WO2004068756A1

WO2004068756A1 - マルチキャリア通信システム及びその受信装置

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Publication number: WO2004068756A1
Application number: PCT/JP2003/000950
Authority: WO
Inventors: Alexander N. Lozhkin
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2003-01-31
Filing date: 2003-01-31
Publication date: 2004-08-12
Also published as: JP3934651B2; JPWO2004068756A1; US20050163241A1; EP1589683A4; EP1589683A1; US7317761B2

Abstract

　少なくとも４つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、４つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置､対応するサブチャネルからデータを受信し､該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、着目サブチャネル以外の3つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段､を備え､該着目サブチャネルの受信部は他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて､自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。

Description

明細書

マルチキヤリァ通信システム及びその受信装置技術分野

本発明はマルチキヤリァ通信システム及びその受信装置に係わり、特に、着目サブチャネルと上下の 2 つ以上のサブチャネル間の干渉 ( ICI) を利用したマルチキヤリァ通信システム及びその受信装置に関する。

フィルタパンク変調、 DMT変調、 FMT変調などのマルチキヤリァ通信システムにおけるビットエラー率（ BER ) は、チャネル間干渉（ Inter channel Interference： ICI) による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システム、たとえば O F D M— C D M Aにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスぺクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。

本発明のターボレシーバの主な利点は、 ICIの振る舞いが、零平均ガウス分布確率変数（例えば下記文献 1で使用ざれたガウス近似）として扱われることであり、有限状態離散マルコフプロセスモデルを採用する。このような ICI モデルでは、 ICI の性質から簡易ガウス近似がより現実的であるように思われる。本発明のターポレシーバは最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシ一パでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチヤンネルの推定最大事後確率.を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチヤンネルの推定最大確率を精練する。

文献 1 ： K.S athananthan and C.Tellambura, "Probability of error calculation of OFDM system with fre quency offset" , IEEE Trans. Commun . Vol.49, No.11 , Nov. 2001， pp l 884- 1888.

背景技術

(a)周波数オフセットと ICI の関係

帯域を独立の狭帯域である複数のサブパンドに分割し、かつ、サブパンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキヤリァ通信システムにおいて、たとえば、フィルタノくンク変調、 DMT(Discrete Multitone)変調、 FMT(Filtere d Multitone)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセッ卜の選択はシンボル間干渉（ISI)とチャネル間干渉（ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。

ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングゃドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スぺクトル漏涣あるいは ICIによる BER劣化を引き起こす。

そのような BERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキヤリァ周波数間隔の 1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキヤリァ信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フュージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンポルにして一定でなく、しかも、時間により変化する高速フエージングチャネルにおいて、正しく動作しない。

ここでは DMT ベースシステムと理想白色ガウス雑音（AWGN)チャネルを想定する。又、シンボル間干渉 ISI のレベルはチャネル間干渉 ICIや他の雑音信号に比ベて無視し得るものであると想定する。簡単化するために、着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第 1 の隣接サブチャネルと上方に配置された第 2 の隣接サブチャネルのみを考える。図 1及び図 2 は周波数オフセッ卜が零の場合と（図 1)、周波数オフセッ卜が零でない場合（図 2)における、 3つのサブチヤネルの周波数応答を示す。第 1、第 2、第 3のサブチャネルに対応する中心周波数 ί ι， f 2 , ί ₃の信号は図 1、図 2において垂直矢印で示されている。図 1、図 2において、サブチャネル番号 O(cliO)は着目チャネルを示し、サブチャネル番号一 Kcli - l)は周波数スケ一ルにおいて着目チャネルより下に笸かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号 + l (cli+ l)は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。 DMT シンポルの周期を T とすると、周波数スケールは 1/Tに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの 1 単位はチャネル間隔である。図 1 に示されているように、周波数オフセット (チャネル間隔で正規化されている） αが 0 の時、図中の実線 Αと断続線 B で示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル（点線 C)の中心周波数 f₂ において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及び上方のサブチャネルの中心周波数 3 おいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセット α .が零であれば、隣接サブチャネル間に I CI は発生しない。言い換えると、周波数オフセッ卜が零であれば、それぞれのサブチャネルは直交し、 I CIは完全に存在しない。 '

しかし、周波数オフセット αが零でないと、'サブチャネルの直交性が崩れ、 I CI が発生する。図 2は DMTシステムにおいて周波数オフセット αが零でないときの各サブチャネルのスぺクトル特性を示す。隣接サブチャネルのスぺクトルは一 3dB でクロスし、最初のサイドローブはー 13dB と高い。システムモデルの複雑性をさけるために以下では 1及ぴ 2チャネル間隔離れたサブチャネル同士が干渉する場合を考える。隣接サブチャネルのスペクトルは、図 2において α 0-1 , α _α - 1； α ι ο , α — ι ο ; α。ι , α _ ιι として示される非零の相互ゲインを有することは明らかである。この表記において αの第 1ィンデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第 2インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。すなわち、 α 。は番号一 1 の下位サブチャネルからサブチャネル番号 0の着目チャネルへの漏れ伝達係数（振幅）を示し、 α - Η は番号— 1 の下位サブチャネルからサブチャネル番号 .1 の上位チャネルへの漏れ伝達係数（振幅）を示し、 Q! Olはサブチャネル番号 0 の着目サブチャネルから番号 1' の上位のサブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、 α 0- 1 は番号 0の着目サブチャネルからサブチャネル番号— 1の下位サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、 α 10 はサブチャネル番号 + 1 の上位サブチャネルから番号 0の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示す。以上のように、周波数オフセッ卜 αが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間に I CI (クロストーク）を発生する。

(b)通信システムの一般的なモデル

図 3 は周波数オフセットを有する DMT システムにおける 4つのサブチャネルの相互 I CI を示すための一般的なモデル（4 サブチャネル一モデル）である。本発明のターボレシーバによれば、 3 つのサブチャネル一モデル（図 4 参照）と比べると 4つのサブチャネル一モデルの方が DMT の低ロールオフスぺクトル特性のために大抵はト一タルシステム BERを改善することが可能である。 li , 1₂ , 1₃はサブチャネル ch- 1, chO, ch+l、ch+2の送信装置、 2 i, 2 ₂ , 2 ₃ , 2₄は各サブチヤネルの受信装置、 3 , 3 ₂ , 3 ₃ ， 3 ₄は各サブチャネルの伝送路、 4ijは番号 i のサブチャネルから番号 jのサブチャネルへの漏れ伝達係数（干渉係数） a i jをサブチャネル信号 D i にそれぞれ乗算する乗算器、 5 5 ₂ , 5 3 , 5 ₄は隣接のサブチャネルからのクロストーク（ICI)を自分のサブチャネル信号に合成する第 1 の合成部、 6 ι， 6 ₂ , 6 ₃ , 6 4は 2チャネル間隔離れたサブチャネルからのクロストーク（ICI) を自分のサブチャネル信号に合成する第 2の合成部、 7 7 _{2 )} 7 3 , 7 4はノイズ合成部である。

図 3から明らかなように下位サブチャネル ch- 1からの信号はクロストーク係数 α - 10を介して着目サブチャネル chO に漏洩し、上位サブチャネル ch+1からの信号はクロストーク係数 α 10を介して着目サブチャネルに漏洩し、更に上位サブチャネル ch+2 からの信号はクロストーク係数 α 20を介して着目サブチャネル chO に漏洩する。尚、更に下位のサプチャネル ch-2 からの信号がクロストーク係数 α -20 を介して着自サブチャネルに漏洩するが、 ch+2 からの漏洩と同様に考えられるので説明は省略する。図 3 のモデルは相互干渉のサブチャネルは上位及び下位のサブチャネルであると限定しているけれど、通信システム全体のサブチャネル数は限定しておらず 4 より大きな N 個のサブチャネルを有するマルチキャリア通信システムにも適用できる。しかしながら、かかる場合でも各サブチャネルへの干渉は、下位の 2つのサブチヤネレ及ぴ上位の 2つのサブチャネルからのみである。この場合、干渉係数は係数の違鎮を示す。サプチャネル間の周波数直交性の理由で、図 3で m(t)， n ₂ (t) , n ₃ (t) , H4(t)と表記されているノイズ成分は統計的に独立（相関無し）である。

サブチャネルが周波数ドメインに配置されているとしているが、同様のモデルは、 DMT変調方式ゃフィルタパンク変調方式などのシステムに対してのみならずその他のシステムに適用され得る。また、ディメンジョンを他の領域、例えば空間 (空間分割多重アクセス）、極性その他の領域に拡張できる。 . (c)技術的課題

図 3のモデルは ICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は、 ICIが発生しても、' 各サブチャネルの受信信号や送信情報シンポルの値（2 進数であれば符号）を正しく決定できるようにすることである。

受信装置における ICI を緩和する 1 つの可能性のある方法は、以下の文献 2で提案されている ICI キャンセルのための判定帰還ィコライザ（DFE)を採用することである。

文献 2:Viterbo and K.Fazel, " How to combat long echoe s in QFDM transmission schemes: Subchannel e qualization or more powerful channel coding/' Proc . IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp . 2069 - 2074

ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン（硬判定）の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎなレ、。これは硬判定である DFE の動作範囲を制限する。

以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、 I CI の効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、 ICI には送信シンポルについての情報が含まれているからであり、この I CI に含まれる送信シンポル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。

以上から、本発明の目的は、 ICIが存在する通信システムにおいて該 ICI を利用して BERパフォーマンスを改善することである。

本発明の別の目的は、 ICI を利用した事後確率に基づいて BER を小さくすることである。

発明の開示

本発明は、少なくとも 4つのサブチヤネルを介して信号を送受するマルチキヤリァ通信システムであり、 ① 4つのサブチヤネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、②対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、 ③着目サブチヤネル以外のサブチヤネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段、を備え、該着目サブチャネルの受信部は他のサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。 - 上記着目サブチャネルの受信部は、①クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルを介して受信したデータが 2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、 ②他 'のサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、 ③該軟判定対象値に基づいて受信データを判^する判定部を備えている。

図面の簡単な説明

図 1 は、周波数オフセッ卜が零であるときの周波数特性である。 ' 図 2は周波数オフセッ卜が零でないときの周波数特性である。

図 3 は周波数オフセットを有する DMT システムにおける 4つのサブチャネルの相互 ICIを示すための一般的なモデルである。

図 4は下位の 1サブチヤネル及び上位の 1サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が 3つの場合である。

図 5は 3サブチャネルモデルの受信装置の構成図である。

図 6は下位の 1サブチャネル及び上位の 2つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が 4 つの場合（ 4サブチャネル一モデル）である。

図 7は上位 2つのサブチャネルと下位 1つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における受信装置の第 1 の構成図で、受信装置全体のの左側の構成を示している。

図 8は上位 2つのサブチヤネルと下位 1つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における受信装置の第 2 の構成図で、受信装置全体の右側の構成を示している。

図 9は本発明のターボレシーバによる繰り返し回数に応じた着目サブチャネルのコンステレ一ション説明図である。

図 10 は本発明のターボレシ一パ及ぴ従来のマツチトフィルタベースレシーバの平均 BERパフォーマンスの特性図である。図 11は本発明のターボレシーバを採用した DMTベース通信システムの構成図である。

図 12は本発明のターボ処理機能を備えた DMT レシーバの BERパフオーマンスを示す特性図である。

発明を実施するための最良の形態

(A) 3つのサブチャネルの場合の通信システムの全体構成

図 4は下位及ぴ上位のトータル 2つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図であり、サブチャネル数が 3つの場合である。本発明は少なくとも 4 つのサブチャネルを有する通信システム（4サブチャネルーモデル）に提供するものである力 S、本発明を理解する上でサブチャネル数が 3つの通信システム（ 3サブチャネル一モデル）を最初に説明する。

図 4 の通信システムには、 3つのサブチャネル ch- 1 , chO, ch+1 を介してそれぞれ独立にデータを送信する 3つの送信装置 21,22、23、第 iサブチャネルから第 j サブチャネルへの結合係数 a y を有する多数のクロストークパス 31 、各サブチャル毎に設けられ、対応するサブチヤネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う 3つの受信装置 40, 50,60、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段 71, 72を備えている。なお、 32〜34、35〜37は ICI信号ゃノィズを合成する合成部である。

サブチャネル chOの受信装置 50は下位及ぴ上位サブチャネル ch- l,ah+l の受信装置 40、60 から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " 1 "を判定する。同様に他の受信装置も下位及ぴ上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " を判定する。

(B) 3つのサブチャネルにおける受信シンボル復調のァルゴリズム図 4に示す通信システムにおいて着目サブチャネル c )の受信機が受信シンポルを復調するアルゴリズムについて説明する。

復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネル O で受信する情報シンボルが "0" (=+1)である事後確率 P(Do=+l (t)) と、 " 1" (=一 1)である事後確率 P(Do=-l/y(t))の差を示す値 InDoを導出することである。というのは、事後確率の差 InDo を導出できれば、受信情報シンポルが" 0"であるカ '1 "であるか判定することができるからである。すなわち、着目サブチャネルの確率差 lnD₀は、受信情報シンポルが" 0"(=+1)である事後確率 P(D。=+l/y(t))と "1"(=-1)である事後確率 P(Do=-l/y(t))の差であるから、 lnDo〉 0であれば着目サブチヤネルの受信情報は" 0", lnDo< 0 であれば着目サブチャネルの受信情報は" であると判定できるからである。以上から、まず事後確率の差を示す値 iDoを導出する。

バイナリ情報（2 値情報）が隣接する 2つのサブチャネルを介して信号 S*y(t)として送信されるものとする。なお、 S*ij(t)におけるインデックス i はサブチャネル番号を示し、インデックス j はサブチャネル i における情報シンポル Diの符号 i =ー 1 , 0又は 1 ) により決定される。すなわち、

(1)

である。以後、表記を簡単にするために、式において S （t)の時間依存性を省略する。すなわち、 S*ij (t)を S*ij と表記する。

送信情報シンボル Diは統計的に独立で（相関がなく）、且つ、等分布確率変数であるとする。図 4から、下位及ぴ上位サブチャネルから ICIの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号 S*-«, S*ij と着目チャネル信号 S*ojとのクロストーク係数 αによる線形結合として表現される _c なお、クロストーク係数 aはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンポル D。力 S +1 であれば、着目チャネルの受信信号 Sj ( j =0~3 )は、下位及び上位のサブチャネルの信号 D-i, Diが +1である力、一 1であるかにより

： ^00 + - 10

—10 ' 10― 10 ' ■ ₀， D₀ = +1, —〖 = +1， D_t = -1

(2) = S, 00 ' 一 ₁₀ -S_lQ + ₁₀. ， D_Q = +1， D__x =—1， D = +1

S₃ - ^oo 一 lo " io ~^aw · D₀ = +1, D__x =—1, D_x = -1

となる。信号 Sjの〗は.信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンポル D。が一 1であれば、着目チャネルの受信信号 S〗（j=4~7 )は、下位及ぴ上位のサブチャネルの信号 D-i, Diが +1である力一 1であるかにより

s₄=- ^oo + ^α-ιο ' ^-ιο + ιο ' ιο S₃, D₀ ---l,D__l =+l,D_l=+l

s₅=- '■' '· + "—10■ 0― 10 '^10 ^: -- -1, D_! = +1, D_x = -1

(3) '°00一 <^-10 · - 10 + 10 ' 10 ⁼ - ， ₀ ： -1, D_, = -1, D, =一 1

s₇ = — SQO - "一 10 s_ ^aw "^io ⁼~S₀,D₀ ^:：一 1, £>_! = -1, =一 1

となる。

ICI の導入後は、（2)及ぴ（3)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における 8つの信号として S】（ i =0,1,2'.... 7)を使用する。（2)及ぴ（3)式における Sjのィンデックス j は信号号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボル D-i, Di及ぴ D。をペア (対）にすることにより決定さし。

以下の①、②を考慮することにより最適受信のァルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、 ①ある情報信号同士は符号が反対であり、 S*-io=— S*-ii、 S*oo=—S*oi、

であるということ、及ぴ②情報シンポルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、 S^^c^S^c^S o 及び

であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の②は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（2)、（3)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。

(4)

(2)、（3)、（4)式より、信号を受信する事後確率、換言すれば、受信信号が Sjである事後確率 P(Sj/y(t)) は、次式

(5)

により与えられる。ただし、

koは正規化因子、

j は信号番号（j=0,l,.... ,7)

y(t)は ICI を伴う信号系列 S〗とスぺクトルパワー強度 Noを有する白色ガウス雑音 ii(t)との合成信号（y(t)= Sj +n(t))、

P_apr(Sj)は受信信号 Sjの事前確率

P(y(t)/ ¾)は条件付き確率であり、受信語が y(t)であった時、送られた符号語が Sjであったという確率、

である。着目チャネルの事前確率： P_apr(Sj) (]=0,1_;.... ，7) は、（2)〜（4)式より着目サブチャネルの信号が S*OQである、または S*oiである事前確率と 2つの隣接サブチャネルにおける情報信号 S*y の事後確率の交差積として表現される。すなわち、 Do=+lの場合には、

( ） = ^-ιο) · 。） · P( ;₀)

(6) apr、"l,—丄、"一 11ノ ^J «¾;rV>"00ノ

) = PiSl, ( ) ' P( n )

となり、 Do=一 1の場合には ) = _ω ) · (^o! ) · P(S₀ )

) = P(Sl_w ) . ( ) · P(Su )

(S₆) = P(Sl_n)■ (S₀*₁) . P(S₀) ( 7)

^Ρ^ { , ) = P(Sl_n ) . P (S^ ) . Pis;, ) となる (6)〜（7)式において、： P_apr(Sj)は、着目サブチャネルにおいて番号 j の情報信号 Sj が送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率 P_apr(S*ij)はデータ癸生元の統計に依存し、最も実際的には 1/2に等しいと仮定される。確率 P(S*ij)は受信信号 S*ijの事後確率で、事前確率 P_apr(S*ij)と異なリ、又、受信側で高い信頼度で推定できるもので、 P(S*ij)« P(S*ij/y(t))である。これは、白色ガウス雑音チャネルにおいて P(S*ij)の最も良い推定であろう。この仮定により、（6)及ぴ（7)式は以下のように書き替えることができる。

(S₀) = 。 (り) · P_apr( ;₀)- P(S₀ iy{t))

尸 ) = P(Sl₁₀ /ヌ (り) · P(S / )

(§)

(&) = P(S:_U ) · ( )· P(S₀ ly{t))

) = P(S:_n /y(t)) · P (S;₀) · P(S:, ly{t))

(S ) = P(Sl₁₀ ly{t)) . (Sl . P(S;₀ の)

(S ) = P(S:_W ly{y)) · (¾) . P(S_U* I y{t))

(S₆ ) = P(S:_n I y(t)) . (S_m* ) . P(S;_e I y(t)) (9)

^Papr ( ） = P(S:_n /； )■ (^l) · P(Su )）あるいは、情報信号 S*ijと送信情報信号 Di((l)式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（6)及び（7)式において P(S*ij) = P(Di =j/y(t))と置き換えることができ. (6)及'ぴ（7)式は次式で表現される。なお、 P(S*ij)は第 iサブチャネル信号 Diが； jである確率である。

Papr (^o ) = P{D__X =+ll y(t)) - P (^oo ) - (A =+1 )）

P_apr(S₁) = P(D__l =+\/y(t))-P_apr{S;₀)-P(D₁ =-liy(t))

(10)

P_aPr(S₃) = P(D_₁=-l/y(t))-P_apr(S_∞)-P(D₁ =-l/y(t))

P_apr(S₁) = P(D_₁—l/y(t))-P_apr(S;_i)-P{D_l =-Vy(t))

(10)及ぴ（11)式において、着目サブチャネルにおける受信信号 Sj の事前確率 P_apr(Sj) (； j=0,l,2,.... ,7)は、情報信号 S*ijの送信事前確率 P_apr(S*ij)と下位及び上位の隣接チャネルで受信した情報シンボル D iが +1又は _1である事後確率との交差チャネル積で表現される。

本発明のターボレシーバ（最尤レシーバ）において、着目サブチャネルの受信情報シンボル D。の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル（番号 0)の受信情報シンボル D。が +1 である確率 P(D。=+ l/y(t))と、 D。がー 1 である確率 P(D。=— l/y(t))をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボル DQの符号を决定する。

着目サブチャネルの受信情報シンポル D。が j となる事後確率 P(D。 =j/y(t))は、 Doが jである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率 P(Do=+ 1/y (t))は着目サブチャネルの受信情報シンポル D。が " 0" (=+ 1)となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、（1)、（2)式より、着目サブチャネルで" 0" (=+ 1)の情報シンポルを送信する信号は So〜 S ₃であるから、着目サブチャネルの受信情報シンポル DQが " 0" (=+1)となる事後確率 P(Do=+l/y(t))は、信号 So〜 S ₃を受信する事後確率の和となり (12a)式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボル D。力 " 0 "(=— 1)となる事後確率 P(Do=— l/y(t))は（12b)式で求めることができる。

「Ρ(£)₀ = +1/γ( ) = k - [P(S_Q ly(t)) + P{S, I y(t)) + P(S₂ /ヌ (,)) + P(S₃1 y{t))} ひ² し尸 (1)。 = -l/y(t)) = k , [P(S₄ ly{t)) + P(S₅ /ヌ ) + P(S₆ (り) ₊尸 ( /ァ )] zh)

(12a)に（5)式を適用すると（ただし ko=l とする）、（13)式 P(D₀ =+l/y(t)) =

= ^k · r ( ) · P(y(t) /S₀) + (S, ) - P(y(t) I S_x ) +

(13)

+ k■ [ (¾) · P(y(t)/ ₂) + ( ) - P(y(t)/S₃)} となり、更に、（12b)に（5)式を適用すると（ただし k。=lとする）、（14)式

P(D₀ = -

= k - · P( (t)/S₄) + P^iS,) - P(y(t)/S₅)] +

+ k-[P_apr(S₆)-P(y(i)/S₆) + P_apr(S₁)-P(y(t)/S₁)} (14) となる。（13)、（14)式に（10)、（11)式を代入し、簡単化のために、 P(Di=±l/y(t))の y(t) を省略すると（すなわち、 P(Di=±l/y(t)) = P(Di=±l)とすると）、（15)、（16)式が得られる。

更に、（15)式を変形すると、（17a), (17b)式が得られる

P(D₀ =+Vy(t)) = た- ( *o)'

同様に、（16)式を変形すると（18a), (18b)式が得られる

P{D₀ =-\ly{t)) =

—P D一 i =+l)-P(D_l =+l)-P(y(i)/S₄) + P(D_₁ =+l)-P(D_l = -ϊ)■ P(y(i) / S ₅) + _+P(D__l =-l)-P(D_l =+l)-P(y(t)/S₆) + P(D__l =-l)-P(D_l =-l)-P(y(t)/S₁) ζ

P(D₀ =-l/y(i)) =

-ι =+V)-{P(D₁ =+l)-P(y(t)/S₄) + P(D₁ =-l)-P(y(t)/S₅)}+

た- ( ）' _+P(D_₁ =-l)-{P(D_l =+Y)-P(y(t)/S₆) + P(D_l =-l)-P(y(i)/S₇)} (/2 b)

以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボル D。力 S"0"(=+1)、 "Γ(=— 1)となる事後確率 P(Do=+l/y(t))、P(Do=— l/y(t))が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（+1又は一1)を決定できる。

• 大小比較による判定

着目サブチャネルの情報シンポル D。が +1であるカ一 1であるかは、まず、 ~^D° ⁼ +¹ を演算し、しかる後、（19a)、（19b)式により判定する。すなわち、 P(D₀=-l/v( )

であれば Do= + 1 と判定し、 < 1 (19b)

P( =-i/X )

であれば Do=— 1であると判定する。

• 対数の差による判定

着目サブチャネルの情報シンボル Doが + 1 である力 — 1であるかは、まず、 In =+1/ (り）— In Ρ(Ζ)₀ =— 1/ァ (t))を演算し（Inは eを底とする対数）、しかる後、その Ιξ負により判定する。すなわち、

In P(P₀ =+l/_y(t))— ln P(D₀ = -l/j(t)) > 0 (19c)

であれば Do=+ 1 と判定し、

In P(D₀ =+1/ (t))一 In P(D_Q =一 1 / y(t))く 0 (l9d)

であれば D。=— 1 であると判定する。

さて、送信シンボル Doが統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。

1¹ apr ( 一 10 ) ^{= ±} apr (^00 ) ^{= 1} _apr (^+10 ) = .

1 (s:_u)= ( )= (s_+u)=x (

(20)式より、（17b)式及び（18b)式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、（17b), (18b)式は（21), (22)式のようになる。

'P{D__X = +1) ' {P( = +1) · P(y(t) /S₄) + P(A =—1) · P(y(t) I S₅ )}+

Ρ(Ώ_ΰ =-\/ν(ί)) = (22)

,+ φ-! =-1)·{Ρ(Α =+l)。P ( (f)/ +尸 (A =- 1)·尸 ( )/ )).」

ここで、次式

In (e^x +e^Y) = +ln 2 + ln cosh( ) (a)

ノ 2 、 2 の代数同一性を考慮して（21)、（22)式を変形すると以下の（23)、（24)

ln (D₀ =+l/X ) =

lnP(D₀ =-l/y(t)) =

となるで、以下の（25)、（26)式

In (D₀ = +1 / ^( ) = ^-^ - + In 2 + In cosh ^{Λ B}

(25)

C + £> C - D、

lnJ% ₀ =-l ): + In 2 + In cosh- (26)

2 ,

を採用すると、 A, B , C , Dは以下のようになる。

A B C

D

(25)、（26)式を（19c)、（19d)式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式

A + B C + D , , \ ~Β\ T_「C一 D，

lnD₀ = + m cosn<! J- -In coshs

2 2 (27) となる。（⁵)式より得られる P(y iS = exp{ S. fdt }の関係、並びに

)式を考慮することにより、（2 式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、

— lnP(Di=— l)である。

A+B C+D

2

(り ί + ■S₂{t)dt + ■S,{t)dt +

2 Ε_ΰ~Ε_λ

+ lncosli-]_j¾ lnZ)₁ +—— ■S₀(t)dt- ■S_x(t)dt ί つ. E_n—E,

一 In cosh lnDj +—— ■s₀(t)dt- 、- S^dt +——— ^Li-!> + (28)

. N„

以上において、

— lnP(Di=— l/y(t))は、第 i サブチャネルで送信された信号 Diが +1である力、一 1であるかの事後確率の対数差（第 i サプチ τ ャネルの軟判定値）である。また、信号 Sj (t)のエネルギーを Ejとし、 E产 \S²fi)^dt とする。また、また、（27)式の (A-B) C一 D)は次式のようになる。 A-B =

C- D =

2

■ S₀(t)dt + jy(t) · S dt一 jy(t) · S₂(t)di - ■S₃{t)dt + -

N_n

ただし、 -

A_∑ _ E₀ + E_l + E₂ +E₃

(31) である。（27)〜（30)式は ICI を伴ったバイナリー信号の最適なレシーバ構造を定義する。（27)〜（30)式から判るように、あるサブチャネルの送信情報シンボル D の符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。（27)〜（30)式の判定ルールにおいて、 In D _ i , In D + ₁はそれぞれ、下位サブチャネル（clr l)及ぴ上位サブチャネル（ctL+1)における情報シンポルが +1である事後確率と、一 1である事後確率の対数差を表わしている。全ての計算は直列的であるので、着目サブサブチヤネルのデータ処理中、繰り返し計算により隣接サブチャネルから最新の事後確率を利用することができる。 ·

以上から、（27)〜（30)式より軟判定対象値である InD Qを演算し、しかる後、軟判定対象値 InD。の正負により着目サブチヤネルの受信シンポルの" 0"、" 1"を判定するようにアルゴリズムを作成する。

( C ) 受信装置の構成

図 5 は 3サブチャネルモデルの受信装置、すなわち、 ICIを利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図であり、着目サブチヤネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のァルゴリズムを実行する構成を備えている。

着—自サブチャネルの受信装置 50は、大きく分けると相関ュニット（マッチトフィルでも良い） 51、他チャネル判定結果作用部 52、第 1、第 2 の非線形ュニット 53,54、シンボル判定部 55を備えている。

相関ュニット 51の乗算器 51a及び積分器 51bは、判定式である（28)〜（30)式のはを演る。

加算部 51 i は積分器 51b, 51d の積分出力を加算し、減算器 51jは積分器 51b, 51d の積分出力を減算し、加算部 51kは積分器 51f,511i の積分出力を加算し、減算器 51mは積分器 51f,51hの積分出力を減算する。また、加算部 51ηは加算部 51 i ,51k の出力を加算して（28)式の右辺第 1項 JV + y(t)S₃ (t)dt

を出力する。また、減算部 51 pは加算部 51 i ,51kの出力を減算して dt

を出力する。除算部 51q,51rは入力信号を 1/ 2にして出力する。

他チャネル判定結果作用部 52は加算器 52a 52cを備え、それぞれ lnD _{+ 1} + (t)dt

lnD _{+ 1} +— Jv(t)5₂ (t)dt -—{ /)¾ (t)dl lnD _ _x + j- y{t)S,{t)dt-r

を演算する。

第 1の非線形ュニット 53は（28)式の右辺第 2〜第 5項の In coshの演算を行う部分であり、第 1、第 2 の非線形部 53a,53b を有している。第 1非線形部 53a の加算部 71a, 71bはそれぞれ（28)式の右辺第 2、第 3項の { }内の演算をそれぞれ行う。但し、（Eo— Ει)/Νο= ΔΕιとしている。 In cosh演算部 71c,71dはそれぞれ（28)式の右辺第 2、第 3項の演算を行い、減算器 71eは In cos 演算部 71cの演算結果から In cosh演算部 71dの演算結果を減算して出力する。

又、第 2非線形部 53bの加算部 71a',71b'はそれぞれ（28)式の右辺第 4、第 5項の { } 内の演算をそれぞれ行う。伹し、（E₂— Ε₃)/Ν。= ΔΕ₂ としている。 In cosh 演算部 71c',71d'はそれぞれ（28)式の右辺第 4、第 5 項の演算を行い、減算器 71e' は In cosh演算部 71c'の演算結果から In cos 演算部 71d'の演算結果を減算して出力する。 .

又、加算部 53cは加算器 71e,71e'の出力を合成し、除算部 53dは合成信号を 1/2 して（28)式の右辺第 2〜第 5項の演算結果を出力する。

第 2の非線形ュニット 54は（29)、（30)式の右辺第 1〜第 3項の演算を行う部分である。加算部 54a,54bはそれぞれ（29)、（30)式の右辺第 1項の演算を行い、加算部 54c,54dはそれぞれ（29)、（30)式の右辺第 2項、第 3項の演算を行い、加算部 54e,54f はそれぞれ（29)、（30)式の右辺の演算を行い、 In cosh演算部 54g，541i はそれぞれ In cosh^— ^ ， In cosh^— の演算を行い、減算部 54 i は In cosh

.2 2

>\ r _

演算部 54g,541iの出力の差を演算して In cosh^— - In cosh を出力する。

ム 2^

シンボル判定部 55の加算器 55aは、相関ュニット 51の除算部 51rの出力信号と非線形ュニッ卜 53 の出力信号を加算して^^-^ "^を出力し、加算部 55b

2 2

は（27)式の InDo (軟判定対象値）を発生する。判定部 55cは lnD。の正負を判定し、正であれば受信シンポル,は" 0"と判定し、負であれば" 1 "であると判定する。又、シンボル判定部 55 は（27)式の演算結果（軟判定対象値） biD。を下位及び上位の隣接するサブチャネルの受信部 40,60の他チャネル判定結果作用部へフィ一ドパックする。 '

(D) 4サプチャネルを有する本発明の通信システムの全体の構成例

図 6 は下位の 1つのサブチャネル及ぴ上位の ²つのサブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する通信システムの全体構成図'であり、 4つのサブチヤネル ch- 1, chO, cli+l、cli+2 を介してそれぞれ独立にデータを送信する 4つの送信装置 121, 122、 123, 124, 第 iサブチャネルから第 j サブチャネルへの結合係数 a ijを有する多数のクロストークパス 131 、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う 4つの受信装置 150, 160, 170, 180，各受信装置の軟判定対象値を着目チャネル chO の受信装置 160に入力する手段 191, 192を備えている。なお、他の受信装置に入力する手段の図示は省略しているが、受信装置 160 と同様に考えることができる。 132〜 139, 140- 143は ICI信号やノィズを合成する合成部である。

サブチャネル chOの受信装置 160は下位及び上位サブチヤネル cli- l,cli+l、cli+2 の受信装置 150, 170, 180 から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " 1 "を判定する。同様に他の受信装置も下位及ぴ上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " 1 "を判定する。

( E ) 4つのサブチャネルにおける受信シンポル復調のアルゴリズム図 6 に示す通信システムにおいて着目サブチャネル chOの受信機が受信シンポルを復調するァルゴリズムについて説明する。 ·

復調アルゴリズムの原理は、 3 サブチャネル一モデルの場合と同様に着目サブチャネル chO で受信する情報シンポルが" 0" (=+1)である事後確率 P(Do=+l/y(t)) と、 " Γ' (=— 1)である事後確率 P(Do=- l/y(t))の差を示す値 lnD₀を導出することである。着目サブチャネルの確率差 InD。は、受信情報シンポルが" 0" (=+1)である事後確率 P(Do=+l/y(t))と " 1" (=- 1)である事後確率 P(Do=- l/y(t))の差であるから、 lnDo > 0であれば着目サブチャネルの受信情報は" 0", lnD₀く 0であれば着目サブチャネルの受信情報は " 1 "であると判定できる。

バイナリ情報（2 値情報）が隣接する 2つのサブチャネルを介して信号 S*ij (t)として送信されるものとする。なお、 S (t)におけるインデックス i はサブチヤネル番号を示し、インデックス j はサブチャネル i における情報シンボル Diの符号 ( i =- 1 , 0又は 1 ) により決定される。すなわち、

Di= + 1ならば i=0

1

である。以後、表記を簡単にするために、式において S* (t)の時間依存性を省略する。すなわち、 S*y (t)を S*ij と表記する。

図 6から、下位及ぴ上位サブチャネルから ICI の影響を受けた着目サブチヤネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号 S*- ， S*ij, S*_2j と着目チャネル信号 S*0j とのクロストーク係数 αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数 0：はクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボル D。が +1であれば、着目チャネルの受信信号 Si ( j =0~7)は、下位及ぴ上位のサブチャネルの信号 D-i, Di， D₂が +1である力 >、一 1であるかにより = ₀ + 一 10 · i。 + i。 . 。 + c¾ - 。， ^Do = +1 -D-i = +1, = +l-D₂ = +1 S_t = S_0Q + α_₁₀. 。 + a_w · S_w― ₂₀. S₂₀ , D。 = +l_s D__x = +1, D_x = +1, ₂ =— 1 S₂ = S ^J ₀o₀o + a__w . __l0 -a₁₀ · (S₀ + ₂₀ - S₂₀, D。 = +1, D__Y― +1, D₁ =—\,D₂― +1

- _1C '

4 = 00 ■a -10 ■S + 10. ^10 + «20 · ^S20^ ^D。 = + ^D-l =一¹, A +l,D₂ = +1

S₅ = ^oo—"-io ^-10 + 10 *^io ~^a 20 D₀ =+!·,!)_, -\,D_X = +l,D₂

^6 - °00一 -W " ^-10一 ! 0 ' ^10 + ^a20 ' ^ 0' D。 = +1, D_ 一 1，A ¾=+i

=s_t 00 ■ 一 w ' S一ー（32) となる。信号 Sj の j は信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンポル D。が一 1であれば、着目チャネルの受信信号 Sj (]·=8~15)は、下位及ぴ上位のサブチヤ信号 D-i, Di, D₂が +1であるカー 1であるかにより

=— oo + — 1。 ' 10 + «io · + 20 · 20, D。 = - 1, D一 = +1， D_x = +1, D₂ = +1 =一 oo + α_ιο · ^-ιο + lo · S_l0一 α_2ΰ . o_20? D₀ = -I, D__x = +1, D_x = +1,D₂ = -1 = - ₀₀ +a'_₁₀.¾。 -a_lo-S₁ ^e ₀ + a₂₀-S₀, D₀ = -1, D__x =+l,D_x =-l,D₂ =+l

S、 = So'o + «-io ·. i。 ― ι。 · ― Λ'₂ο . ^20= ) = -!= ^D~i = +1 = = -1

12 = - o一 - lo . ^S io + lo . S_w' + ₂₀. ,^*₀, D₀ = -1, D_! = -X D_l = +1,D₂ = +1

13 = -^oo― — 1。 . i。 + ,。 · 一 ₂₀ · S₂*₀, D₀ =—1， D__x =—1, D₁ = +1,D₂ =一 1

= ~^So― —lo · ^-ιο - «io . ^Sw + ¾) · *o , ^Do = -¹， -D-i = -1, = ~1,D₂ = +1 = - 。。― "一 10 · : i。 - !。 ' - "₂₀ · , D₀ = -I, Ό_ = -1, Ό = -1,D₂ = - 1

(33) となる。

ICI の導入後は、（32)及ぴ（33)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における 16 個の信号として Sj ( i =0,1,2,. · .. 15)を使用する。（32)及び（33)式における Sj のィンデックス j は信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボル D-i， Di, D₂及び D oをペア（対）にすることにより決定される。

以下の①、②を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、 ①ある情報信号同士は符号が反対であり、 S*-io=— S*-u、

S*-20=— S*21であるということ、及ぴ②情報シンポルの送信のために下位、上位及ぴ着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、

S*21であるということ、を考慮することにより、最適受信のァルゴリズムを更に発展することができる。後者の②は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチヤネルにおける（32)、（33)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。

¾0=^— O 15, 01=— 14, 0 =— ) 13, 53 =— 12

以後、 3サブチャネルのモデルと同様に考えることができる。すなわち、 3サブチャネル一モデルの場合と同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボル Do が" 0"(=+1)、 "Γ(=— 1)となる事後確率 P(Do=+ l/y(t))、 P(Do=— l/y(t))を求める。これが求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（logaritlina) の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（+1 又は一 1)を決定できる。すなわち、着目サブチャネルの情報シンポル D。が +1であるカ一 1であるかは、まず P(D₀ =+i/y(t))を演算して 1 と比較し、ι より大きければ D₀= + 1 と判定 P(D₀ =-l/y(t)) し、 1 より小さければ、 Do = — 1 であると判定する。あるレヽは、 In P(D₀ = +l/y(t))-]n P{D₀ = -l/y(t))を演算し、しかる後、その正負により判定する。すなわち、正であれば Do= + 1 と判定し、負であれば Do==— 1であると判定する。なお、 y(t)は IGI を伴う信号系列 Sj とスぺクトルパワー強度 N。を有する白色ガウス雑音 n(t)との合成信号（y(t)= S j +ii(t)) である。

4サブチャネルモデルでは、

In P( 。 =+1/ y(t)) = + In 2 + In cosh (^― ^-) (35)

Z 2

In P(D₀ =-1/ y(t)) = + In 2 + In cosh{^^} (36) ここで、 a , b , c， dは次式に示す通りである

In P{D =+l)-ln (D₁ =-l)+ 一

+ ln2 +ln cosh + HP(D₂ =+l)-P(y(t)/S₄) + P(D₂ =-l)-P(y(t)/S₅)}- -\n{P(D₂ ^+l)-P(y(t)/S₆) + P(D₂ = -I)■ P(y(t)/ S₇)} (38) n ( =+l) + ln( (D₂ = +1)-P(y(t)/ S_t) + P(D₂ = -\).P(y(t)/S₉) +) c = nP{D_ =+l) + 0.5 ■ +

/S_l0) + P(D₂ =-l).P(y(t)/S_u)

· '

÷ In 2 + り/ S₉)}一

.P{ (t)/S_u)}^ l j ⁺

最終的に、（35), (36)式を用いて IHDQは次式

, ^ a + b c + d . , ,α-Ζ> <^c~^d\

1ηΖ)_η = + In cosh { V- m cosn{ } (41)

⁰ 2 2 2 2

で与えられる。

(F) 本癸明の受信装置

図 7、図 8は上位 2つのサブチャネルと下位 1つのサブチャネルからのクロストークが存在する場合における本発明の着目サブチャネルの受信装置構成図で、一点鎮線より分割して示しており、（41)式の右辺の演算を実現する。図 7は受信装置全体の左側の構成を、図 8は同右側の構成を示している。図 7、図 8の受信装置を着目チャネル chOの受信装置とすれば、チャネル cli+l、cli+2 よりクロストークを受ける 3サブチャネル一モデルの受信装置と、チャネル ch-1 よりクロストークを受ける 2サブチャネル—モデルの受信装置を結合した構成となり、 (41)式は図中、ポイント P1,P2,P3における値の和となる。

着目サブチャネルの受信装置 160 は、大きく分けると相関ュニット 161、第 1〜第 3 演算部 162〜164、合成部 165、判定部 1 66 を有している。図中、 j" Jtは 1) - lnP (Di= - l)

は、第 i サブチャネル（ i = -l, + l_; + 2) で送信された信号 Diが +1であるカ一

1 であるかの事後確率の対数差（第 iサブチャネルの軟判定値）である。また、信 τ

号 (t)のエネルギーを Ejとし、 Ej= ]" ²(り *とする。また、

+ 一 ₂— ₃ _A∑^E_±±E₁-E₁-E₁

ΔΣ

^∑1一 No , ^∑2 N₀ _Δ∑ _E₀+E, +E₂ +E₃ -E, ~E₅ -E₆ -E₇

∑一 N₀

Ε₆-Ε_Ί

No Ν_ΰ Ν₀

である。相関ュニット i は、 ⁽ 。 ⁽り^〜 j^w りを演算する演算部 ⁽乗算

NO o 0 o 器及ぴ積分器）、 ]" (り（り^〜^"]*ァ(り^ *をそれぞれ3₀ ^/ 〜S/ と表現す

N。 ₀ No o

るとき、 So.' + S ， So' — S i, , S 2' +S s' , S 2' - S ₃' , ……， ∑ Sj' (j=0~7)を演算する加減算回路で構成されている。

第 1演算部 162は図 5の一点鎖線で囲んだ構成と同一の構成を備え、信号 S o(t) 〜 S ₇(t)のうち信号 S ο(1；)〜 S ₃(t)について（28)式の右辺第 2項〜第 5項、（29)式、 (30)式の演¾を行う。なお、合成部 165の加算部 165aで（28)式の右辺第 1項（= So' +S ι' +S +S ₃' ) が加算され、（29)式の演算が完了する。

第 2演算部 163は図 5の一点鎮線で囲んだ構成と同一の構成を備え、信号 S o(t) 〜 S ₇(t)のうち信号 S 4(1：)〜 S ₇(t)について、（28)式の右辺第 2項〜第 5項、（29)式、 (30)式の演算を行う。ただし、（28)式、（29)式、（30)式において S ₀(1；)〜 S ₃ (t)を S 4(t)〜 S 7(t)と変更する。また、合成部 165の加算部 165aで（28)式の右辺第 1項（= S A' +S ₅' +S ₆ + S ₇' ) が加算され、（29)式の演算が完了する。

合成部 165は、信号 S。（1；)〜 S 3(t)についての（27)式の右辺の演算結果

^ + ρ —B C— D

+ In coshf - In coshj } (42)

2 2 2 2

と、信号 S 4(t)〜 S 7(t)についての（27)式の右辺の演算結果

A' + B' C' + D' , ₍C'-D

+ , , ₍Α'-Β

In coshj ト , In cosni } (43)

2 2 2 2

を合成すると共に、合成結果（図中 P1のボイン卜の値）に第 3演算部 164の演算結杲を加えて（41)式の lnD。として判定部 166に入力する。

第 3演算部 164は、下位サブチャネル chrlの軟判定データ lnD_iに基づいて演算結果を補正し、補正結果に所定の演算処理を施して合成部 165に入力する。信号 S o(t)〜 S₃(t)のときの（28)式第 1項〜第 5項の値を①〜⑤と表現し、信号 S ₄(1)〜 S ₇(t)のときの（28)式第 1項〜第 5項の値を①' 〜⑤ ' と表現し、軟判定データ In D— 1作用部 164aの出力を⑥と表現すれば、ポイント P2の値は、

In cosh(l/2)- [{ (② +④ー②' ー④' ） /2+⑥ー Δ Σ _Σ} +

In cosh{(A-B)/2}-ln coshiiA' -Β' )/2}] (44) となる。また、ポイント Ρ3の値は、

In cosh(l/2)- [{ (③' +⑤' 一③一⑤） /2+⑥ + Δ Σ _Σ} +

ln coshKC -D' )/2}-ln cosh{(C- D )/2}] (45) となる。従ってシンボル判定部 166にはボイント P1.P2.P3の値を合成した InDo (軟判定対象値）、すなわち、（41)式で与えられる InDo (軟判定対象値）が入力される。なお、

InD 0 =(42) + (43)+(44)+(45)

である。

シンポル判定部 166は、この lnD。（軟判定対象値）の正負を判定し、正であれば受信シンボルは" 0"と判定し、負であれば" 1"であると判定する。又、シンボル判定部 166は、 InDo (軟判定対象値）を下位及び上位のサブチャネルの受信部 150, 170, 180の判定結果作用部へフィ一ドバックする。

以上、要約すれば、少なくとも 4つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキヤリァ通信システムにおいて、着目'サブチャネル chO の受信装置は、着目サブチャネル以外のサブチャネルにおける軟判定対象値 InD+i, InD+s, InD-iを用いて、自身の軟判定対象値 1 n D Qを調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。

(G) ターボデコーダとの類似性

上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。

文献： .M.C. Valeniti and B.D. Woemer, "Variable latency turbo codes for wireless multimedia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics., Brest, France, Sept. 1997, pp216-219. • ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチヤネルから導き出された情報が、非線形処理後に、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、又に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定（硬判定）の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、 ICIキャンセルのために Viterbo and Fazelが既出の文献 2で提案した判定帰還ィコライザに類似する。ここでは、ハードビッ卜判定は繰り返しの最後でのみ実施される。

これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、 ICI の存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定（あるいは決定の信頼性）を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。 .

繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、 1回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、デ一タが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、

P(D₊₂=+ l) = l/2, P(D+₂=- 1) = 1/2

と設定することができる。この設定はべス卜の設定である。それゆえ、第 1ステツプにおいて、下位サブチャネル ch- 1 における事後確率の差 InD-iは零であるとする。上位サブチャネル cli+l,ch+2 も同様に考えることにより、事後確率の差 liiD+i

0 として（35)〜（36)式、（41)式を計算することにより、未知であった hiDo の最初の推定を得ることができる。同様に、本発明のァルゴリズムによれば、 N サブチャネル通信システムにおいて、最初の繰り返し中、下位サブチャネルは lnD-2

として liiD-iを演算し、上位サブチヤネルは lnD₃=lnD₂ = lnD_o=0として lnDiを演算する。第 2ステップでは、着目サブチャネルの新たな事後確率の推定値を演算するために、前ステップで得られている lnD-i、 lnDu lnD₂を判定式（35；)〜（36)、（41) に適用する。これにより、 1 つのサブチャネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用'される。

図 9 は N=64 の通信システムにおける着目サブチャネルのコレステレーションであり、異なる繰り返し回数の後で S/N比 =20 d B の QPSK変調を行った場合である。尚、交差チャネル漏れ係数は α -10=0.25、 a; 10=0.15、 α 20 = 0.075 であるとする。（Α〉は QPSK変調した原データ、（Β) は ICIにより劣化した信号、（C)は S/N 比 20 d Bの受信信号、（D) は本発明による 1回繰り返し後の受信データ、（E)は本発明による 2回繰り返し後の受信データのコレステレーシヨンである。

これより、本発明によれば、コレステレーションのパラツキが小さくなり、 BER が改善されて小さくなつていることが判る。また、くり返し回数を多くすればコレステレーシヨンのパラツキが更に小さくなり、 BER が更に改善されることが判る。

(H) ノイズィミュニティとシミューレーシヨン結果

本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、本発明レシーバと古典的なマッチトフレタレシーバに対してコンピュータシミユーレーションを行った _c 図 10は α -io=0.25、 a io=0.15、 a ₂o=0.075 の場合における本発明レシーバ及ぴマツチトフィルタレシーバにおける平均 BERパフォーマンスを、 2Eb/No の関数として示している（シミューレーシヨン結果 A〜Dを参照）。 Eb/Noは、 1 ビット当たりの背景雑音電力スぺクトル強度 N。に対する平均受信信号エネルギー Ebの比である。また、参考として、 a -io= α

の ICI が存在しない場合における本発明のレシーバ、（マッチトフレタレシーバに相当）のシミューレーシヨン結果 Ε を図 9 に表示する。更に参考として、（46)式の公式を使って計算したマツチトフィルタレシーバの ICI が存在しない時の BER シミューレーション結果 Fを表示する。 P_err = - · 0.5 .駕 (46)

2 ^∞r - ただし、 erfc(x、 = l -erf(x) = -i= ο~' dt である

- π ί

コンピュータシミレーションにより得られた BER パフォーマンスと（46) 式で計算された BERパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図 10のプロットから明らかなように I CI が存在しななければ、本発明レシーバの BER は、従来のマッチトフィルタベースレシーバの（46)式で得られた BER と差異がない。尚、後者の BERは図 10で" Reference" ( E ) として示している。又、 ICIが存在する場合（ a _Oi=0.25 , α 0-1=0.15, a ₂o=0.075 の場合）、非線形処理をしない従来のデバイス（繰り返し 1回、特性 A ) は本発明のレシーバより性能が劣っており、特に高い Eb/Noにおいて顕著であることがシミレーション結果より判る。

( I ) DMTシステムへの適用

本発明のターボレシーバの応用として DMT ベース通信システムを考える。図 11はかかるターボレシーバを採用した DMTベース通信システムの構成図であり、周知の DMT通信システムにおける受信機の FFT部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。。

図 11 の通信システムにおいて、直列並列変換器（S/P)201 の後でデータレート R(bits/sec:bps)の入力ビットストリ一ムは、新レート R/N(bps)で N個の並列サブチャネル転送される。 Nポイント IFFT 202は、 N並列データを結合して 1揃えのリアルタイム領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器 (P/S)203において、これら Nサンプルは直列フォーマットに変換された後、連続してディジタルアナ口グ変換器 (DAC) 204 に入力される。 DAC 出力側のローパスフィルタ (LPF)205の出力信号は連続時間 DMT信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信 DMT信号は、白色ガウス雑音 n(t)により劣化し、 DMT レシーバ 300に送られる。受信機は送信機と逆の機能を実行する。 FFT 301 は、各サブチャネルで送られた信号に対して Nマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。ターボ 302I 302Nは本発明のターポアルゴリズムに基づいたサブチャネル処理を行い、これにより周波数オフセットが存在しても BERを改善する。尚、 303は ADコンパータ、 304 はシリアルパラレル変換器、 305 はパラレルシリアル変換器である。

図 12は従来の DMTベースレシーバの B ERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え， 3回及び 6回ターボ繰り返しを行う DMT レシーパの BERノフォーマンスを示す。但し、図 12 は N=64の場合で、 BERパフオーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットをパラメータとして、 2Eb/No に対して示されており、本発明の BER 特性 Β,Β ' ( ICI - 4 Model) には' 'Propo se d"力 S付されている。

図 12 より、周波数オフセットが小さい程、 BER 特性は良好になり、また、本発明" I CI - 4 Mo delの方が従来装置より BER特性が良好なことが判る。また、提案済みの" ICI - 3 Model "の場合（特性 A， Α ' )より 2dB の改善が得られている。

以上、マルチキャリア通信システムにおいて、隣接サプチャネルにおける I CI の効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフォーマンスは隣接サブチャネルの結令が增大するに連れて、あるいは周波数オフセッ卜が増加するに連れて、急速に劣化する。これに対し、本発明は推定事後確率に基づいたレシーバであり、各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、繰り返し、隣接サブチャネルのレシーパにより導かれた情. 報を使って推定された事後確率を精練する。このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチ卜フィルタレシーバに比べて BER パフォーマンスをかなり改善することができる。これは本発明のターポアルゴリズムの非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接サブチャネルで得られた情報を利用するからである。最も大きな BERの改善は、 I CIがガウスノィズを支配する高 S/N比ェリァにおいて生じる。シミユーレーション結果によれば、本発明のターボレシーバは I CI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。

Claims

請求の範囲

1 . 少なくとも 4つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキヤリァ通信システムにおいて、

4つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行ぅ各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、

着目サブチャネル以外の 3つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を着目サブチャネルの受信部に入力する手段、

を備え、該着目サブチャネルの受信部は他のサブチヤネノレの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、

ことを特徴とする通信システム。

2 . 前記着目サブチャネルの受信部は、

クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが 2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、

着目サブチャネル以外の 3つのサブチャネルの'受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

3 . 前記着目サブチャネルの受信部は、

4つのサブチャネル信号で伝送された 4つのデータのうち、着目 mサブチヤネルを除く 3 つのサブチャネルのデータについて、全てのデータが同じ組み合せ及ぴ少なくとも 1つのデータが異なるとした場合におけるト一タル 8つの組み合せのそれぞれにおいて、着目サブチヤネル以外の他の 3つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1〜第 8基準信号を作成する手段、

該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する 8つの相関手段、

各相関器出力と着目サブチャネル以外の 3つのサブチャネルの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を発生する手段、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

4 . 前記受信装置を、 DMT通信システムを構成する FFTの後段に設けたことを特徴とする請求項 3記載のマルチキャリア通信システム。

5 . 少なくとも 4つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキヤリァ通信システムにおける受信装置において、

チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが 2 値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、他の 3 つのサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定 ¾象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、

該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、

を備えたことを特徴とする受信装置。

6 . 前記軟判定対象値出力手段は、

4つのサブチャネル信号で伝送された 4つのデータのうち、 3つのデータについて、全てのデータが同じ組み合せ及ぴ少なくとも 1 つのデータが異なるとした場合におけるトータル 8つの組み合せのそれぞれにおいて、着目サブチャネル以外の他の 3つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1〜第 8基準信号を作成する手段、

を備えたことを特徴とする請求項 5記載の受信装置。