JP3934650B2 - マルチキャリア通信システム及びその受信装置 - Google Patents
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Description
・技術分野
本発明はマルチキャリア通信システム及びその受信装置に係わり、特に、着目チャネルと上下2つの隣接サブチャネル間の干渉（ICI）を利用したマルチキャリア通信システム及びその受信装置に関する。
フィルタバンク変調、DMT変調、FMT変調などのマルチキャリア通信システムにおけるビットエラー率（BER）は、チャネル間干渉（Inter channel Interference：ICI）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システムにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。
本発明のターボレシーバはICIを利用した最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャネルの推定最大確率を精練する。
文献１： K.Sathananthan and C.Tellambura, "Probability of error calculation of OFDM system with frequency offset"，IEEE Trans. Commun. Vol.49, No.11, Nov. 2001, pp1884-1888.
・背景技術
(a)周波数オフセットとICIの関係
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、たとえば、フィルタバンク変調、DMT(Discrete Multitone)変調、FMT(Filtered Multitone)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択はシンボル間干渉(ISI)とチャネル間干渉(ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはICIによるBER劣化を引き起こす。
そのようなBERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
ここではDMTべースシステムと理想白色ガウス雑音チャネルを想定する。又、シンボル間干渉ISIのレベルはチャネル間干渉ICIや他の雑音信号に比べて無視し得るものであると想定する。簡単化するために、着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第1の隣接サブチャネルと上方に配置された第2の隣接サブチャネルのみを考える。図１及び図2は周波数オフセットが零の場合と(図1)、周波数オフセットが零でない場合(図2)における、３つのサブチャネルの周波数応答を示す。第1、第2、第3のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ1，ｆ2，ｆ3の信号は図1、図2において垂直矢印で示されている。図1、図2において、サブチャネル番号0(ch0)は着目チャネルを示し、サブチャネル番号−1(ch-1)は周波数スケールにおいて着目チャネルより下に置かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号+1(ch+1)は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。DMTシンボルの周期をTとすると、周波数スケールは1/Tに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの1単位はチャネル間隔である。図1に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている）αが0の時、図中の実線Ａと断続線Bで示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル(点線C)の中心周波数f2において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及び上方のサブチャネルの中心周波数f1,f3おいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にICIは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ICIは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ICIが発生する。図2はDMTシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。隣接サブチャネルのスペクトルは、図2においてα0-1，α10，α-10，α01として示される非零の相互ゲインを有することは明らかである。この表記においてαの第１インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第２インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。すなわち、α0-1は番号０の着目サブチャネルからサブチャネル番号−1の下位チャネルへの漏れ伝達係数(振幅)を示し、α10はサブチャネル番号＋１の上位サブチャネルから番号０の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α-10はサブチャネル番号−1の下位サブチャネルから番号０の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α01は番号０の着目サブチャネルからサブチャネル番号＋１の上位サブチャネルへの漏れ伝達係数を示す。以上のように、周波数オフセットαが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間にICI（クロストーク）を発生する。
(b)通信システムの一般的なモデル
図3は周波数オフセットを有するDMTシステムにおける３つのサブチャネルの相互ICIを示すための一般的なモデルである。11，12，13はサブチャネルch-1，ch0，ch+1の送信装置、２1，２2，２3は各サブチャネルの受信装置、３1，３2，３3は各サブチャネルの伝送路、4ijは番号ｉのサブチャネルから番号jのサブチャネルへの漏れ伝達係数(干渉係数)αijをサブチャネル信号Dｉにそれぞれ乗算する乗算器、５1，５2，５3は他方のサブチャネルからのクロストーク(ICI)を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、６1，６2，６3はノイズ合成部である。
図3から明らかなように下位サブチャネルch-1からの信号はクロストーク係数α-10を介して着目サブチャネルch0に漏洩し、上位サブチャネルch+1からの信号はクロストーク係数α10を介して着目サブチャネルに漏洩する。図3のモデルは相互干渉のサブチャネルは上位及び下位のサブチャネルであると限定しているけれど、通信システム全体のサブチャネル数は限定しておらず3より大きなN個のサブチャネルを有するマルチキャリア通信システムにも適用できる。しかしながら、かかる場合でも各サブチャネルへの干渉は、下位及び上位の隣接サブチャネルからのみである。この場合、干渉係数は係数の連鎖を示す。サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図3でn1(t)，n2(t)，n3(t)と表記されているノイズ成分は統計的に独立(相関無し)である。
サブチャネルが周波数ドメインに配置されているとしているが、同様のモデルは、DMT変調方式やフィルタバンク変調方式などのシステムに対してのみならずその他のシステムに適用され得る
(c)技術的課題
図３のモデルはICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は、ICIが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値(2進数であれば符号)を正しく決定できるようにすることである。
受信装置におけるICIを緩和する1つの可能性のある方法は、以下の文献2で提案されているICIキャンセルのための判定帰還イコライザ(DFE)を採用することである。
文献2:Viterbo and K.Fazel, " How to combat long echoes in QFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding," Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp. 2069-2074
ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン(硬判定)の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎない。これは硬判定であるDFEの動作範囲を制限する。
以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、ICIの効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、ICIには送信シンボルについての情報が含まれているからであり、このICIに含まれる送信シンボル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。
以上から、本発明の目的は、ICIが存在する通信システムにおいて該ICIを利用してBERパフォーマンスを改善することである。
本発明の別の目的は、ICIを利用した事後確率に基づいてBERを小さくすることである。
・発明の開示
本発明は、少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、(1)少なくとも隣接する３つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、(2)対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、(3)隣接する2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、を備え、該中間サブチャネルの受信部は他の2つの隣接する受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
上記各受信部は、(1)前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、(2)隣接するサブチャネルの２つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、(3)該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。
前記中間サブチャネルの受信部は、(1)３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、(2)該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、(3)各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、(4)前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、(5)各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、(6)前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、(7)該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。
また、前記調整値算出手段は、(1)前記第1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第1の調整値を算出する第1の調整部、(2)前記第２の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第2の調整値を算出する第２の調整部、(3)前記第３の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第3の調整値を算出する第３の調整部、を備え、各調整部を、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ユニットで構成する。
・発明を実施するための最良の形態
（A）本発明の通信システムの全体構成
図４は下位及び上位の隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図であり、3つのサブチャネルch-1，ch0，ch+1を介してそれぞれ独立にデータを送信する３つの送信装置21,22、23、第ｉサブチャネルから第ｊサブチャネルへの結合係数αijを有する多数のクロストークパス31ij、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う３つの受信装置40,50,60、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段71,72を備えている。なお、なお、32〜34、35〜37はICI信号やノイズを合成する合成部である。
サブチャネルch0の受信装置50は下位及び上位サブチャネルch-1,ch+1の受信装置40、60から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの"0"、"1"を判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの"0"、"1"を判定する。
（B）受信シンボル復調のアルゴリズム
図４に示す通信システムにおいて着目サブチャネルch0の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネルch0で受信する情報シンボルが"0"(=+1)である事後確率P(D0=+1/y(t))と、"1"(=−1)である事後確率P(D0=-1/y(t))の差を示す値lnD0を導出することである。というのは、事後確率の差lnD0を導出できれば、受信情報シンボルが"0"であるか"1"であるか判定することができるからである。すなわち、着目サブチャネルの確率差lnD0は、受信情報シンボルが"0"(=+1)である事後確率P(D0=+1/y(t))と"1"(=-1)である事後確率P(D0=-1/y(t))の差であるから、lnD0＞０であれば着目サブチャネルの受信情報は"0", lnD0＜0であれば着目サブチャネルの受信情報は"1"であると判定できるからである。以上から、本発明では、まず事後確率の差を示す値lnD0を導出する。
バイナリ情報(2値情報)が隣接する２つのサブチャネルを介して信号S*ij(t)として送信されるものとする。なお、S*ij(t)におけるインデックスｉはサブチャネル番号（ｉ=−１，０又は１）を示し、インデックスjはサブチャネルｉにおける情報シンボルDiの符号により決定される。すなわち、
Di=＋1ならばj=0
Di=−1ならばj=１ (1)
である。以後、表記を簡単にするために、式においてS*ij (t)の時間依存性を省略する。すなわち、S*ij (t)をS*ij と表記する。
送信情報シンボルDiは統計的に独立で(相関がなく)、且つ、等分布確率変数であるとする。図４から、下位及び上位サブチャネルからICIの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号S*-1j，S*1jと着目チャネル信号S*0jとのクロストーク係数αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボルD0が+1であれば、着目チャネルの受信信号Sj(ｊ=0~３)は、下位及び上位のサブチャネルの信号D-1，D1が+1であるか、−1であるかにより
【数１】
となる。信号Sjのｊは信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンボルD0が−1であれば、着目チャネルの受信信号Sj(j=4~７)は、下位及び上位のサブチャネルの信号D-1，D1が+1であるか、−1であるかにより
【数２】
となる。
ICIの導入後は、(2)及び(3)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における８つの信号としてSj(ｉ=0,1,2,．．．．7)を使用する。(2)及び(3)式におけるSjのインデックスｊは信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボルD-1，D1及びD 0をペア（対)にすることにより決定される。
以下の(1)、(2)を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、(1)ある情報信号同士は符号が反対であり、S*-10=−S*-11、S*00=−S*01、S*10=−S*11であるということ、及び(2)情報シンボルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、S*-10=S*00=S*10及びS*-11=S*01=S*11であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の(2)は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける(2)、(3)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
【数３】
(2)、(3)、(4)式より、信号Sjを受信する事後確率、換言すれば、受信信号がSjである事後確率P(Sj/y(t)) は、次式
【数４】
により与えられる。ただし、
k0は正規化因子、
jは信号番号(j=0,1,．．．．,7)
y(t)はICIを伴う信号系列Sjとスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウス雑音n(t)との合成信号（y(t)= Sj+n(t)）、
Papr(Sj)は受信信号Sjの事前確率
P(y(t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
である。着目チャネルの事前確率Papr(Sj) (j=0,1,．．．．,7) は、(2)〜(4)式より着目サブチャネルの信号がS*00である、またはS*01である事前確率と２つの隣接サブチャネルにおける情報信号S*ijの事後確率の交差積として表現される。すなわち、Ｄ0=+1の場合には、
【数５】
となり、Ｄ0=−1の場合には
【数６】
となる。
(6)〜(7)式において、Papr(Sj)は、着目サブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Sjが送信される事前確率(送信確率)である。また、事前確率Papr(S*ij)はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には1/2に等しいと仮定される。確率P(S*ij)は受信信号S*ijの事後確率で、事前確率Papr(S*ij)と異なリ、又、受信側で高い信頼度で推定できるもので、P(S*ij) P(S*ij/y(t))である。これは、白色ガウス雑音チャネルにおいてP(S*ij)の最も良い推定であろう。この仮定により、(6)及び(7)式は以下のように書き替えることができる。
【数７】
【数８】
あるいは、情報信号S*ijと送信情報信号Di((1)式参照)との間に直接の関係が存在する時は、(6)及び(7)式においてP(S*ij)＝P(Di =j/y(t))と置き換えることができ、(6)及び(7)式は次式で表現される。なお、P(S*ij)は第ｉサブチャネル信号Diがjである確率である。
【数９】
(10)及び(11)式において、着目サブチャネルにおける受信信号Sjの事前確率Papr(Sj)(j=0,1,2,．．．．,7)は、情報信号S*ijの送信事前確率Papr(S*ij)と下位及び上位の隣接チャネルで受信した情報シンボルＤiが+1又は−1である事後確率との交差チャネル積で表現される。
本発明のターボレシーバ(最尤レシーバ)において、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル(番号0)の受信情報シンボルD0が+1である確率P(D0=＋1/y(t))と、D0が−1である確率P(D0=−1/y(t))をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数(logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボルD0の符号を決定する。
着目サブチャネルの受信情報シンボルD0がjとなる事後確率P(D0 =j/y(t))は、D0がjである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率P(D0=+1/y(t))は着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"0"(=+1)となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、(1)、(2)式より、着目サブチャネルで"0"(=+1)の情報シンボルを送信する信号はS0〜S3であるから、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"0"(=+1)となる事後確率P(D0=+1/y(t))は、信号S0〜S3を受信する事後確率の和となり(12a)式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"０"(=−1)となる事後確率P(D0=−1/y(t))は(12b)式で求めることができる。
【数１０】
(12a)に(５)式を適用すると(ただしk0=1とする)、(13)式
【数１１】
となり、更に、(12b)に(５)式を適用すると(ただしk0=1とする)、(14)式
【数１２】
となる。(13)、(14)式に(10)、(11)式を代入し、簡単化のために、P(Di=±1/y(t))のy(t)を省略すると（すなわち、P(Di=±1/y(t))＝P(Di=±1)とすると）、(15)、(16)式が得られる。
【数１３】
更に、(15)式を変形すると、(17a),(17b)式が得られる。
【数１４】
同様に、(16)式を変形すると(18a),(18b)式が得られる。
【数１５】
以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"0"(=+1)、"1"(=−1)となる事後確率P(D0=＋1/y(t))、P(D0=−1/y(t))が求まれば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数(logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号(+1又は−1)を決定できる。
・大小比較による判定
着目サブチャネルの情報シンボルD10が+1であるか、−１であるかは、まず、
【数１６】
を演算し、しかる後、(19a)、(19b)式により判定する。すなわち、
【数１７】
であればD0＝＋１と判定し、
【数１８】
であればD0＝−１であると判定する。
・対数の差による判定
着目サブチャネルの情報シンボルD0が+1であるか、−１であるかは、まず、
【数１９】
を演算し(lnはeを底とする対数)、しかる後、その正負により判定する。すなわち、
【数２０】
であればD0＝＋１と判定し、
【数２１】
であればD0＝−１であると判定する。
さて、送信シンボルＤ0が統計的に独立(相関がない)であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
【数２２】
(20)式より、(17b)式及び(18b)式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、(17b),(18b)式は(21),(22)式のようになる。
【数２３】
ここで、次式
【数２４】
の代数同一性を考慮して(21)、(22)式を変形すると以下の(23)、(24)
【数２５】
となる。ここで、以下の(25)、(26)式
【数２６】
を採用すると、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは以下のようになる。
【数２７】
(25)、(26)式を(19a)、(19b)式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式
【数２８】
となる。(5)式より得られる
【数２９】
の関係、並びに(4)式を考慮することにより、(27)式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、lnDi=lnP(Di=+1)−lnP(Di=−1)である。
【数３０】
以上において、lnDi=lnP(Di=+1/y(t))−lnP(Di=−1/y(t))は、第ｉサブチャネルで送信された信号Diが+1であるか、−1であるかの事後確率の対数差（第ｉサブチャネルの軟判定値）である。また、信号Sj(t)のエネルギーをＥjとし、
【数３１】
とする。また、また、(27)式の（A−B）,(C−D)は次式のようになる。
【数３２】
【数３３】
ただし、
【数３４】
である。(27〜(30)式はICIを伴ったバイナリー信号の最適なレシーバ構造を定義する。(27)〜(30)式から判るように、あるサブチャネルの送信情報シンボルDの符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。(27)〜(30)式の判定ルールにおいて、lnＤ-1，lnＤ+1はそれぞれ、下位サブチャネル(ch-1)及び上位サブチャネル(ch+1)における情報シンボルが+1である事後確率と、−1である事後確率の対数差を表わしている。全ての計算は直列的であるので、着目サブサブチャネルのデータ処理中、繰り返し計算により隣接サブチャネルから最新の事後確率を利用することができる。
以上から、(27)〜(30)式より軟判定対象値であるlnＤ0を演算し、しかる後、軟判定対象値lnＤ0の正負により着目サブチャネルの受信シンボルの"0"、"1"を判定するようにアルゴリズムを作成する。
（Ｃ）本発明の受信装置の構成
図5は本発明の受信装置、すなわち、ICIを利用した最大事後確率に基づいた受信装置(ターボレシーバという)の構成図であり、着目サブチャネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。
着目サブチャネルの受信装置50は、大きく分けると相関ユニット（マッチトフィルでも良い）51、他チャネル判定結果作用部52、第1、第2の非線形ユニット53,54、シンボル判定部55を備えている。
相関ユニット51の乗算器51a及び積分器51bは、判定式である(28)〜(30)式の
【数３５】
を演算する部分であり、乗算器51c及び積分器51dは
【数３６】
を演算する部分、乗算器51e及び積分器51fは
【数３７】
を演算する部分、乗算器51g及び積分器51hは
【数３８】
を演算する部分である。加算部51ｉは積分器51b,51dの積分出力を加算し、減算51jは積分器51b,51dの積分出力を減算し、加算部51ｋは積分器51f,51hの積分出力を加算し、減算器51mは積分器51f,51hの積分出力を減算する。また、加算部51nは加算部51ｉ,51kの出力を加算して(28)式の右辺第1項
【数３９】
を出力する。また、減算部51ｐは加算部51ｉ,51kの出力を減算して
【数４０】
を出力する。除算部51q,51rは入力信号を1／２にして出力する。
他チャネル判定結果作用部52は加算器52a〜52cを備え、それぞれ
【数４１】
を演算する。
第1の非線形ユニット53は(28)式の右辺第2〜第5項のln coshの演算を行う部分であり、第1、第2の非線形部53a,53ｂを有している。第１非線形部53aの加算部71a,71bはそれぞれ(28)式の右辺第2、第3項の[ ]内の演算をそれぞれ行う。但し、(E0−E1)/N0＝ΔE1としている。ln cosh演算部71c,71dはそれぞれ(28)式の右辺第2、第3項の演算を行い、減算器71eはln cosh演算部71cの演算結果からln cosh演算部71dの演算結果を減算して出力する。
又、第２非線形部53bの加算部71a',71b'はそれぞれ(28)式の右辺第4、第5項の｛ ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、(E2−E3)/N0＝ΔE2としている。ln cosh演算部71c',71d'はそれぞれ(28)式の右辺第４、第5項の演算を行い、減算器71e'はln cosh演算部71c'の演算結果からln cosh演算部71d'の演算結果を減算して出力する。
又、加算部53cは加算器71e，71e'の出力を合成し、除算部53dは合成信号を1/2して(28)式の右辺第2〜第5項の演算結果を出力する。
第２の非線形ユニット54は(29)、(30)式の右辺第１〜第３項の演算を行う部分である。加算部54a,54bはそれぞれ(29)、(30)式の右辺第１項の演算を行い、
加算部54c,54dはそれぞれ(29)、(30)式の右辺第2項、第3項の演算を行い、加算部54e,54fはそれぞれ(29)、(30)式の右辺の演算を行い、ln cosh演算部54g,54hはそれぞれ
【数４２】
の演算を行い、減算部54ｉはln cosh演算部54g,54hの出力の差を演算して
【数４３】
を出力する。
シンボル判定部55の加算器55aは、相関ユニット51の除算部51rの出力信号と非線形ユニット53の出力信号を加算して
【数４４】
を出力し、加算部55bは(27)式のlnD0 (軟判定対象値)を発生する。判定部55cはlnD0の正負を判定し、正であれば受信シンボルは"0"と判定し、負であれば"1"であると判定する。又、シンボル判定部55は(27)式の演算結果(軟判定対象値) lnD0を下位及び上位の隣接するサブチャネルの受信部40,60の他チャネル判定結果作用部へフィードバックする。
（D）ターボデコーダとの類似性
上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。
文献：.M.C. Valeniti and B.D. Woerner, "Variable latency turbo codes for wireless multimedia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics., Brest, France, Sept. 1997, pp216-219.
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチャネルから導き出された情報が、非線形処理後に、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、同様に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定(硬判定)の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、ICIキャンセルのためにViterbo and Fazelが既出の文献2で提案した判定帰還イコライザに類似する。しかし、ターボデコーダ出力は軟判定形式である。同様に本発明における各サブチャネルの受信装置40〜60の出力lnD-1, lnD0, lnD1は軟判定形式の値(軟判定対象値)あり、繰り返しの最後に、硬判定が行われる。
これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、ICIの存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定(あるいは決定の信頼性)を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。
繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、1回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、P(D-1=+1/y(t))= P(D-1=−1/y(t))＝1/2、P(D1=+1/y(t))= P(D1=−1/y(t))＝1/2と設定することができる。この設定はベストの設定である。それゆえ、第1ステップにおいて、下位サブチャネルch-1における事後確率の差lnD-1は零であるとする。上位サブチャネルも同様に考えることにより、P(D1=+1/y(t))=1/2、P(D1=−1/y(t))=1/2とし、結局、事後確率の差lnD1は零であるとする。lnD-1＝lnD1=0として(27)〜(30)式を計算することにより、未知であったlnD0の最初の推定を得ることができる。同様に、本発明のアルゴリズムによれば、Nサブチャネル通信システムにおいて、最初の繰り返し中、下位サブチャネルはlnD-2＝lnD0=0としてlnD-1を演算し、上位サブチャネルはlnD2＝lnD0=0としてlnD1を演算する。第2ステップでは、着目サブチャネルの新たな事後確率の推定値を演算するために、前ステップで得られているlnD-1、lnD1を判定式(27)〜(30)に適用する。これにより、1つのサブチャネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用される。
図6はN=64の通信システムにおける着目サブチャネルのコンステレーションであり、異なる繰り返し回数の後でS/N比=20ｄBのQPSK変調を行った場合である。尚、交差チャネル漏れ係数はα0-1=0.25、α01=0.15であるとする。（A）はQPSK変調した原データ、（B）はICIにより劣化した信号、(C)はS/N比20ｄBの受信信号、（D）は本発明による1回繰り返し後の受信データ、(E)は本発明による２回繰り返し後の受信データ、のコレステレーションである。
これより、本発明によれば、コレステレーションのバラツキが小さくなり、BERが改善さえれて小さくなっていることが判る。また、くり返し回数を多くすればコレステレーションのバラツキが更に小さくなり、BERが更に改善されることが判る。
（E）非線形ユニット
図５では、白色ガウス雑音のスペクトルパワー強度N0で正規化した信号S0(t)とS1(t)のエネルギー差ΔE1、信号S2(t)とS3(t)のエネルギー差ΔE2及び(31)式のΔEΞを導入して、受信装置を実現している。尚、ΔE1は各チャネルch-1,ch0,ch1の情報シンボルD-1,D0,D1が"+1,+1,+1"の時のエネルギー（信号S1(t)のエネルギー）と"+1,+1,−1"の時のエネルギー(信号S1(t)のエネルギー)の差である。
ところで、図5の非線形ユニット53a,53b,54は図7に示す非線形伝達関数を有するリミッターとして記述することができる。
すなわち、非線形ユニット53a,53b,54は、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が略直線的関係を備えたリミッターで近似することができる。リミットレベルはSN比やエネルギー差ΔE1，ΔE2，ΔEΞに依存している。図７にはΔEをパラメータにした時の非線形ユニットの伝達関数が示されている。
非線形ユニットを図7に示す特性を有するリミッターで近似することにより、構成が簡単になると共に非線形ユニットの演算が容易になる。
（F）ノイズイミュニティとシミューレーション結果
本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、本発明レシーバと古典的なマッチトフィルタレシーバに対してコンピュータシミューレーションを行った。図8はα01=α0-1=0.25の場合における本発明レシーバ及びマッチトフィルタレシーバにおける平均BERパフォーマンスを、2Eb/Noの関数として示している(シミューレーション結果A,Bを参照)。Eb/Noは、1ビット当たりの背景雑音電力スペクトル強度Noに対する平均受信信号エネルギーEbの比である。また、参考として、α01=α0-1=0のICIが存在しない場合における本発明レシーバ(従来のマッチトフィルタレシーバに相当)のシミューレーション結果（C）を図８に表示する。更に参考として、(32)式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバのICIが存在しない時のBERシミューレーション結果（D）を表示する。
【数４５】
ただし、
【数４６】
である。
コンピュータシミューレーションにより得られたBERパフォーマンスと(32)式で計算されたBERパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図8のプロットから明らかなようにICIが存在しななければ、本発明レシーバのBERは、従来のマッチトフィルタべースレシーバの(32)式で得られたBERと差異がない。尚、後者のBERは図９で"Reference"として示している。又、ICIが存在する場合（α01=α0-1=0.25の場合）、非線形処理をしない従来のデバイスは本発明のレシーバより性能が劣っており、特に高いEb/Noにおいて顕著であることがシミューレーション結果より判る。
図９は本発明のターボレシーバ及びマッチトフィルタべースレシーバの平均BERパフォーマンスをICIの結合係数α（＝α01=α0-1）の関数とし、且つ2Eb/Noをパラメータとして示すものである。図９において、マッチトフィルタレシーバのポイントはサフィックスMFを有している。プロットから明らかなように、本発明のターボレシーバはICI結合係数αの広い範囲に渡って良好なBERパフォーマンスを与える。しかし、図９の最大のBERの改善は、大きな2Eb/No(S/N比)の場合である。
以上のような振る舞いは以下のように説明される。すなわち、低いS/N比の場合には入力ノイズが本発明の推定事後確率の改善のために機能するICIを支配し、データの信頼性を損なう。一方、十分にS/N比が大きい場合には逆に、ICIがノイズを支配する。かかる場合、レシーバは非線形信号処理の利点を発揮することによりICI効果を和らげつつBERを改善する。以上のことはBERのかなりの改善が達成されるαの範囲でいえることである。
相対的にICI結合が小さい場合(α<0.3)、着目サブチャネルからの信号は他サブチャネルにおいて送信された信号を歪ませる。しかし、この歪はそれほどつ強くなく、隣接チャネルで送信されたデータを、信頼を持って推定することはなお可能である。この隣接サブチャネルにおける推定は着目サブチャネルの事後確率推定のために後に採用される。又、同様に着目サブチャネルにおける推定は他の隣接サブチャネルの事後確率推定のために後で採用される。αを更に増加することにより、隣接サブチャネルの信号をより強く歪ませ、そのため、全ての推定は非常に信頼できなくなる。この事実は図９に反映されている。すなわち、αがある値を越えると、BERパフォーマンスはICI結合係数が大きくなるに従ってかなり悪くなり始める。本発明のレシーバは、上記のプロセスに対して知的に動作する。すなわち、ノイズレベルN0やΔE1、ΔE2、ΔＥΣに含まれるICI結合係数に応じて非線形ユニットの伝達関数の係数を調整する。
（E）DMTシステムへの適用
本発明のターボレシーバの応用としてDMTべース通信システムを考える。図10はかかるターボレシーバを採用したDMTべース通信システムの構成図であり、周知のDMT通信システムにおける受信機のFFT部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。。
図10の通信システムにおいて、直列並列変換器(S/P)91の後でデータレートR(bits/sec:bps)の入力ビットストリームは、新レートR/N(bps)でN個の並列サブチャネル転送される。 NポイントIFFT 92は、N並列データを結合して1揃えのリアルタイム領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器(P/S)93において、これらNサンプルは直列フォーマットに変換された後、連続してディジタルアナログ変換器(DAC) 94に入力される。DAC出力側のローパスフィルタ(LPF)95の出力信号は連続時間DMT信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信DMT信号は、白色ガウス雑音n(t)により劣化し、DMT レシーバ100に送られる。受信機は送信機と逆の機能を実行する。FFT 101は、各サブチャネルで送られた信号に対してNマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。Turbo 1021〜102Nは本発明のターボアルゴリズムに基づいたサブチャネル処理を行い、これにより周波数オフセットが存在してもBERを改善する。図11及び図12は従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え,4ターボ繰り返しを行うDMTレシーバのBERパフォーマンスを示す。但し、図11はN=4の場合、図12はN=16の場合であり、また、BERパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットをパラメータとして、2Eb/Noに対して示されており、本発明のBER特性には"Turbo"が付されている。
図11、図12より、周波数オフセットが小さい程、BER特性は良好になり、また、本発明の方が従来装置よりBER特性が良好なことが判る。
以上、マルチキャリア通信システムにおいて、隣接サブチャネルにおけるICIの効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフォーマンスは隣接サブチャネルの結合が増大するに連れて、あるいは周波数オフセットが増加するに連れて、急速に劣化する。これに対し、本発明は推定事後確率に基づいたレシーバであり、各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、順番に、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べてBERパフォーマンスをかなり改善することができる。これは本発明のターボアルゴリズムの非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接サブチャネルで得られた情報を利用するからである。最も大きなBERの改善は、ICIがガウスノイズを支配する高S/N比エリアにおいて生じる。シミューレーション結果によれば、本発明のターボレシーバはICI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。
・付記
(付記１)
少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、
少なくとも隣接する３つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、
対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、
隣接する2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、
を備え、該中間サブチャネルの受信部は他の2つの隣接受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする通信システム。
(付記２)
前記各受信部は、
前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、
隣接するサブチャネルの２つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする付記1記載の通信システム。
(付記３)
前記中間サブチャネルの受信部は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、
前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする付記1記載の通信システム。
(付記４)
前記受信装置を、DMT通信システムを構成するFFTの後段に設けたことを特徴とする付記3記載のマルチキャリア通信システム。
(付記５)
少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、
チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが2値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、隣接するサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備えたことを特徴とする受信装置。
(付記６)
前記軟判定対象値出力手段は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、
前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
を備えたことを特徴とする付記5記載の受信装置。
(付記７)
前記調整値算出手段は、
前記第1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第1の調整値を算出する第1の調整部、
前記第２の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第2の調整値を算出する第２の調整部、
前記第３の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第3の調整値を算出する第３の調整部、
を備え、
各調整部を、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ユニットで構成することを特徴とする付記６記載の受信装置。
【図面の簡単な説明】
【図１】 周波数オフセットが零であるときの周波数特性である。
【図２】 周波数オフセットが零でないときの周波数特性である。
【図３】 ICIが存在するマルチキャリア通信システムを説明するための一般的なモデルである。
【図４】 着目サブチャネルと上下2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して着目サブチャネルの受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。
【図５】 本発明のICIを利用した最大事後確率に基づいた受信装置(ターボレシーバという)の構成図である。
【図６】 送信システム各部の着目サブチャネルのコレステレーション及び繰り返し回数に応じた着目サブチャネルのコレステレーション説明図である。
【図７】 非線形ユニットの伝達関数である。
【図８】 α01=α0-1=0.25の場合における本発明レシーバ及び従来のマッチトフィルタレシーバにおける平均BERパフォーマンス特性図である。
【図９】 本発明のターボレシーバ及び従来のマッチトフィルタべースレシーバの平均BERパフォーマンスをICIの結合係数αの関数とし、且つEb/Noをパラメータとして示すものである。
【図１０】 ターボレシーバを採用したDMTべース通信システムの構成図である。
【図１１】 従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えたDMTレシーバ（N=4）のBERパフォーマンスを示すものである。
【図１２】 従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えたDMTレシーバ（N=64）のBERパフォーマンスを示すものである。
本発明はマルチキャリア通信システム及びその受信装置に係わり、特に、着目チャネルと上下2つの隣接サブチャネル間の干渉（ICI）を利用したマルチキャリア通信システム及びその受信装置に関する。
フィルタバンク変調、DMT変調、FMT変調などのマルチキャリア通信システムにおけるビットエラー率（BER）は、チャネル間干渉（Inter channel Interference：ICI）による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システムにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスペクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。
本発明のターボレシーバはICIを利用した最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャネルの推定最大確率を精練する。
文献１： K.Sathananthan and C.Tellambura, "Probability of error calculation of OFDM system with frequency offset"，IEEE Trans. Commun. Vol.49, No.11, Nov. 2001, pp1884-1888.
・背景技術
(a)周波数オフセットとICIの関係
帯域を独立の狭帯域である複数のサブバンドに分割し、かつ、サブバンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキャリア通信システムにおいて、たとえば、フィルタバンク変調、DMT(Discrete Multitone)変調、FMT(Filtered Multitone)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセットの選択はシンボル間干渉(ISI)とチャネル間干渉(ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。
ドップラーシフトがなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングやドップラーシフトにより各チャネルに発生する周波数オフセットは、スペクトル漏洩あるいはICIによるBER劣化を引き起こす。
そのようなBERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキャリア周波数間隔の1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキャリア信号を受信する際、ノイズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フェージングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。
ここではDMTべースシステムと理想白色ガウス雑音チャネルを想定する。又、シンボル間干渉ISIのレベルはチャネル間干渉ICIや他の雑音信号に比べて無視し得るものであると想定する。簡単化するために、着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第1の隣接サブチャネルと上方に配置された第2の隣接サブチャネルのみを考える。図１及び図2は周波数オフセットが零の場合と(図1)、周波数オフセットが零でない場合(図2)における、３つのサブチャネルの周波数応答を示す。第1、第2、第3のサブチャネルに対応する中心周波数ｆ1，ｆ2，ｆ3の信号は図1、図2において垂直矢印で示されている。図1、図2において、サブチャネル番号0(ch0)は着目チャネルを示し、サブチャネル番号−1(ch-1)は周波数スケールにおいて着目チャネルより下に置かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号+1(ch+1)は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。DMTシンボルの周期をTとすると、周波数スケールは1/Tに等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの1単位はチャネル間隔である。図1に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている）αが0の時、図中の実線Ａと断続線Bで示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル(点線C)の中心周波数f2において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及び上方のサブチャネルの中心周波数f1,f3おいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセットαが零であれば、隣接サブチャネル間にICIは発生しない。言い換えると、周波数オフセットが零であれば、サブチャネルが直交し、ICIは完全に存在しない。
しかし、周波数オフセットαが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、ICIが発生する。図2はDMTシステムにおいて周波数オフセットαが零でないときの各サブチャネルのスペクトル特性を示す。隣接サブチャネルのスペクトルは、図2においてα0-1，α10，α-10，α01として示される非零の相互ゲインを有することは明らかである。この表記においてαの第１インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第２インデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。すなわち、α0-1は番号０の着目サブチャネルからサブチャネル番号−1の下位チャネルへの漏れ伝達係数(振幅)を示し、α10はサブチャネル番号＋１の上位サブチャネルから番号０の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α-10はサブチャネル番号−1の下位サブチャネルから番号０の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、α01は番号０の着目サブチャネルからサブチャネル番号＋１の上位サブチャネルへの漏れ伝達係数を示す。以上のように、周波数オフセットαが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間にICI（クロストーク）を発生する。
(b)通信システムの一般的なモデル
図3は周波数オフセットを有するDMTシステムにおける３つのサブチャネルの相互ICIを示すための一般的なモデルである。11，12，13はサブチャネルch-1，ch0，ch+1の送信装置、２1，２2，２3は各サブチャネルの受信装置、３1，３2，３3は各サブチャネルの伝送路、4ijは番号ｉのサブチャネルから番号jのサブチャネルへの漏れ伝達係数(干渉係数)αijをサブチャネル信号Dｉにそれぞれ乗算する乗算器、５1，５2，５3は他方のサブチャネルからのクロストーク(ICI)を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、６1，６2，６3はノイズ合成部である。
図3から明らかなように下位サブチャネルch-1からの信号はクロストーク係数α-10を介して着目サブチャネルch0に漏洩し、上位サブチャネルch+1からの信号はクロストーク係数α10を介して着目サブチャネルに漏洩する。図3のモデルは相互干渉のサブチャネルは上位及び下位のサブチャネルであると限定しているけれど、通信システム全体のサブチャネル数は限定しておらず3より大きなN個のサブチャネルを有するマルチキャリア通信システムにも適用できる。しかしながら、かかる場合でも各サブチャネルへの干渉は、下位及び上位の隣接サブチャネルからのみである。この場合、干渉係数は係数の連鎖を示す。サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図3でn1(t)，n2(t)，n3(t)と表記されているノイズ成分は統計的に独立(相関無し)である。
サブチャネルが周波数ドメインに配置されているとしているが、同様のモデルは、DMT変調方式やフィルタバンク変調方式などのシステムに対してのみならずその他のシステムに適用され得る
(c)技術的課題
図３のモデルはICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は、ICIが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値(2進数であれば符号)を正しく決定できるようにすることである。
受信装置におけるICIを緩和する1つの可能性のある方法は、以下の文献2で提案されているICIキャンセルのための判定帰還イコライザ(DFE)を採用することである。
文献2:Viterbo and K.Fazel, " How to combat long echoes in QFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding," Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp. 2069-2074
ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン(硬判定)の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎない。これは硬判定であるDFEの動作範囲を制限する。
以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、ICIの効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、ICIには送信シンボルについての情報が含まれているからであり、このICIに含まれる送信シンボル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。
以上から、本発明の目的は、ICIが存在する通信システムにおいて該ICIを利用してBERパフォーマンスを改善することである。
本発明の別の目的は、ICIを利用した事後確率に基づいてBERを小さくすることである。
・発明の開示
本発明は、少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、(1)少なくとも隣接する３つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、(2)対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、(3)隣接する2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、を備え、該中間サブチャネルの受信部は他の2つの隣接する受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。
上記各受信部は、(1)前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、(2)隣接するサブチャネルの２つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、(3)該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。
前記中間サブチャネルの受信部は、(1)３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、(2)該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、(3)各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、(4)前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、(5)各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、(6)前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、(7)該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。
また、前記調整値算出手段は、(1)前記第1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第1の調整値を算出する第1の調整部、(2)前記第２の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第2の調整値を算出する第２の調整部、(3)前記第３の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第3の調整値を算出する第３の調整部、を備え、各調整部を、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ユニットで構成する。
・発明を実施するための最良の形態
（A）本発明の通信システムの全体構成
図４は下位及び上位の隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図であり、3つのサブチャネルch-1，ch0，ch+1を介してそれぞれ独立にデータを送信する３つの送信装置21,22、23、第ｉサブチャネルから第ｊサブチャネルへの結合係数αijを有する多数のクロストークパス31ij、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う３つの受信装置40,50,60、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段71,72を備えている。なお、なお、32〜34、35〜37はICI信号やノイズを合成する合成部である。
サブチャネルch0の受信装置50は下位及び上位サブチャネルch-1,ch+1の受信装置40、60から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの"0"、"1"を判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの"0"、"1"を判定する。
（B）受信シンボル復調のアルゴリズム
図４に示す通信システムにおいて着目サブチャネルch0の受信機が受信シンボルを復調するアルゴリズムについて説明する。
復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネルch0で受信する情報シンボルが"0"(=+1)である事後確率P(D0=+1/y(t))と、"1"(=−1)である事後確率P(D0=-1/y(t))の差を示す値lnD0を導出することである。というのは、事後確率の差lnD0を導出できれば、受信情報シンボルが"0"であるか"1"であるか判定することができるからである。すなわち、着目サブチャネルの確率差lnD0は、受信情報シンボルが"0"(=+1)である事後確率P(D0=+1/y(t))と"1"(=-1)である事後確率P(D0=-1/y(t))の差であるから、lnD0＞０であれば着目サブチャネルの受信情報は"0", lnD0＜0であれば着目サブチャネルの受信情報は"1"であると判定できるからである。以上から、本発明では、まず事後確率の差を示す値lnD0を導出する。
バイナリ情報(2値情報)が隣接する２つのサブチャネルを介して信号S*ij(t)として送信されるものとする。なお、S*ij(t)におけるインデックスｉはサブチャネル番号（ｉ=−１，０又は１）を示し、インデックスjはサブチャネルｉにおける情報シンボルDiの符号により決定される。すなわち、
Di=＋1ならばj=0
Di=−1ならばj=１ (1)
である。以後、表記を簡単にするために、式においてS*ij (t)の時間依存性を省略する。すなわち、S*ij (t)をS*ij と表記する。
送信情報シンボルDiは統計的に独立で(相関がなく)、且つ、等分布確率変数であるとする。図４から、下位及び上位サブチャネルからICIの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号S*-1j，S*1jと着目チャネル信号S*0jとのクロストーク係数αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボルD0が+1であれば、着目チャネルの受信信号Sj(ｊ=0~３)は、下位及び上位のサブチャネルの信号D-1，D1が+1であるか、−1であるかにより
【数１】
【数２】
ICIの導入後は、(2)及び(3)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における８つの信号としてSj(ｉ=0,1,2,．．．．7)を使用する。(2)及び(3)式におけるSjのインデックスｊは信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボルD-1，D1及びD 0をペア（対)にすることにより決定される。
以下の(1)、(2)を考慮することにより最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、(1)ある情報信号同士は符号が反対であり、S*-10=−S*-11、S*00=−S*01、S*10=−S*11であるということ、及び(2)情報シンボルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、S*-10=S*00=S*10及びS*-11=S*01=S*11であるということ、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の(2)は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける(2)、(3)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。
【数３】
【数４】
k0は正規化因子、
jは信号番号(j=0,1,．．．．,7)
y(t)はICIを伴う信号系列Sjとスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウス雑音n(t)との合成信号（y(t)= Sj+n(t)）、
Papr(Sj)は受信信号Sjの事前確率
P(y(t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
である。着目チャネルの事前確率Papr(Sj) (j=0,1,．．．．,7) は、(2)〜(4)式より着目サブチャネルの信号がS*00である、またはS*01である事前確率と２つの隣接サブチャネルにおける情報信号S*ijの事後確率の交差積として表現される。すなわち、Ｄ0=+1の場合には、
【数５】
【数６】
(6)〜(7)式において、Papr(Sj)は、着目サブチャネルにおいて番号ｊの情報信号Sjが送信される事前確率(送信確率)である。また、事前確率Papr(S*ij)はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には1/2に等しいと仮定される。確率P(S*ij)は受信信号S*ijの事後確率で、事前確率Papr(S*ij)と異なリ、又、受信側で高い信頼度で推定できるもので、P(S*ij) P(S*ij/y(t))である。これは、白色ガウス雑音チャネルにおいてP(S*ij)の最も良い推定であろう。この仮定により、(6)及び(7)式は以下のように書き替えることができる。
【数７】
【数９】
本発明のターボレシーバ(最尤レシーバ)において、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル(番号0)の受信情報シンボルD0が+1である確率P(D0=＋1/y(t))と、D0が−1である確率P(D0=−1/y(t))をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数(logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボルD0の符号を決定する。
着目サブチャネルの受信情報シンボルD0がjとなる事後確率P(D0 =j/y(t))は、D0がjである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率P(D0=+1/y(t))は着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"0"(=+1)となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、(1)、(2)式より、着目サブチャネルで"0"(=+1)の情報シンボルを送信する信号はS0〜S3であるから、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"0"(=+1)となる事後確率P(D0=+1/y(t))は、信号S0〜S3を受信する事後確率の和となり(12a)式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンボルD0が"０"(=−1)となる事後確率P(D0=−1/y(t))は(12b)式で求めることができる。
【数１０】
【数１１】
【数１２】
【数１３】
【数１４】
【数１５】
・大小比較による判定
着目サブチャネルの情報シンボルD10が+1であるか、−１であるかは、まず、
【数１６】
【数１７】
【数１８】
・対数の差による判定
着目サブチャネルの情報シンボルD0が+1であるか、−１であるかは、まず、
【数１９】
【数２０】
【数２１】
さて、送信シンボルＤ0が統計的に独立(相関がない)であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。
【数２２】
【数２３】
【数２４】
【数２５】
【数２６】
【数２７】
【数２８】
【数２９】
【数３０】
【数３１】
【数３２】
【数３４】
以上から、(27)〜(30)式より軟判定対象値であるlnＤ0を演算し、しかる後、軟判定対象値lnＤ0の正負により着目サブチャネルの受信シンボルの"0"、"1"を判定するようにアルゴリズムを作成する。
（Ｃ）本発明の受信装置の構成
図5は本発明の受信装置、すなわち、ICIを利用した最大事後確率に基づいた受信装置(ターボレシーバという)の構成図であり、着目サブチャネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のアルゴリズムを実行する構成を備えている。
着目サブチャネルの受信装置50は、大きく分けると相関ユニット（マッチトフィルでも良い）51、他チャネル判定結果作用部52、第1、第2の非線形ユニット53,54、シンボル判定部55を備えている。
相関ユニット51の乗算器51a及び積分器51bは、判定式である(28)〜(30)式の
【数３５】
【数３６】
【数３７】
【数３８】
【数３９】
【数４０】
他チャネル判定結果作用部52は加算器52a〜52cを備え、それぞれ
【数４１】
第1の非線形ユニット53は(28)式の右辺第2〜第5項のln coshの演算を行う部分であり、第1、第2の非線形部53a,53ｂを有している。第１非線形部53aの加算部71a,71bはそれぞれ(28)式の右辺第2、第3項の[ ]内の演算をそれぞれ行う。但し、(E0−E1)/N0＝ΔE1としている。ln cosh演算部71c,71dはそれぞれ(28)式の右辺第2、第3項の演算を行い、減算器71eはln cosh演算部71cの演算結果からln cosh演算部71dの演算結果を減算して出力する。
又、第２非線形部53bの加算部71a',71b'はそれぞれ(28)式の右辺第4、第5項の｛ ｝内の演算をそれぞれ行う。但し、(E2−E3)/N0＝ΔE2としている。ln cosh演算部71c',71d'はそれぞれ(28)式の右辺第４、第5項の演算を行い、減算器71e'はln cosh演算部71c'の演算結果からln cosh演算部71d'の演算結果を減算して出力する。
又、加算部53cは加算器71e，71e'の出力を合成し、除算部53dは合成信号を1/2して(28)式の右辺第2〜第5項の演算結果を出力する。
第２の非線形ユニット54は(29)、(30)式の右辺第１〜第３項の演算を行う部分である。加算部54a,54bはそれぞれ(29)、(30)式の右辺第１項の演算を行い、
加算部54c,54dはそれぞれ(29)、(30)式の右辺第2項、第3項の演算を行い、加算部54e,54fはそれぞれ(29)、(30)式の右辺の演算を行い、ln cosh演算部54g,54hはそれぞれ
【数４２】
【数４３】
シンボル判定部55の加算器55aは、相関ユニット51の除算部51rの出力信号と非線形ユニット53の出力信号を加算して
【数４４】
（D）ターボデコーダとの類似性
上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。
文献：.M.C. Valeniti and B.D. Woerner, "Variable latency turbo codes for wireless multimedia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics., Brest, France, Sept. 1997, pp216-219.
ターボデコーダとの類似性により、本発明のアルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチャネルから導き出された情報が、非線形処理後に、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、同様に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がハードビット判定(硬判定)の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ハードビット判定は、ICIキャンセルのためにViterbo and Fazelが既出の文献2で提案した判定帰還イコライザに類似する。しかし、ターボデコーダ出力は軟判定形式である。同様に本発明における各サブチャネルの受信装置40〜60の出力lnD-1, lnD0, lnD1は軟判定形式の値(軟判定対象値)あり、繰り返しの最後に、硬判定が行われる。
これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、ICIの存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノイズの振る舞いにより、事後確率の推定(あるいは決定の信頼性)を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。
繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、1回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、P(D-1=+1/y(t))= P(D-1=−1/y(t))＝1/2、P(D1=+1/y(t))= P(D1=−1/y(t))＝1/2と設定することができる。この設定はベストの設定である。それゆえ、第1ステップにおいて、下位サブチャネルch-1における事後確率の差lnD-1は零であるとする。上位サブチャネルも同様に考えることにより、P(D1=+1/y(t))=1/2、P(D1=−1/y(t))=1/2とし、結局、事後確率の差lnD1は零であるとする。lnD-1＝lnD1=0として(27)〜(30)式を計算することにより、未知であったlnD0の最初の推定を得ることができる。同様に、本発明のアルゴリズムによれば、Nサブチャネル通信システムにおいて、最初の繰り返し中、下位サブチャネルはlnD-2＝lnD0=0としてlnD-1を演算し、上位サブチャネルはlnD2＝lnD0=0としてlnD1を演算する。第2ステップでは、着目サブチャネルの新たな事後確率の推定値を演算するために、前ステップで得られているlnD-1、lnD1を判定式(27)〜(30)に適用する。これにより、1つのサブチャネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用される。
図6はN=64の通信システムにおける着目サブチャネルのコンステレーションであり、異なる繰り返し回数の後でS/N比=20ｄBのQPSK変調を行った場合である。尚、交差チャネル漏れ係数はα0-1=0.25、α01=0.15であるとする。（A）はQPSK変調した原データ、（B）はICIにより劣化した信号、(C)はS/N比20ｄBの受信信号、（D）は本発明による1回繰り返し後の受信データ、(E)は本発明による２回繰り返し後の受信データ、のコレステレーションである。
これより、本発明によれば、コレステレーションのバラツキが小さくなり、BERが改善さえれて小さくなっていることが判る。また、くり返し回数を多くすればコレステレーションのバラツキが更に小さくなり、BERが更に改善されることが判る。
（E）非線形ユニット
図５では、白色ガウス雑音のスペクトルパワー強度N0で正規化した信号S0(t)とS1(t)のエネルギー差ΔE1、信号S2(t)とS3(t)のエネルギー差ΔE2及び(31)式のΔEΞを導入して、受信装置を実現している。尚、ΔE1は各チャネルch-1,ch0,ch1の情報シンボルD-1,D0,D1が"+1,+1,+1"の時のエネルギー（信号S1(t)のエネルギー）と"+1,+1,−1"の時のエネルギー(信号S1(t)のエネルギー)の差である。
ところで、図5の非線形ユニット53a,53b,54は図7に示す非線形伝達関数を有するリミッターとして記述することができる。
すなわち、非線形ユニット53a,53b,54は、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が略直線的関係を備えたリミッターで近似することができる。リミットレベルはSN比やエネルギー差ΔE1，ΔE2，ΔEΞに依存している。図７にはΔEをパラメータにした時の非線形ユニットの伝達関数が示されている。
非線形ユニットを図7に示す特性を有するリミッターで近似することにより、構成が簡単になると共に非線形ユニットの演算が容易になる。
（F）ノイズイミュニティとシミューレーション結果
本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、本発明レシーバと古典的なマッチトフィルタレシーバに対してコンピュータシミューレーションを行った。図8はα01=α0-1=0.25の場合における本発明レシーバ及びマッチトフィルタレシーバにおける平均BERパフォーマンスを、2Eb/Noの関数として示している(シミューレーション結果A,Bを参照)。Eb/Noは、1ビット当たりの背景雑音電力スペクトル強度Noに対する平均受信信号エネルギーEbの比である。また、参考として、α01=α0-1=0のICIが存在しない場合における本発明レシーバ(従来のマッチトフィルタレシーバに相当)のシミューレーション結果（C）を図８に表示する。更に参考として、(32)式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバのICIが存在しない時のBERシミューレーション結果（D）を表示する。
【数４５】
【数４６】
コンピュータシミューレーションにより得られたBERパフォーマンスと(32)式で計算されたBERパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図8のプロットから明らかなようにICIが存在しななければ、本発明レシーバのBERは、従来のマッチトフィルタべースレシーバの(32)式で得られたBERと差異がない。尚、後者のBERは図９で"Reference"として示している。又、ICIが存在する場合（α01=α0-1=0.25の場合）、非線形処理をしない従来のデバイスは本発明のレシーバより性能が劣っており、特に高いEb/Noにおいて顕著であることがシミューレーション結果より判る。
図９は本発明のターボレシーバ及びマッチトフィルタべースレシーバの平均BERパフォーマンスをICIの結合係数α（＝α01=α0-1）の関数とし、且つ2Eb/Noをパラメータとして示すものである。図９において、マッチトフィルタレシーバのポイントはサフィックスMFを有している。プロットから明らかなように、本発明のターボレシーバはICI結合係数αの広い範囲に渡って良好なBERパフォーマンスを与える。しかし、図９の最大のBERの改善は、大きな2Eb/No(S/N比)の場合である。
以上のような振る舞いは以下のように説明される。すなわち、低いS/N比の場合には入力ノイズが本発明の推定事後確率の改善のために機能するICIを支配し、データの信頼性を損なう。一方、十分にS/N比が大きい場合には逆に、ICIがノイズを支配する。かかる場合、レシーバは非線形信号処理の利点を発揮することによりICI効果を和らげつつBERを改善する。以上のことはBERのかなりの改善が達成されるαの範囲でいえることである。
相対的にICI結合が小さい場合(α<0.3)、着目サブチャネルからの信号は他サブチャネルにおいて送信された信号を歪ませる。しかし、この歪はそれほどつ強くなく、隣接チャネルで送信されたデータを、信頼を持って推定することはなお可能である。この隣接サブチャネルにおける推定は着目サブチャネルの事後確率推定のために後に採用される。又、同様に着目サブチャネルにおける推定は他の隣接サブチャネルの事後確率推定のために後で採用される。αを更に増加することにより、隣接サブチャネルの信号をより強く歪ませ、そのため、全ての推定は非常に信頼できなくなる。この事実は図９に反映されている。すなわち、αがある値を越えると、BERパフォーマンスはICI結合係数が大きくなるに従ってかなり悪くなり始める。本発明のレシーバは、上記のプロセスに対して知的に動作する。すなわち、ノイズレベルN0やΔE1、ΔE2、ΔＥΣに含まれるICI結合係数に応じて非線形ユニットの伝達関数の係数を調整する。
（E）DMTシステムへの適用
本発明のターボレシーバの応用としてDMTべース通信システムを考える。図10はかかるターボレシーバを採用したDMTべース通信システムの構成図であり、周知のDMT通信システムにおける受信機のFFT部の後段に本発明のターボレシーバを配置した構成を有している。。
図10の通信システムにおいて、直列並列変換器(S/P)91の後でデータレートR(bits/sec:bps)の入力ビットストリームは、新レートR/N(bps)でN個の並列サブチャネル転送される。 NポイントIFFT 92は、N並列データを結合して1揃えのリアルタイム領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器(P/S)93において、これらNサンプルは直列フォーマットに変換された後、連続してディジタルアナログ変換器(DAC) 94に入力される。DAC出力側のローパスフィルタ(LPF)95の出力信号は連続時間DMT信号である。白色ガウス雑音チャネルにおいて、送信DMT信号は、白色ガウス雑音n(t)により劣化し、DMT レシーバ100に送られる。受信機は送信機と逆の機能を実行する。FFT 101は、各サブチャネルで送られた信号に対してNマッチトフィルタアレイとして復調処理を行う。Turbo 1021〜102Nは本発明のターボアルゴリズムに基づいたサブチャネル処理を行い、これにより周波数オフセットが存在してもBERを改善する。図11及び図12は従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え,4ターボ繰り返しを行うDMTレシーバのBERパフォーマンスを示す。但し、図11はN=4の場合、図12はN=16の場合であり、また、BERパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットをパラメータとして、2Eb/Noに対して示されており、本発明のBER特性には"Turbo"が付されている。
図11、図12より、周波数オフセットが小さい程、BER特性は良好になり、また、本発明の方が従来装置よりBER特性が良好なことが判る。
以上、マルチキャリア通信システムにおいて、隣接サブチャネルにおけるICIの効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフォーマンスは隣接サブチャネルの結合が増大するに連れて、あるいは周波数オフセットが増加するに連れて、急速に劣化する。これに対し、本発明は推定事後確率に基づいたレシーバであり、各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、順番に、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べてBERパフォーマンスをかなり改善することができる。これは本発明のターボアルゴリズムの非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接サブチャネルで得られた情報を利用するからである。最も大きなBERの改善は、ICIがガウスノイズを支配する高S/N比エリアにおいて生じる。シミューレーション結果によれば、本発明のターボレシーバはICI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。
・付記
(付記１)
少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、
少なくとも隣接する３つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、
対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、
隣接する2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、
を備え、該中間サブチャネルの受信部は他の2つの隣接受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する、
ことを特徴とする通信システム。
(付記２)
前記各受信部は、
前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、
隣接するサブチャネルの２つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする付記1記載の通信システム。
(付記３)
前記中間サブチャネルの受信部は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、
前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする付記1記載の通信システム。
(付記４)
前記受信装置を、DMT通信システムを構成するFFTの後段に設けたことを特徴とする付記3記載のマルチキャリア通信システム。
(付記５)
少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、
チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが2値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、隣接するサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備えたことを特徴とする受信装置。
(付記６)
前記軟判定対象値出力手段は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第1の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された3つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第2、第3、第4の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する4つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための3つの相関合成信号を出力する手段、
前記3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第１〜第3の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
を備えたことを特徴とする付記5記載の受信装置。
(付記７)
前記調整値算出手段は、
前記第1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第1の調整値を算出する第1の調整部、
前記第２の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第2の調整値を算出する第２の調整部、
前記第３の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第3の調整値を算出する第３の調整部、
を備え、
各調整部を、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ユニットで構成することを特徴とする付記６記載の受信装置。
【図面の簡単な説明】
【図１】 周波数オフセットが零であるときの周波数特性である。
【図２】 周波数オフセットが零でないときの周波数特性である。
【図３】 ICIが存在するマルチキャリア通信システムを説明するための一般的なモデルである。
【図４】 着目サブチャネルと上下2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して着目サブチャネルの受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。
【図５】 本発明のICIを利用した最大事後確率に基づいた受信装置(ターボレシーバという)の構成図である。
【図６】 送信システム各部の着目サブチャネルのコレステレーション及び繰り返し回数に応じた着目サブチャネルのコレステレーション説明図である。
【図７】 非線形ユニットの伝達関数である。
【図８】 α01=α0-1=0.25の場合における本発明レシーバ及び従来のマッチトフィルタレシーバにおける平均BERパフォーマンス特性図である。
【図９】 本発明のターボレシーバ及び従来のマッチトフィルタべースレシーバの平均BERパフォーマンスをICIの結合係数αの関数とし、且つEb/Noをパラメータとして示すものである。
【図１０】 ターボレシーバを採用したDMTべース通信システムの構成図である。
【図１１】 従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えたDMTレシーバ（N=4）のBERパフォーマンスを示すものである。
【図１２】 従来のDMTべースレシーバのBERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えたDMTレシーバ（N=64）のBERパフォーマンスを示すものである。
Claims (3)
- 少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、
少なくとも隣接する３つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、
対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられた受信部を含む受信装置、
隣接する2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、
を備え、前記中間サブチャネルの受信部は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1 の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された 3 つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 2 、第 3 、第 4 の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する 4 つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための 3 つの相関合成信号を出力する手段、
前記 3 つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対象値を加算する第１〜第 3 の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて前記自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部
を備えたことを特徴とする通信システム。 - 前記軟判定対象値は、前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが２値のうち一方である確率と他方である確率との差であることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
- 少なくとも隣接する3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキャリア通信システムにおける受信装置において、
チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが2値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、隣接するサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、
該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、
を備え、前記軟判定対象値出力手段は、
３つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1 の基準信号を作成すると共に、前記３つのサブチャネル信号で伝送された 3 つのデータのうち、１つのデータが異なるとした場合における３つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の２つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第２、第３、第４の基準信号を作成する手段、
該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する４つの相関手段、
各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための３つの相関合成信号を出力する手段、
前記３つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対象値を加算する第１〜第 3 の加算部、
各加算部の加算結果に基づいて前記自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、
前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、
を備えたことを特徴とする受信装置。
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