CN110602017B - 一种非正交多址接入解码方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种非正交多址接入解码方法，包括：S1、在16QAM星座图任选一个星座点，作为用户1的估计信号
Figure DDA0002221228850000011
S2、基于
Figure DDA0002221228850000012
利用系统的编码规则计算用户2的估计值
Figure DDA0002221228850000013
S3、分别计算
Figure DDA0002221228850000014
与16QAM星座图中各个星座点的差值，差值最小的星座点作为用户2的理想估计值
Figure DDA0002221228850000015
对应的最小差值记为D1；S4、遍历16QAM星座图中的其它15个星座点，依次作为用户1的估计信号，重复步骤S2～S3，得到对应的用户2的理想估计值以及对应的最小差值；从而得到16个估计信号组合
Figure DDA0002221228850000016
及对应的最小差值Dj，j＝1,2,...,16；S5、选取Dj中最小者所对应的估计信号组合作为用户1和用户2的解码恢复信号。

Description

一种非正交多址接入解码方法
技术领域
本发明涉及无线光通信技术领域，具体涉及一种非正交多址接入解码方法。
背景技术
在过去的十几年中，凭借传输速率高、通信容量大、安全性能好等优点，无线光通信(Wireless Optical Communication，WOC)受到越来越多的关注。新的光学组件、调制技术、编码技术等不断用于提高单用户系统的性能，然而多用户无线光通信系统尤其是水下无线光通信系统(Underwater WOC，UWOC)的研究相对较少。在此背景下，应用多址接入技术实现多用户系统，可进一步提高无线光通信系统的通信性能。
多址接入技术是一种实现多用户信息传输的有效手段，已经应用于大气可见光通信。传统的正交多址接入(Orthogonal Multiple Access，OMA)例如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、码分多址(CDMA)等使各用户占据独立的时域、频域、码域信道，理想情况下，用户之间无干扰，较单用户系统更加充分地利用了系统资源，提高了系统容量，且能维持相对较好的误码性能。
由于OMA系统的各用户只占用部分系统资源，近几年又提出了新的多址接入技术，即非正交多址接入(Non-Orthogonal Multiple Access，NOMA)技术。NOMA在发射端进行重复编码实现多用户的功率域复用，接收端采用连续干扰消除(Successive InterferenceCancellation，SIC)技术对用户进行解码，各用户均能占据完整的时频域资源，较OMA系统进一步提高系统容量。
根据非正交多址接入的编码原理，发端采用重复编码(RC)技术对两个用户进行功率分配。编码规则与用户的信道状态相关，信道增益较大，例如通信距离较短的用户分配功率较少，即对应小的功率分配系数，反之功率分配系数较大。传统的SIC解码技术按照功率分配系数从大到小的顺序依次对用户进行解码，逐步减去最大信号功率用户的干扰，并将未进行解码用户数据处理为噪声，直到解码出所有用户信号。
QAM星座图各象限只分布一个点，该结构的简单性使接收端SIC能很好地对用户数据进行恢复。但对于16QAM等高阶调制信号，星座点的数量增加且彼此之间距离小于QAM，使得传统的SIC很难实现对用户的准确解码，导致误码性能迅速下降；然而，NOMA的非正交性使其存在多用户干扰，误码性能较OMA差；特别是高阶调制信号，例如16QAM，星座图结构复杂，严重限制了SIC的解码能力。
以上背景技术内容的公开仅用于辅助理解本发明的发明构思及技术方案，其并不必然属于本专利申请的现有技术，在没有明确的证据表明上述内容在本专利申请的申请日前已经公开的情况下，上述背景技术不应当用于评价本申请的新颖性和创造性。
发明内容
本发明的主要目的在于克服现有的NOMA解码技术误码性能较差的缺陷，提出一种非正交多址接入解码方法，以改善SIC解码技术的误码性能。
一种非正交多址接入解码方法，用于非正交多址接入无线光通信系统中两用户解码，包括如下步骤：
S1、在16QAM星座图任选一个星座点，作为用户1的估计信号
Figure BDA0002221228830000021
S2、基于
Figure BDA0002221228830000022
利用系统的编码规则计算用户2的估计值
Figure BDA0002221228830000023
S3、分别计算
Figure BDA0002221228830000024
与16QAM星座图中各个星座点的差值，差值最小的星座点作为用户2的理想估计值
Figure BDA0002221228830000025
对应的最小差值记为D1；
S4、遍历16QAM星座图中的其它15个星座点，依次作为用户1的估计信号，重复步骤S2～S3，得到对应的用户2的理想估计值以及对应的最小差值；
从而，得到16个估计信号组合
Figure BDA0002221228830000026
以及对应的最小差值Dj，j＝1,2,...,16；
S5、选取Dj中最小者所对应的估计信号组合作为用户1和用户2的解码恢复信号。
更进一步地，16QAM星座图的星座点集合Ω＝{±1±i,±1±3i,±3±i,±3±3i}，i为虚数单位。
更进一步地，步骤S2具体包括：
定义基站发送给用户1和用户2的数据分别为X1、X2，根据发端编码规则：上行无功率复用，下行进行功率复用，用户1、2的功率分配系数分别为p1、p2，则基站发送的信号
Figure BDA0002221228830000031
计算用户2的估计值为：
Figure BDA0002221228830000032
Y表示信号X传输到用户接收端时的信号；η表示光电转换效率；Hk表示信道增益，其中k＝1,2即H1、H2分别表示用户1、用户2的信道增益；Yk表示用户k接收的数据。
本发明提供的前述技术方案，充分考虑16QAM星座图的特点，依次遍历用户的所有可能信号取值组合，找到使估值误差最小的一组估计信号，作为解码恢复信号。与传统SIC相比，本发明的解码方式可以同时实现两个用户的解码，且误码性能得到很大的提升。
附图说明
图1和图2分别是下行系统、上行系统解码性能对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体的实施方式对本发明作进一步说明。
本发明主要是对16QAM-OFDM NOMA WOC通信系统的解码技术进行优化，相对于传统的SIC解码技术，充分改善了16QAM信号的误码性能。
本发明的非正交多址接入解码方法，用于非正交多址接入无线光通信系统中两用户(用户1、用户2)解码，即可同时实现两用户解码。具体包括如下步骤S1～S5：
步骤S1、在16QAM星座图任选一个星座点，作为用户1的估计信号
Figure BDA0002221228830000033
其中，16QAM星座图的16个星座点可采用集合表示为Ω＝{±1±i,±1±3i,±3±i,±3±3i}，i为虚数单位。
步骤S2、基于
Figure BDA0002221228830000034
利用系统的编码规则计算用户2的估计值
Figure BDA0002221228830000035
定义基站发送给用户1和用户2的数据分别为X1、X2，根据发端编码规则：上行无功率复用，下行进行功率复用，用户1、2的功率分配系数分别为p1、p2，则基站发送的信号
Figure BDA0002221228830000041
计算用户2的估计值为：
Figure BDA0002221228830000042
Y表示信号X传输到用户接收端时的信号；η表示光电转换效率；Hk表示信道增益，其中k＝1,2即H1、H2分别表示用户1、用户2的信道增益；Yk表示用户k接收的数据。
步骤S3、分别计算
Figure BDA0002221228830000043
与16QAM星座图中各个星座点的差值，差值最小的星座点作为用户2的理想估计值
Figure BDA0002221228830000044
对应的最小差值记为D1；
步骤S4、遍历16QAM星座图中的其它15个星座点，依次作为用户1的估计信号，重复步骤S2～S3，得到对应的用户2的理想估计值以及对应的最小差值。也就是说，16QAM星座图总共16个星座点，每个星座点都依次用来作为用户1的估计信号
Figure BDA0002221228830000045
去重复步骤S2～S3，相应地，用户2的估计值也会有16个即
Figure BDA0002221228830000046
每一个
Figure BDA0002221228830000047
都要与16个星座点去分别作差，从而，遍历完16个星座点最终可得到总共16个估计信号组合
Figure BDA0002221228830000048
以及对应的最小差值Dj。
步骤S5、选取16个Dj中最小者所对应的估计信号组合作为用户1和用户2的解码恢复信号。
下面通过仿真对比本发明的解码方法与传统的SIC解码方式的性能。
比特误码率定义为错误比特数与传输总比特数的比值。不失一般性，考虑两用户的UWOC系统，仿真参数设置为：高斯光源发散角为0°，探测器视场角为180°，水体的吸收、散射系数分别为0.088、0.216。利用蒙特卡洛仿真对用户信道进行建模，仿真得到下行和上行通信系统的实验误码率，并绘制与接收端信噪比之间的关系曲线，对应如图1、2所示。
实验中，用户1和2不同的信道状态使接收端信噪比有一定差异，对应的误码率性能不同。图1对比了下行链路中，传统SIC解码方式与本发明解码方法的误码性能表现，由图1可知，传统SIC技术解码16QAM信号较为困难，提高信噪比带来的改进很少，用户误码率为10-1量级。而本发明提出的解码方法在很大程度上改善了16QAM系统误码率，用户端接收信噪比达到30dB时，误码率降低为10-3量级。
上行链路中，由图2可知，两用户的SIC解码误码率均为10-1量级，上行链路的用户性能对信道状态更加敏感。对于本发明提出的解码方法，较好的用户在信噪比30dB时误码率达到10-4量级，而状态较差的用户在信噪比40dB时误码率达到10-4量级。
综合图1和图2可知，接收端信噪比约为30dB时，与传统SIC解码技术相比，本发明提出的非正交多址接入解码方法的误码率降低了两个量级，很大程度改善了16QAM-OFDMNOMA系统的误码性能。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种非正交多址接入解码方法，用于非正交多址接入无线光通信系统中两用户解码，其特征在于，包括如下步骤：
S1、在16QAM星座图任选一个星座点，作为用户1的估计信号
Figure FDA0003247016270000011
16QAM星座图的星座点集合Ω＝{±1±i,±1±3i,±3±i,±3±3i}，i为虚数单位；
S2、基于
Figure FDA0003247016270000012
利用系统的编码规则计算用户2的估计值
Figure FDA0003247016270000013
具体包括：定义基站发送给用户1和用户2的数据分别为X1、X2，根据发端编码规则：上行无功率复用，下行进行功率复用，用户1、2的功率分配系数分别为p1、p2，则基站发送的信号
Figure FDA0003247016270000014
计算用户2的估计值为：
Figure FDA0003247016270000015
Y表示信号X传输到用户接收端时的信号；η表示光电转换效率；Hk表示信道增益，其中k＝1,2即H1、H2分别表示用户1、用户2的信道增益；Yk表示用户k接收的数据；
S3、分别计算
Figure FDA0003247016270000016
与16QAM星座图中各个星座点的差值，差值最小的星座点作为用户2的理想估计值
Figure FDA0003247016270000017
对应的最小差值记为D1；
S4、遍历16QAM星座图中的其它15个星座点，依次作为用户1的估计信号，重复步骤S2～S3，得到对应的用户2的理想估计值以及对应的最小差值；
从而，得到16个估计信号组合
Figure FDA0003247016270000018
以及对应的最小差值Dj，j＝1,2,...,16；
S5、选取Dj中最小者所对应的估计信号组合作为用户1和用户2的解码恢复信号。
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