，得到所述训练序列对应的射频信号的I分量和Q分量；所述训练序列包括正多音信号和负多音信号；
将所述射频信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的发射通道下的射频信号；
将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后，划分成I分量和Q分量，分别发送至I分路接收通道和Q分路接收通道进行载波解调，得到所述训练序列对应的基带信号的I分量和Q分量；
将所述基带信号的I分量和Q分量进行合成，得到所述训练序列对应的接收通道下的基带信号；
利用所述接收通道下的基带信号，计算得到目标滤波校正系数。
9.根据权利要求8所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，还包括：
基于所述训练序列对应的发射通道下的基带信号的校准带宽，创建正频点集和负频点集；
分别为所述正频点集、所述负频点集构造所述正多音信号、所述负多音信号。
10.根据权利要求8所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，在所述的将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道之前，还包括：
将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，改变所述接收通道接收到的射频信号的相位。
11.根据权利要求10所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，所述的将所述发射通道下的射频信号传入移相器中，包括：
为所述移相器设置第一预设相位角和第二预设相位角，所述第一预设相位角小于所述第二预设相位角；
将所述发射通道下的射频信号耦合至接收通道后传入所述移相器中，得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号和所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号。
12.根据权利要求11所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述接收通道下的基带信号，计算得到所述接收通道下的基带信号的共轭；
对所述接收通道下的基带信号进行延迟处理后，利用设有第二滤波校正系数的滤波器补偿所述接收通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第二滤波校正系数；
将补偿后的所述接收通道下的基带信号的共轭与所述接收通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述接收通道下的基带信号。
13.根据权利要求11所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之后，还包括：
基于所述发射通道下的基带信号，计算得到所述发射通道下的基带信号的共轭；
对所述发射通道下的基带信号进行延迟处理后，利用设有第一滤波校正系数的滤波器补偿所述发射通道下的基带信号的共轭，所述目标滤波校正系数包括所述第一滤波校正系数；
将补偿后的所述发射通道下的基带信号的共轭与所述发射通道下的基带信号进行相加，得到无IQ失衡的所述发射通道下的基带信号。
14.根据权利要求12或13所述的一种对IQ不平衡进行估计校正的通信方法，其特征在于，在所述的计算得到所述目标滤波校正系数之前，包括：
根据所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的正多音信号或所述第一预设相位角和所述第二预设相位角对应的负多音信号，计算得到所述第一预设相位角和所述第二预设相位角的相位差；
根据所述相位差，计算得到所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应；
基于所述设有第一滤波校正系数的滤波器及所述设有第二滤波校正系数的滤波器的时域响应，计算得到所述第一滤波校正系数、所述第二滤波校正系数。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310935119.7A CN116683923B (zh) | 2023-07-28 | 2023-07-28 | 一种对iq不平衡进行估计校正的通信方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
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|---|---|
| CN116683923A true CN116683923A (zh) | 2023-09-01 |
| CN116683923B CN116683923B (zh) | 2023-10-17 |
Family
ID=87789443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN116683923B (zh) |
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|---|---|
| CN116683923B (zh) | 2023-10-17 |
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