DE60216644T2

DE60216644T2 - System und Vorrichtung unter Verwendung weicher Entscheidungen in einem Mehrträgerübertragungssystem

Info

Publication number: DE60216644T2
Application number: DE60216644T
Authority: DE
Inventors: c/o Fujitsu Limited Lozhkin Kawasaki-shi ALEXANDER N
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-08-30
Filing date: 2002-08-30
Publication date: 2007-04-05
Anticipated expiration: 2022-08-31
Also published as: DE60216644D1; EP1536581B1; WO2004023685A1; EP1536581A4; EP1536581A1; JP3934650B2; JPWO2004023685A1

Description

Technisches Gebiet
Diese Erfindung betrifft ein Mehrträgerkommunikationssystem und eine Empfangsvorrichtung für solch ein System, und betrifft insbesondere ein Mehrträgerkommunikationssystem und eine Empfangsvorrichtung für selbiges, welche eine Zwischenkanalinterferenz (ICI, engl. interchannel interference) zwischen den zwei oberen und unteren Unterkanälen und dem interessierenden Kanal verwendet.
Stand der Technik
Die Bitfehlerrate (BER, engl. bit error rate) bei einer Filterbankmodulation, DMT-Modulation, FMT-Modulation und in anderen Mehrträgerkommunikationssystemen kann durch die Verwendung empfangener Signale verbessert werden, die bei einer Zwischenkanalinterferenz (ICI) einbezogen werden. Eine Zwischenkanalinterferenz ergibt sich aus einem fehlerhaften Betrieb eines Betriebssystems in Kommunikationssystemen oder aufgrund unvermeidbarer Umgebungsbedingungen, wie z.B. dem Verlust der Orthogonalität zwischen Hilfsträgern. Diese Zwischenkanalinterferenz wird durch einen Verlust spektraler Energie verursacht und in manchen Fällen durch eine Art von Verlust zwischen Unterkanälen, was als Nebensprechen bezeichnet wird.
Ein Turboempfänger dieser Erfindung basiert auf einem Algorithmus maximaler A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit, der die ICI verwendet. In diesem Turboempfänger wird Information, die nach einer nichtlinearen Verarbeitung von einem Unterkanal abgeleitet wird, durch die maximale A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des anderen Unterkanals verfeinert, und gleichermaßen wird Information, die von dem anderen Unterkanal abgeleitet wird, durch die maximale A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des ersten Unterkanals verfeinert.
[Siehe beispielsweise] K. Sathananthan und C. Tellambura, „Probability of error calculation of OFDM system with frequency offset", IEEE Trans. Commun., Vol. 49, No. 11, Nov. 2001, Seiten 1884–1888.
(a) Relation von Frequenzoffset zu ICI
In einem Mehrträgerkommunikationssystem, in welchem ein Frequenzband in eine Mehrzahl unabhängiger, schmaler Unterbänder aufgeteilt wird und in welchem außerdem die Sendedaten für jedes Unterband im Frequenzmultiplexverfahren verarbeitet, gesendet und empfangen werden, und insbesondere in einem Mehrträgerkommunikationssystem, das eine Filterbankmodulation, DMT- (engl. discrete multitone) Modulation, FMT- (engl. filtered multitone) Modulation und Ähnliches einsetzt, wurde eine Auswahl des Filtersatzes unter der Bedingung durchgeführt, eine Zwischensymbolinterferenz (ISI, engl. intersymbol interference) und eine Zwischenkanalinterferenz (ICI) vollständig zu eliminieren.
In einem idealen Übertragungskanal, in welchem es keine Dopplerverschiebung gibt, es keine Offsetfrequenz zwischen Sender und Empfänger gibt, und außerdem keine Signalverzerrung auftritt, garantiert diese Bedingung die fehlerfreie Wiederherstellung übertragener Zeichen im Empfänger. Jedoch wird ein Frequenzoffset in einem Kanal, der sich aus einer ungenauen Oszillatorabstimmung und Dopplerverschiebungen ergibt, aufgrund eines spektralen Verlusts oder einer ICI wiederum eine BER-Verschlechterung verursachen.
Die einzige Methode zum Vermindern solch einer BER-Verschlechterung ist, den Frequenzoffset auf ein mögliches Maß zu reduzieren und den Frequenzoffset insbesondere innerhalb von 1% des Frequenzintervalls des Unterträgers zu halten. Jedoch erfordert diese Methode eine genaue Schätzung des Frequenzoffsets, und außerdem, wenn Mehrträgersignale empfangen werden, die mit Rauschen vermischt sind, wenn der Rauschpegel hoch ist, gibt es das Problem, dass die Genauigkeit einer Frequenzoffsetschätzung beeinträchtigt wird. Ferner arbeitet diese Methode in einem Hochgeschwindigkeitsfadingkanal, das heißt, in einem Kanal, in welchem die Dopplerverschiebung für Sendezeichen nicht konstant ist, und in einem Hochgeschwindigkeitsfadingkanal, der sich mit der Zeit ändert, nicht ordnungsgemäß.
Hier werden ein DMT-Basissystem und ein Kanal mit idealem weißem Gaußschen Rauschen vorausgesetzt. Der Pegel einer Zwischensymbolinterferenz (ISI) wird im Vergleich zu einer Zwischenkanalinterferenz (ICI) und anderen Rauschsignalen als vernachlässigbar angenommen. Zur Vereinfachung werden nur der interessierende Unterkanal, ein erster benachbarter Unterkanal, der unterhalb des interessierenden Unterkanals positioniert ist, und ein zweiter benachbarter Unterkanal, der oberhalb des interessierenden Unterkanals positioniert ist, betrachtet. 1 und 2 zeigen den Frequenzgang des Falls der drei Unterkanäle an, in denen der Frequenzoffset Null ist (1) und in denen der Frequenzoffset nicht Null ist (2). Die Signale der mittleren Frequenzen f1, f2, f3, welche den ersten, zweiten und dritten Unterkanälen entsprechen, werden durch vertikale Pfeile in 1 und in 2 gekennzeichnet. In 1 und 2 kennzeichnet die Unterkanalnummer 0 (ch0) den interessierenden Unterkanal, kennzeichnet die Unterkanalnummer –1 (ch – 1) den Unterkanal, der auf der Frequenzskala unterhalb des interessierenden Unterkanals positioniert ist, und kennzeichnet die Unterkanalnummer +1 (ch + 1) den Unterkanal, der auf einer Frequenzskala oberhalb des interessierenden Unterkanals positioniert ist. Wenn die Periode des DMT-Zeichens T ist, dann wird die Frequenzskala durch das Kanalintervall normiert, gleich 1/T. Das heißt, eine Einheit der Frequenzskala ist das Kanalintervall. Wie in 1 gezeigt, wenn der Frequenzoffset (normiert durch das Kanalintervall) α 0 ist, führen die Übertragungsfunk tionen des unteren Unterkanals und des oberen Unterkanals, welche in der Figur durch die durchgezogene Linie A und die gestrichelte Linie B repräsentiert werden, zu einer unendlich großen Dämpfung bei der mittleren Frequenz f2 des interessierenden Unterkanals (gepunktete Linie). Gleichermaßen führt die Übertragungsfunktion des interessierenden Unterkanals zu einer unendlich großen Dämpfung bei den mittleren Frequenzen f1 und f3 des oberen und des unteren Unterkanals. Das heißt, wenn der Frequenzoffset α Null ist, dann tritt keine ICI zwischen benachbarten Kanälen auf. Mit anderen Worten, wenn der Frequenzoffset Null ist, sind Unterkanäle orthogonal und in keiner Weise vorhanden.
Jedoch, wenn der Frequenzoffset α nicht Null ist, kollabiert die Unterkanalorthogonalität und eine ICI tritt auf. 2 zeigt die spektralen Charakteristika jedes Unterkanals, wenn der Frequenzoffset α in einem DMT-System nicht Null ist. Die Spektren benachbarter Unterkanäle besitzen eindeutig beidseitige Gewinne von nicht Null, was in 2 durch α_0-1, α₁₀, α_–10, α₀₁ gekennzeichnet ist. In dieser Notation kennzeichnet der erste Index von α den Unterkanal, der die Interferenzquelle ist, und kennzeichnet der zweit Index den Unterkanal, in dem Interferenz auftritt. Das heißt, α_0-1 kennzeichnet den Verlustkoeffizienten (Amplitude) einer Übertragung von dem interessierenden Unterkanal mit Nummer 0 zu dem unteren Unterkanal mit der Unterkanalnummer –1, α₁₀ kennzeichnet den Verlustkoeffizienten einer Übertragung von dem oberen Unterkanal mit der Nummer +1 zu dem interessierenden Unterkanal mit der Unterkanalnummer 0, α_–10 kennzeichnet den Verlustkoeffizienten einer Übertragung von dem unteren Unterkanal mit der Unterkanalnummer –1 zu dem interessierenden Unterkanal mit der Nummer 0, und α₀₁ kennzeichnet den Verlustkoeffizienten einer Übertragung von dem interessierenden Unterkanal mit der Nummer 0 zu dem oberen Unterkanal mit der Unterkanalnummer +1. Auf diese Weise, wenn der Frequenzoffset α nicht Null ist, tritt ein beidseitiger Gewinn von nicht Null auf, das heißt, eine ICI zwischen Unterkanälen (Nebensprechen).
(b) Verallgemeinertes Model von Kommunikationssystemen
3 ist ein allgemeines Model, das die beidseitige ICI zwischen drei Unterkanälen in einem DMT-System illustrieren soll, das Frequenzoffsets besitzt. 1₁, 1₂, 1₃ sind Sendevorrichtungen für die Unterkanäle ch – 1, ch0, ch + 1; 2₁, 2₂, 2₃ sind Empfangsvorrichtungen für die entsprechenden Unterkanäle; 3₁, 3₂, 3₃ sind Übertragungswege für die entsprechenden Unterkanäle; 4_ij sind Multiplizierer, um den Verlustkoeffizienten (Interferenzkoeffizient) α_ij einer Übertragung von der Unterkanalnummer i zur Unterkanalnummer j mit dem Unterkanal Di zu multiplizieren; 5₁, 5₂, 5₃ sind Syntheseteile, welche Nebensprechen (ICI) von anderen Unterkanälen mit ihrem eigenen Unterkanalsignal synthetisieren; und 6₁, 6₂, 6₃ sind Rauschsyntheseteile.
Wie aus 3 deutlich wird, streuen Signale von dem unteren Unterkanal ch – 1 in den interessierenden Unterkanal ch0 mittels des Nebensprechkoeffizienten α_–10, und streuen Signale von dem oberen Unterkanal ch + 1 in den interessierenden Unterkanal mittels des Nebensprechkoeffizienten α₁₀. Das Modell der 3 kann auch auf ein Mehrträgerkommunikationssystem angewendet werden, das N Unterkanäle größer als 3 besitzt, ohne die Anzahl von Unterkanälen im gesamten Kommunikationssystem zu beschränken, wenn die Unterkanäle, die einer gegenseitigen Interferenz ausgesetzt sind, auf die oberen und unteren Unterkanäle beschränkt sind. Jedoch ist auch in diesem Fall eine Interferenz in jedem der Unterkanäle nur von den oberen und unteren benachbarten Unterkanälen. In diesem Fall beschreiben die Interferenzkoeffizienten eine Koeffizientenkette. Aufgrund einer Frequenzorthogonalität zwischen Unterkanälen sind die Rauschkomponenten, die in 3 mit n₁(t), n₂(t), n₃(t) gekennzeichnet sind, statistisch unabhängig (unkorreliert).
Es wurde vermutet, dass Unterkanäle im Frequenzbereich positioniert sind; jedoch kann ein ähnliches Modell auch auf andere Systeme angewendet werden, außerdem auf Systeme, welche eine DMT-Modulation, Filterbankmodualtionsverfahren und Ähnliches verwenden.
(c) Technische Probleme
Das Modell der 3 ist nützlich, um den physikalischen Prozess zu verstehen, welcher der Grund für eine ICI ist. In Bezug auf dieses Modell besteht das Problem darin, eine korrekte Bestimmung der Signale, die in jedem Unterkanal empfangen werden, und der Werte von SendeInformationssymbolen (wenn binär, dann Codes) möglich zu machen, selbst wenn eine ICI auftritt.
Eine Methode, welche die Möglichkeit besitzt, eine ICI in Empfangsvorrichtungen zu vermindern, ist eine Einführung des Decision Feedback Equalizer (DFE) zur ICI-Löschung, vorgeschlagen in Viterbo und K. Fazel, „How to combat long echoes in QFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding", Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, Seiten 2069–2074.
Jedoch, wenn die Ausgaben jeder Empfangsvorrichtung in einem Format einer harten Bitentscheidung (harte Entscheidung) sind, dann gibt es, selbst wenn Information zwischen Unterkanälen mehrfach genutzt wird, nur einen sehr geringen Vorteil. Dies beschränkt den Operationsbereich des DFE, der harte Entscheidungen verwendet.
Selbst wenn der oben beschriebene Ansatz in zahlreichen gegenwärtigen Fällen nützlich ist, hängen die Vorteile von dem Maß ab, auf das der ICI-Effekt minimiert wird. Das ist so, da eine ICI Information in Bezug auf Sendezeichen umfasst, und es die Möglichkeit gibt, dass die Sendezeicheninformation, die durch die ICI umfasst wird, in einer zufrieden stellenden Demodulation empfangener Signale verwendet werden kann. Angesichts des oben stehenden besteht eine Aufgabe dieser Erfindung darin, die BER-Leistung zu verbessern, indem die ICI in einem Kommunikationssystem verwendet wird, in dem eine ICI vorhanden ist.
Eine weitere Aufgabe dieser Erfindung ist, die BER basierend auf A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten zu verringern, indem eine ICI verwendet wird.
Offenbarung der Erfindung
Diese Erfindung betrifft ein Mehrträgerkommunikationssystem, in welchem Signale über mindestens drei benachbarte Unterkanäle gesendet und empfangen werden, umfassend (1) eine Sendevorrichtung, die Daten unabhängig über mindestens drei benachbarte Unterkanäle sendet; (2) eine Empfangsvorrichtung, umfassend einen Empfangsteil, die für jeden Unterkanal vorgesehen ist, welche Daten von den entsprechenden Unterkanälen empfängt, und welche weiche Entscheidungen (engl. soft decision) an den empfangenen Daten durchführen; und (3) Mittel zum Eingeben in den Empfangsteil des mittleren Unterkanals von Werten einer weichen Entscheidung in den Empfangsteilen, welche den zwei benachbarten Unterkanälen entsprechen. Der Empfangsteil des mittleren Unterkanals verwendet die Werte der weichen Entscheidung, die von den zwei benachbarten Empfangsteilen eingegeben werden, um seine eigenen Werte einer weichen Entscheidung einzustellen, und führt basierend auf den Werten der weichen Entscheidung Entscheidungen über empfangene Daten durch.
Jeder der obigen Empfangsteile umfasst (1) Mittel zum Berechnen, als den obigen Wert der weichen Entscheidung, der Differenz zwischen der Wahrscheinlichkeit, dass Daten, die von dem interessierenden Unterkanal empfangen werden, einen binären Wert besitzen, und der Wahrscheinlichkeit, dass sie den anderen binären Wert besitzen, wobei der Kopp lungsgrad zwischen Unterkanälen berücksichtigt wird; (2) Mittel zum Einstellen seiner eigenen Werte der weichen Entscheidung, wobei die obigen Werte der weichen Entscheidung verwendet werden, die von den zwei Empfangsteilen der benachbarten Unterkanäle eingegeben werden; und (3) einen Entscheidungsteil, der Entscheidungen an empfangenen Daten basierend auf den werten der weichen Entscheidung durchführt.
Der obige Empfangsteil des mittleren Unterkanals umfasst (1) Mittel zum Erzeugen eines ersten Referenzsignals, wenn die Daten, welche durch die drei Unterkanalsignale übertragen werden, die gleichen sind, welches unter Berücksichtigung von Nebensprechen von den zwei anderen Unterkanälen berechnet wird, und zum Erzeugen zweiter, dritter und vierter Referenzsignale, wenn eines der drei Datenelemente, welche durch die obigen drei Unterkanalsignale übertragen wurden, anders ist, welche unter Berücksichtigung des Nebensprechens von den anderen zwei Unterkanälen unter den drei Kombinationen berechnet werden; (2) vier Korrelationsmittel zum Integrieren der jeweiligen Ergebnisse einer Multiplikation der Referenzsignale mit dem tatsächlich empfangenen Signal; (3) Mittel zum Synthetisieren der Ausgaben jedes der Korrelationsmittel und zum Ausgeben seiner eigenen Werte der weichen Entscheidung, sowie zum Ausgeben von drei Korrelationssynthesesignalen zur Verwendung beim Einstellen von Werten einer weichen Entscheidung; (4) erste bis einschließlich dritte Additionsteile, welche zu den obigen drei Korrelationssynthesesignalen die obigen Werte der weichen Entscheidung addieren, die von den Empfangsteilen der benachbarten Unterkanäle eingegeben werden; (5) Mittel zum Berechnen von Einstellwerten zur Einstellung seiner eigenen Werte der weichen Entscheidung, basierend auf den Additionsergebnissen jedes der Additionsteile; (6) einen Einstellteil, welcher die obigen Einstellwerte zu seinen eigenen Werten der weichen Entscheidung addiert und seine eigenen werte der weichen Entscheidung einstellt; und (7) einen Entscheidungsteil, der Entscheidungen an empfangenen Daten basierend auf den werten der weichen Entscheidung durchführt.
Ferner umfasst das obige Einstellwertberechnungsmittel (1) einen ersten Einstellteil, welcher, basierend auf den Additionsergebnissen des obigen ersten Additionsteils, einen ersten Einstellwert berechnet, um seinen eigenen Wert einer weichen Entscheidung einzustellen; (2) einen zweiten Einstellteil, welcher, basierend auf den Additionsergebnissen des obigen zweiten Additionsteils, einen zweiten Einstellwert berechnet, um seinen eigenen Werte einer weichen Entscheidung einzustellen; und (3) einen dritten Einstellteil, welcher, basierend auf den Additionsergebnissen des obigen dritten Additionsteils, einen dritten Einstellwert berechnet, um seinen eigenen Wert einer weichen Entscheidung einzustellen; und wobei jeder Einstellteil einen negativen Amplitudengrenzwert für eine negative Eingabe indiziert, einen positiven Amplitudengrenzwert für eine positive Eingabe indiziert und außerdem mit einer nichtlinearen Einheit konfiguriert ist, welche eine lineare Relation zwischen Eingabe und Ausgabe nahe an und auf beiden Seiten einer Nulleingabe umfasst.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt die Frequenzcharakteristika, wenn der Frequenzoffset Null ist;
2 zeigt die Frequenzcharakteristika, wenn der Frequenzoffset nicht Null ist;
3 ist ein allgemeines Modell, das verwendet wird, um ein Mehrträgerkommunikationssystem zu erklären, in welchem eine ICI vorhanden ist;
4 zeigt die Gesamtkonfiguration eines Kommunikationssystems dieser Erfindung, in welchem eine Interferenz zwischen einem interessierenden Unterkanal und den zwei benachbarten oberen und unteren Unterkanälen verwendet wird, um Daten zu demodulieren, die in dem interessierenden Unterkanal empfangen werden;
5 zeigt die Konfiguration einer Empfangsvorrichtung (als Turboempfänger bezeichnet) dieser Erfindung, die auf maximaler A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit basiert, wobei ein ICI verwendet wird;
6 ist ein erklärendes Diagramm von Konstellationen des interessierenden Unterkanals in jedem der Teile des Kommunikationssystems, und Konstellationen des interessierenden Unterkanals gemäß der Anzahl von Wiederholungen;
7 zeigt die Übertragungsfunktion einer nichtlinearen Einheit;
8 zeigt die durchschnittliche BER-Leistungscharakteristik eines Empfängers dieser Erfindung und eines herkömmlichen Empfängers mit angepasstem Filter, wenn α₀₁ = α_0-1 = 0,25 gilt;
9 zeigt die durchschnittliche BER-Leistung eines Turboempfängers dieser Erfindung und eines herkömmlichen Empfängers, der auf einem angepassten Filter basiert, als eine Funktion des ICI-Kopplungskoeffizienten α, und mit Eb/N₀ als einen Parameter;
10 zeigt die Konfiguration eines DMT basierenden Kommunikationssystems, in dem ein Turboempfänger angewendet wird;
11 zeigt die BER-Leistung eines herkömmlichen DMT basierten Empfängers, sowie die BER-Leistung eines DMT-Empfängers (N = 4), der Turboverarbeitungsfunktionen dieser Erfindung umfasst; und
12 zeigt die BER-Leistung eines herkömmlichen DMT basierten Empfängers, sowie die BER-Leistung eines DMT- Empfängers (N = 64), der Turboverarbeitungsfunktionen dieser Erfindung umfasst.
Bester Modus zum Ausführen der Erfindung
(A) Gesamtkonfiguration eines Kommunikationssystems dieser Erfindung
4 zeigt die Gesamtkonfiguration eines Kommunikationssystems dieser Erfindung, in welchem eine Interferenz zwischen einem interessierenden Unterkanal und den zwei benachbarten oberen und unteren Unterkanälen verwendet wird, um Daten zu demodulieren, die in dem interessierenden Unterkanal empfangen werden. Das Kommunikationssystem umfasst drei Sendevorrichtungen 21, 22, 23, welche jeweils Daten unabhängig über drei Unterkanäle ch – 1, ch0, ch + 1 senden; zahlreiche Nebensprechwege 31_ij, welche Kopplungskoeffizienten α_ij von den i-ten Unterkanälen zu den j-ten Unterkanälen besitzen; drei Empfangsvorrichtungen 40, 50, 60, die für jeden der Unterkanäle vorgesehen sind, welche Daten von den entsprechenden Unterkanälen empfangen und weiche Entscheidungen an den empfangenen Daten durchführen; und Mittel 71, 72 zum Eingeben der Werte der weichen Entscheidung jeder der Empfangsvorrichtungen in andere Empfangsvorrichtungen. 32 bis einschließlich 34 und 35 bis einschließlich 37 sind Syntheseteile, welche ICI-Signale und Rauschen synthetisieren.
Die Empfangsvorrichtung 50 des Unterkanals ch0 verwendet Werte der weichen Entscheidung, die von den Empfangsvorrichtungen 40, 60 der oberen und unteren Unterkanäle ch – 1, ch + 1 eingegeben werden, um ihre eigenen Werte der weichen Entscheidung einzustellen, und führt basierend auf diesen Werten der weichen Entscheidung „0" und „1" Entscheidungen für empfangene Daten durch. Gleichermaßen verwenden auch andere Empfangsvorrichtungen Werte einer weichen Entscheidung, die von den Empfangsvorrichtungen unte rer und oberer Unterkanäle eingegeben werden, um ihre eigenen Werte einer weichen Entscheidung einzustellen, und führen basierend auf diesen Werten einer weichen Entscheidung „0" und „1" Beurteilungen empfangener Daten durch.
(B) Algorithmus für eine Demodulation empfangener Zeichen
Der Algorithmus, der von dem Empfänger des interessierenden Unterkanals ch0 verwendet wird, um empfangene Zeichen in dem Kommunikationssystem, das in 4 gezeigt ist, zu demodulieren, wird erklärt.
Das Prinzip des Demodulationsalgorithmus ist die Ableitung des Werts lnD₀, der die Differenz zwischen der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = +1/y(t)), dass ein Informationssymbol, das in dem interessierenden Unterkanal ch0 empfangen wird, „0" (= +1) ist, und der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = –1/y(t)), dass das Informationssymbol „1" (= –1) ist, indiziert. Das liegt daran, dass, wenn die Differenz in A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten lnD₀ abgeleitet werden kann, es möglich ist, zu entscheiden, ob das empfangene Informationssymbol „0" oder „1" ist. Das heißt, die Wahrscheinlichkeitsdifferenz lnD₀ für den interessierenden Unterkanal ist die Differenz zwischen der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = +1/y(t)), dass ein empfangenes Informationssymbol „0" (= +1) ist, und der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = –1/y(t)), dass das Informationssymbol „1" (= –1) ist. Daher, wenn lnD₀ > 0 ist, kann die empfangene Information des interessierenden Unterkanals als „0" entschieden werden, und wenn lnD₀ < 0 ist, kann die empfangene Information des interessierenden Unterkanals als „1" entschieden werden. Aus dem obigen wird in dieser Erfindung zuerst der Wert lnD₀ abgeleitet, der die Differenz zwischen A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten indiziert.
Es kann angenommen werden, dass eine binäre Information (zweiwertige Information) als Signale S*_ij(t) über zwei benachbarte Unterkanäle übertragen wird. Der Index i in S*_ij(t) indiziert die Unterkanalanzahl (i = –1, 0 oder 1), und der Index j wird durch das Zeichen des Informationssymbols Di in dem Unterkanal i bestimmt. Das heißt, wenn Di = +1, dann gilt j = 0 wenn Di = –1, dann gilt j = 1 (1)
Nachfolgend, um die Notation zu vereinfachen, wird die Zeitabhängigkeit von S*_ij(t) aus Gleichungen weggelassen. Das heißt, S*_ij(t) wird einfach nur als S*_ij geschrieben.
Es kann angenommen werden, dass die Übertragungszeichen Di statistisch unabhängig sind (keine Korrelation besitzen), und außerdem gleichmäßig verteilte Zufallsvariablen sind. Aus 4 werden Signale im interessierenden Unterkanal, welche von einer ICI von den unteren und oberen Unterkanälen beeinflusst wurden, durch eine lineare Kopplung repräsentiert aufgrund von Nebensprechkoeffizienten α zwischen den Signalen S*_–ij, S*_ij, die in den oberen und unteren Unterkanälen übertragen werden, und den Signalen S*_0j in dem interessierenden Kanal. Die Nebensprechkoeffizienten α sind Werte, welche einem Nebensprechverlust entsprechen. Wenn das Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Kanal +1 ist, ist das empfangene Signal S_j (j = 0–3) in dem interessierenden Kanal, abhängig davon ob die Signale D_–1, D₁ in den unteren und oberen Unterkanälen +1 oder –1 sind, gleich
Hier repräsentiert das j des Signals S_j die Signalnummer. Gleichermaßen, wenn ein Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Kanal –1 ist, dann ist das empfangene Signal S_j (j = 4–7) in dem interessierenden Kanal, abhängig davon ob die Signale D_–1, D₁ in den unteren und oberen Unterkanälen +1 oder –1 sind, gleich
Nach dem Einführen von ICI werden S_j (i = 0, 1, 2, ..., 7) als acht Signale verwendet, welche in die Empfänger für jeden Unterkanal eingegeben werden, gemäß den Gleichungen (2) und (3). Der Index j von S_j in den Gleichungen (2) und (3) indiziert die Signalnummer und wird durch das Paaren der Zeichen D_–1, D₁ und D₀ im unteren Unterkanal, oberen Unterkanal und dem interessierenden Kanal bestimmt.
Indem die folgenden Tatsachen (1) und (2) in Betracht gezogen werden, kann der Algorithmus zum optimalen Empfang weiter ausgebaut werden. Das heißt, (1) die Zeichen bestimmter Informationssignale sind entgegengesetzt, so dass S*_–10 = –S*_–11, S*₀₀ = –S*₀₁ und S*₁₀ = –S*₁₁. Ferner werden (2) in den unteren und oberen Unterkanälen und in dem interessierenden Unterkanal die gleichen Signale verwendet, um Informationssymbol zu übertragen, mit S*_–10 = S*₀₀ = S*₁₀ und S*_–11 = S*₀₁ = S*₁₁. Indem diese Tatsachen berücksichtigt werden, kann der Algorithmus für einen optimalen Empfang weiter ausgebaut werden. Letzteres (2) indiziert, dass die Werte für alle Unterkanäle die gleichen sind, und dass es außerdem bei der Amplitude, der Wellenform, der Energie oder Ähnlichem zwischen den Informationssymbolen für alle Unterkanäle keine Unterschiede gibt. In diesem Fall werden die Signale der Gleichungen (2) und (3) für jeden der Unterkanäle wie unten gezeigt gepaart und besitzen außerdem entgegengesetzte Zeichen.
Aus den Gleichungen (2), (3) und (4) wird die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des Empfangens des Signals S_j, oder mit anderen Worten, die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit, dass das empfangene Signal S_j ist, P(S_j/y(t)), durch die Gleichung bestimmt
Hier ist k₀ eine normierte Konstante, j die Signalnummer (j = 0, 1, ..., 7), y(t) ist das Signal, das aus der Synthese des Signalzugs S_j, welcher die ICI begleitet, und weißen Gaußschen Rauschens n(t) mit einer spektralen Leistungsintensität N₀ resultiert, y(t) = S_j + n(t), P_apr(Sj) ist die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des empfangenen Signals S_j, und P(y(t)/S_j) ist die bedingte Wahrscheinlichkeit, welche die Wahrscheinlichkeit ist, dass das gesendete Codewort S_j ist, wenn das empfangene Wort y(t) ist.
Die vorherigen Wahrscheinlichkeiten P_apr(S_j) (j = 0, 1, ..., 7) für den interessierenden Kanal werden als das Kreuzprodukt der A-Priori-Wahrscheinlichkeit, dass das Signal in dem interessierenden Kanal S*₀₀ oder S*₀₁ ist, und den A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten des Informationssignals S*_ij in den zwei benachbarten Unterkanälen repräsentiert.
Das heißt, wenn D₀ = +1,
und wenn D₀ = –1,
In den Gleichungen (6) und (7) ist P_apr(S_j) die A-Priori-Wahrscheinlichkeit, dass das Informationssignal S_j mit der Nummer j in dem interessierenden Unterkanal übertragen wird (Übertragungswahrscheinlichkeit). Die A-Priori-Wahrscheinlichkeit P_apr(S*_ij) hängt von den Statistiken der Datenerzeugungsquelle ab und im realistischsten Fall wird sie gleich 1/2 vermutet. Die Wahrscheinlichkeit P(S*_ij) ist die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des empfangenen Signals S*_ij, die sich von der A-Priori-Wahrscheinlichkeit P_apr(S*_ij) unterscheidet, wobei die Wahrscheinlichkeit P(S*_if) auf der Empfangsseite mit hoher Zuverlässigkeit geschätzt werden kann, und wird durch P(S*_ij) = P(S*_ij/y(t)) ausgedrückt. Dies ist die beste Schätzung von P(S*_ij) in einem Kanal mit weißem Gaußschen Rauschen. Aus dieser Annahme können die Gleichungen (6) und (7) wie folgt umgeschrieben werden.
Oder, wenn eine direkte Relation zwischen dem Informationssignal S*_ij und dem Sendeinformationssignal D_i (siehe Gleichung (1)) vorhanden ist, kann P(S*_ij) = P(D_i = j/y(t)) in den Gleichungen (6) und (7) ausgetauscht werden, so dass die Gleichungen (6) und (7) wie folgt werden. Hier ist P(S*_ij) die Wahrscheinlichkeit, dass das Signal des i-ten Unterkanals D_i j ist.
In den Gleichungen (10) und (11) werden die A-Priori-Wahrscheinlichkeiten P_apr(S_j) (j = 0, 1, 2, ..., 7) als die Kanalkreuzprodukte der Sende-A-Priori-Wahrscheinlichkeiten P_apr(S*_ij) des Informationssignals S*_ij ausgedrückt, und die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten, welche die Informationssymbole D_i in den unteren und oberen benachbarten Unterkanälen empfangen, sind +1 oder –1.
In einem Turboempfänger (Maximum-Likelihood-Empfänger) dieser Erfindung wird das Zeichen eines empfangenen Informationssymbols D₀ in dem interessierenden Unterkanal wie folgt entschieden. Die Wahrscheinlichkeit P(D₀ = +1/y(t)), dass ein empfangenes Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Unterkanal (Nummer 0) +1 ist, und die Wahrscheinlichkeit P(D₀ = –1/y(t)), dass D₀ –1 ist, werden berechnet, und durch Vergleichen der Größe beider oder durch Vergleichen der Differenz im Logarithmus jeder mit einem Grenzwert, wird das Zeichen des empfangenen Informationssymbols D₀ entschieden.
Die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = j/y(t)), dass ein empfangenes Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Unterkanal j ist, kann als die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit des Empfangens eines Symbols erhalten werden, so dass D₀ j ist. Daher ist die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = +1/y(t)) die Wahrscheinlichkeit, dass ein empfangenes Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Unterkanal „0" (= +1) sein wird, und kann wie folgt berechnet werden. Aus den Gleichungen (1) und (2) sind Signale, die als „0" (= +1) Informationssymbole im interessierenden Unterkanal übertragen werden, S₀ bis S₃, so dass die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = +1/y(t)), dass ein empfangenes Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Unterkanal „0" (= +1) sein wird, die Summe der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten des Empfangens der Signale S₀ bis S₃ sein wird, und kann mittels der Gleichung (12a) berechnet werden. Gleichermaßen kann die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit P(D₀ = –1/y(t)), dass ein empfangenes Informationssymbol D₀ in dem interessierenden Unterkanal „0" (= –1) ist, aus der Gleichung (12b) berechnet werden.
Beim Anwenden der Gleichung (5) auf die Gleichung (12a) (und wenn k₀ = 1 gilt) wird die Gleichung (13) erhalten. P(D0 = +1/y(t)) = k·[Papr(S0)·P(y(t)/S0) + papr(S1)·P(y(t)/S1) + k·[Papr(S2)·P(y(t)/S2) + Papr(S3)·P(y(t)/S3)] (13)
Und beim Anwenden der Gleichung (5) auf die Gleichung (12b) (mit k₀ = 1) wird die Gleichung (14) erhalten. P(D0 = –1/y(t)) = k·[Papr(S4)·P(y(t)/S4) + Papr(S5)·P(y(t)/S5) + k·[Papr(S6)·P(y(t)/S6) + Papr(S7)·P(y(t)/S7)] (14)
Wenn die Gleichungen (10) und (11) in die Gleichungen (13) und (14) eingesetzt und vereinfacht werden, und das y(t) von P(D_i = ±1/y(t)) weggelassen wird (das heißt, wenn P(D_i = ±1/y(t)) = P(D_i = ±1)), dann werden die Gleichungen (15) und (16) erhalten.
Gleichung (15) wird dann modifiziert, um die Gleichungen (17a) und (17b) zu erhalten. P(D0 = +1/y(t)) = k·Papr(S*00)·[P(D–1 = +1)·P(D1 = +1)·P(y(t)/S0) + P(D–1 = +1)·P(D1 = –1)·P(y(t)/S1)] + k·Papr(S*00)·[P(D–1 = –1)·P(D1 = +1)·P(y(t)/S2) + P(D–1 = –1)·P(D1 = –1)·P(y(t)/S3)] (17a) P(D0 = +1/y(t)) = k·Papr(S*00)·[P(D–1 = +1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S0) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S1)}] + k·Papr(S*00)·[P(D–1 = –1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S2) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S3)}] (17b)
In gleicher Weise wird Gleichung (16) modifiziert, um die Gleichungen (18a) und (18b) zu erhalten. P(D0 = –1/y(t)) = k·Papr(S*00)·[P(D–1 = +1)·P(D1 = +1)·P(y(t)/S4) + P(D–1 = +1)·P(D1 = –1)·P(y(t)/S5)] + k·Papr(S*00)·[P(D–1 = –1)·P(D1 = +1)·P(y(t)/S6) + P(D–1 = –1)·P(D1 = –1)·P(y(t)/S7)] (18a) P(D0 = –1/y(t)) = k·Papr(S*01)·[P(D–1 = +1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S4) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S5)}] + k·Papr(S*01)·[P(D–1 = –1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S6) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S7)}] (18b)
Aus obigem ergibt sich, wenn die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten P(D₀ = +1/y(t)) und P(D₀ = –1/y(t)), mit welchen ein empfangenes Informationssymbol D₀ im interessierenden Unterkanal „0" (= +1) und „1" (= –1) ist, berechnet werden, dann kann durch Vergleichen der Größen oder durch Vergleichen der Differenz ihrer Logarithmen mit einem Grenzwert das Signal (+1 oder –1) des empfangenen Informationssymbols entschieden werden.
Ob das Informationssymbol D₁₀ des interessierenden Unterkanals +1 oder –1 ist, wird beurteilt, indem zuerst
berechnet wird und dann die Gleichungen (19a) und (19b) verwendet werden, um eine Beurteilung durchzuführen.
Das heißt, wenn
dann wird beurteilt, dass D₀ = +1 ist, und wenn
dann wird beurteilt, dass D₀ = –1 ist.
Ob das Informationssymbol D₁₀ des interessierenden Unterkanals +1 oder –1 ist, wird beurteilt, indem zuerst lnP (D₀ = +1/y(t)) – lnP(D₀ = –1/y(t)) berechnet wird (wobei ln der natürliche Logarithmus ist), und dann eine Beurteilung gemäß dem Zeichen getroffen wird. Das heißt, wenn lnP(D0 = +1/y(t)) – lnP(D0 = –1/y(t)) > 0 (19c)ist, dann wird beurteilt, dass D₀ = +1 ist, und wenn lnP(D0 = +1/y(t)) – lnP(D0 = –1/y(t)) < 0 (19d)ist, dann wird beurteilt, dass D₀ = –1 ist.
Da die Übertragungssymbole D₀ statistisch unabhängig sind (keine Korrelation besitzen) und gleichmäßig verteilte Zufallsvariablen sind, wird folgende Gleichung erhalten.
Aus Gleichung (20), und da der gemeinsame Multiplikator in den Gleichungen (17b) und (18b) die Beurteilungsregel nicht beeinflusst, können die Gleichungen (17b) und (18b) als die Gleichungen (21) und (22) umgeschrieben werden. P(D0 = +1/y(t)) = P(D–1 = +1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S0) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S1)} + P(D–1 = –1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S2) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S3)} (21) P(D0 = +1/y(t)) = P(D–1 = +1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S4) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S5)} + P(D–1 = –1)·{P(D1 = +1)·P(y(t)/S6) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S7)} (22)
Wenn die algebraische Identität der folgenden Gleichung berücksichtigt wird,
können die Gleichungen (21), (22) modifiziert werden, um die folgenden Gleichungen (23) und (24) zu erhalten.
Hier werden durch Einsetzen der folgenden Gleichungen (25) und (26)
A, B, C und D dann wie folgt. A = lnP(D–1 = +1) + ln{P(D1 = +1)·P(y(t)/S0) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S1)} B = lnP(D–1 = –1) + ln{P(D1 = +1)·P(y(t)/S2) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S3)} C = lnP(D–1 = +1) + ln{P(D1 = +1)·P(y(t)/S4) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S5)} D = lnP(D–1 = –1) + ln{P(D1 = +1)·P(y(t)/S6) + P(D1 = –1)·P(y(t)/S7)}
Indem die Gleichungen (25) und (26) auf die Beurteilungsausdrücke auf den linken Seiten der Gleichungen (19a) und (19b) angewendet werden, wird die neue Beurteilungsgleichung
erhalten. Unter Berücksichtigung der Relation, die aus Gleichung (5)
wie auch Gleichung (4) erhalten wird, kann jeder der Ausdrücke der neuen Beurteilungsgleichung (27) wie folgt umgeschrieben werden. Hier gilt lnD_i = lnP(D_i = +1) – lnP(D_i = 1).
Oben ist lnD_i = lnP(D_i = +1/y(t)) – lnP(D_i = –1/y(t)) die Differenz zwischen den Logarithmen der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten, dass das Signal D_i, das im i-ten Unterkanal übertragen wird, +1 und –1 ist (Wert einer weichen Entscheidung für den i-ten Unterkanal). Ferner kann vorausgesetzt werden, dass die Energie E_j des Signals S_j(t)
ist.
Auch (A-B) und (C-D) in der Gleichung (27) sind wie folgt.
Hier gilt
Die Gleichungen (27) bis einschließlich (30) definieren die optimale Empfängerstruktur für binäre Signale, die mit einer ICI einhergehen. Wie aus den Gleichungen (27) bis einschließlich (30) zu sehen ist, wenn das Zeichen eines Informationssymbols D, das in einem bestimmten Unterkanal übertragen wird, beurteilt wird, wird die Beurteilungsinformation der benachbarten Kanäle verwendet. In den Beurteilungsregeln der Gleichungen (27) bis einschließlich (30) repräsentieren lnD_–1 und lnD₊₁ die Differenz in Logarithmen der A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten, dass das Informationssymbol in dem unteren Unterkanal (ch – 1) und in dem oberen Unterkanal (ch + 1) jeweils +1 ist. Alle Berechnungen sind serielle Berechnungen, so dass während einer Datenverarbeitung für den interessierenden Unterkanal die neuesten A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten von benachbarten Unterkanälen, die durch wiederholte Berechnungen erhalten werden, verwendet werden können.
Somit wird ein Algorithmus geschaffen, in welchem lnD₀, was der Wert einer weichen Entscheidung ist, berechnet wird, indem die Gleichungen (27) bis einschließlich (30) verwendet werden, und danach wird das Zeichen des Werts der weichen Entscheidung lnD₀ verwendet, um zu beurteilen, ob das empfangene Symbol in dem interessierenden Unterkanal „0" oder „1" ist.
(C) Konfiguration einer Empfängervorrichtung dieser Erfindung
5 zeigt den Empfang einer Empfangsvorrichtung, das heißt, eine Empfangsvorrichtung, die auf maximalen A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten basiert, indem ICI verwendet werden (Turboempfänger genannt), und zeigt nur die Konfiguration des Empfangsteils für den interessierenden Unterkanal; die Empfangsteile für andere Unterkanäle besitzen die gleiche Konfiguration. Dieser Empfangsteil umfasst eine Konfiguration zum Ausführen des oben beschriebenen Algorithmus.
Allgemein umfasst die Empfangsvorrichtung 50 für den interessierenden Unterkanal eine Korrelationseinheit 51 (welche ein angepasster Filter sein kann), einen Anwendungsteil 52 für ein Beurteilungsergebnis eines anderen Kanals, erste und zweite nicht lineare Einheiten 53 und 54, und einen Symbolbeurteilungsteil 55.
Der Multiplikator 51a und Integrator 51b der Korrelationseinheit 51 sind Teile, welche die Quantität
in den Gleichungen (28) bis einschließlich (30) berechnen; der Multiplikator 51c und Integrator 51d sind Teile, welche die Quantität
berechnen; der Multiplikator 51e und Integrator 51f sind Teile, welche die Quantität
berechnen und der Multiplikator 51g und Integrator 51h sind Teile, welche die Quantität
berechnen.
Der Additionsteil 51i addiert die Ausgaben der Integration der Integratoren 51b und 51d, der Subtraktionsteil 51j subtrahiert die Ausgaben der Integration der Integrato ren 51b und 51d, der Additionsteil 51k addiert die Ausgaben der Integration der Integratoren 51f und 51h, und der Subtraktionsteil 51m subtrahiert die Ausgaben der Integration der Integratoren 51f, 51h. Der Additionsteil 51n addiert die Ausgaben der Additionsteile 51i und 51k und gibt den ersten Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung (28) aus.
Der Subtraktionsteil 51p subtrahiert die Ausgaben der Subtraktionsteile 51i und 51k und gibt
aus.
Die Divisionsteile 51q und 51r dividieren die Eingabesignale durch zwei und geben die Ergebnisse aus.
Der Anwendungsteil 52 für ein Beurteilungsergebnis eines anderen Kanals umfasst Addierer 52a bis 52c, welche jeweils Quantitäten berechnen.
Die erste nichtlineare Einheit 52 ist ein Teil, welcher die Berechnung von ln cosh in den zweiten bis einschließlich fünften Ausdrücken auf der rechten Seite der Gleichung (28) durchführt, und besitzt erste und zweite nichtlineare Teile 53a und 53b. Die Additionsteile 71a, 71b des ersten nichtlinearen Teils 53a berechnen jeweils die Inhalte der eckigen Klammern ([]) in den ersten und zweiten Ausdrücken auf der rechten Seite der Gleichung (28); hier gilt (E₀ – E₁)/N₀ = ΔE₁. Die Teile 71c, 71d zum Berechnen von ln cosh berechnen jeweils die zweiten und dritten Ausdrücke auf der rechten Seite in der Gleichung (28), und der Subtrahierer 71e subtrahiert das Berechnungsergebnis des Teils 71d zum Berechnen von ln cosh aus dem Berechnungsergebnis des Teils 71c zum Berechnen von ln cosh, und gibt das Ergebnis aus.
Die Additionsteile 71a', 71b' des zweiten nichtlinearen Teils 53b berechnen jeweils die Inhalte der geschweiften Klammern ({}) in den vierten und fünften Ausdrücken auf der rechten Seite in der Gleichung (2); hier gilt (E₂ – E₃)/N₀ = ΔE₂. Die Teile 71c', 71d' zum Berechnen von ln cosh berechnen jeweils die vierten und fünften Ausdrücke auf der rechten Seite in Gleichung (28), und der Subtrahierer 71e' subtrahiert das Berechnungsergebnis des Teils 71d' zum Berechnen von ln cosh aus dem Berechnungsergebnis des Teils 71c' zum Berechnen von ln cosh, und gibt das Ergebnis aus.
Der Additionsteil 53c synthetisiert die Ausgaben der Addierer 71e, 71e' und der Divisionsteil 53d dividiert das synthetisierte Signal durch 2 und gibt das Ergebnis der Berechnung der zweiten bis einschließlich fünften Ausdrücke auf der rechten Seite in der Gleichung (28) aus.
Die zweite nichtlineare Einheit 54 ist ein Teil, welcher die ersten bis einschließlich dritten Auddrücke auf der rechten Seite in den Gleichungen (29) und (30) berechnet. Die Additionsteile 54a, 54b berechnen jeweils den ersten Ausdruck auf der rechten Seite in den Gleichungen (29) und (30), die Additionsteile 54c, 54d berechnen jeweils die zweiten und dritten Ausdrücke auf der rechten Seite in den Gleichungen (29) und (30), die Additionsteile 54e, 54f berechnen jeweils die rechte Seite der Gleichungen (29) und (30), die Teile 54g, 54h zum Berechnen von ln cosh berechnen die Quantitäten
und der Subtraktionsteil 54i berechnet die Differenz der Ausgaben der Teile 54g, 54h zum Berechnen von ln cosh
und gibt das Ergebnis aus.
Der Addierer 55a des Symbolbeurteilungsteils 55 addiert das Ausgabesignal des Divisionsteils 51r der Korrelationseinheit 51 und das Ausgabesignal der nichtlinearen Einheit 53, und gibt
aus, und der Additionsteil 55b erzeugt den lnD₀ (Wert der weichen Entscheidung) der Gleichung (27). Der Beurteilungsteil 55c beurteilt Vorzeichen von lnD₀, und wenn es positiv ist, entscheidet er, dass das empfangene Symbol „0" ist, aber wenn es negativ ist, entscheidet er, dass das Symbol „1" ist. Der Symbolbeurteilungsteil 55 führt auch das Berechnungsergebnis der Gleichung (27) für lnD₀ (Wert der weichen Entscheidung) zurück zu den Anwendungsteilen für ein Beurteilungsergebnis eines anderen Kanals der Empfangsteile 40, 60 der benachbarten unteren und oberen Unterkanäle.
(D) Ähnlichkeit zu einem Turbodecodierer
Der oben beschriebene Demodulationsalgorithmus empfangener Daten dieser Erfindung ist ähnlich zu einem Turbodecodierer für Turbocodes, beschrieben in M.C. Valeniti und B.D. Woerner, „Variable latency turbo codes for wireless multimedia applications", Proc. Int. Symposium on Turbo codes and Related Tonics, Brest, France, Sept. 1997, Seiten 216–219.
Aufgrund der Ähnlichkeit mit einem Turbodecodierer wird der Algorithmus dieser Erfindung als ein Turboempfänger bezeichnet. In einem Turbodecodierer leitet jeder Decodierer Information an andere Decodierer weiter und verwendet Information, die von anderen Decodierern erhalten wird, um A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten zu verfeinern, die nacheinander geschätzt werden. In gleicher Weise wird im Algorithmus dieser Erfindung Information, die von einem Unterkanal erhalten wird, einer nichtlinearen Verarbeitung unterworfen, und wird dann verwendet, um die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten zu verfeinern, die für andere Kanäle geschätzt werden; erneut wird in gleicher Weise Information, die von diesen anderen Unterkanälen erhalten wird, verwendet, um die A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten zu verfeinern, die für den einen Unterkanal geschätzt werden. Wenn in dem Turbodecodierer die einzelnen Decodiererausgaben in einem Format harter Bitentscheidungen (harte Entscheidung, engl. hard decision) sind, dann besitzt das gemeinsame Nutzen von Information nur sehr geringe Vorteile. Harte Bitentscheidungen sind ähnlich zu dem vorher erwähnten Decision Feedback Equalizer, vorgeschlagen in Viterbo und K. Fazel, „How to combat long echoes in QFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding", Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, Seiten 2069–2074, zur ICI-Löschung. Jedoch ist eine Ausgabe eines Turbodecodierers in einem Format einer weichen Entscheidung. Gleichermaßen sind die Ausgaben lnD_–1, lnD₀, lnD₁ der Empfangsvorrichtungen 40 bis 60 für Unterkanäle in dieser Erfindung Werte in einem Format einer weichen Entscheidung (Werte einer weichen Entscheidung), und harte Entscheidungen werden nach dem Ende wiederholter Berechnungen getroffen.
Diese strukturellen Ähnlichkeiten bestehen aus folgenden Gründen. In einem Turboempfänger bedeutet ähnlich zu dem Fall von Turbocodes das Vorhandensein von ICI, dass eine Übertragung über Unterkanäle erfolgt, in welchen die gleiche Information unkorreliertes Rauschen besitzt. Abhängig von dem Verhalten dieses unkorrelierten Rauschens können Schätzungen von A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten (oder die Zuverlässigkeit von Entscheidungen) verbessert werden, indem die geschätzten A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten verwendet werden, die von anderen Unterkanälen abgeleitet werden.
Ähnlich zu einem wiederholenden Turbodecodierer wird der Algorithmus dieser Erfindung vor der endgültigen Entscheidung ein oder mehrere Male für empfangene Information wiederholt. Wenn der anfängliche Schritt, das heißt, wenn das Verwenden von Entscheidungen anderer Unterkanäle nicht möglich ist, wenn die Daten gleichmäßig verteilte Zufallsvariablen sind, ist es möglich P(D_–1 = +1/y(t)) = P(D_–1 = 1/y(t)) = 1/2 und P(D₁ = +1/y(t)) = P(D₁ = –1/y(t)) = 1/2 für den ersten Unterkanal einzustellen. Diese Einstellung ist die beste Einstellung. Demzufolge wird angenommen, dass die Differenz lnD_–1 in A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten in dem unteren Unterkanal ch – 1 Null ist. Indem der obere Unterkanal ähnlich betrachtet wird, wobei P(D₁ = +1/y(t)) = 1/2, P(D₁ = –1/y(t)) = 1/2 eingestellt wird, ist die Differenz lnD₁ in A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten erneut Null. Indem die Gleichungen (27) bis (30) mit lnD_–1 = lnD₁ = 0 berechnet werden, kann eine anfängliche Schätzung für lnD₀ erhalten werden, welche unbekannt war. Gleichermaßen wird mittels des Algorithmus dieser Erfindung während der anfänglichen Wiederholung in einem Kommunikationssystem mit N Unterkanälen für den unteren Unterkanal angenommen, dass lnD_–2 = lnD₀ = 0 ist, um lnD_–1 zu berechnen, und für den oberen Unterkanal wird angenommen, dass lnD₂ = lnD₀ = 0 ist, um lnD₁ zu berechnen. Im zweiten Schritt werden die lnD_–1, lnD₁, die in dem vorhergehenden Schritt erhalten werden, in den Entscheidungsgleichungen (27) bis (30) angewendet, um neue geschätzte Wert von A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten für den interessierenden Unterkanal zu berechnen. Dadurch kann die Ausgabe eines Unterkanalempfängers als eine A-Priori-Wahrscheinlichkeit in anderen Empfängern verwendet werden.
6 ist ein erklärendes Diagramm der Konstellation des interessierenden Unterkanals in einem N = 64 Kommunikationssystem, für einen Fall, in welchem eine QPSK-Modulation mit einem S/N-Verhältnis von 20 dB nach unterschiedlichen Anzahlen von Wiederholungen durchgeführt wird. Von Kreuzkanalverlustkoeffizienten wird angenommen, dass sie α_0-1 = 0,25, α₀₁ = 0,25 sind. Die gezeigten Konstellationen sind für (A) die ursprünglichen QPSK modulierten Daten; (B) das Signal nach einer Schwächung durch ICI; (C) das Signal, das mit einem S/N von 20 dB empfangen wird; (D) die Daten, die nach einer Wiederholung des Algorithmus dieser Erfindung empfangen werden; und (E) die Daten, die nach zwei Wiederholungen des Algorithmus dieser Erfindung empfangen werden.
Daraus wird gefolgert, dass mittels der vorliegenden Erfindung eine Konstellationsstreuung verringert wird und die BER auf einen geringeren Wert verbessert wird. Je größer die Anzahl von Wiederholung ist desto kleiner kann auch die Konstellationsstreuung gemacht werden, und die BER wird noch weiter verbessert.
(E) Nichtlineare Einheiten
In 5 werden die Energiedifferenz ΔE₁ zwischen den Signalen S₀(t) und S₁(t) und die Energiedifferenz ΔE₂ zwischen den Signalen S₂(t) und S₃(t), welche durch die spektrale Leistungsintensität N₀ von weißem Gaußschen Rauschen normiert werden, wie auch die ΔEΞ der Gleichung (31) eingeführt, um eine Empfangsvorrichtung zu realisieren. ΔE₁ ist die Differenz zwischen der Energie, wenn die Informationssymbole D_–1, D₀, D₁ der jeweiligen Kanäle ch – 1, ch0, ch1 „+1, +1, +1" sind (Energie des Signals S₁(t)), und der Energie, wenn sie „+1, +1, –1" sind (Energie des Signals S₁(t)).
Die nichtlinearen Einheiten 53a, 53b, 54 der 5 können als Begrenzer dargestellt werden, welche eine nichtlineare Übertragungsfunktion, die in 7 gezeigt ist, besitzen.
Mit anderen Worten besitzen die nichtlinearen Einheiten 53a, 53b, 54 negative Amplitudengrenzen für eine negative Eingabe und positive Amplitudengrenzen für eine positive Eingabe, und können außerdem durch einen Begrenzer angenähert werden, der eine im Wesentlichen lineare Eingabe-Ausgabe-Relation auf beiden Seiten einer Nulleingabe besitzt. Der Grenzpegel hängt von dem S/N-Verhältnis und von den Energiedifferenzen ΔE₁, ΔE₂, ΔEΞ ab. 7 zeigt Übertragungsfunktionen einer nichtlinearen Einheit an, welche ΔE als einen Parameter nehmen.
Indem nichtlineare Einheiten durch einen Begrenzer angenähert werden, der eine Charakteristik besitzt, die in 7 gezeigt ist, wird die Konfiguration leicht gemacht, und die Berechnungen der nichtlinearen Einheit werden vereinfacht.
(F) Rauschimmunität und Simulationsergebnisse
Um die Gültigkeit der nichtlinearen Signalverarbeitung dieser Erfindung zu überprüfen, wurden Computersimulationen eines Empfängers dieser Erfindung und eines klassischen Empfängers mit angepasstem Filter durchgeführt. 8 zeigt die durchschnittliche BER-Leistungscharakteristik eines Empfängers dieser Erfindung und eines herkömmlichen Empfängers mit angepasstem Filter, wenn α₀₁ = α_0-1 = 0,25 ist, was als eine Funktion von 2Eb/N₀ gezeigt wird (siehe Simulationsergebnisse A und B). Eb/N₀ ist das Verhältnis der durchschnittlichen Energie Eb eines empfangenen Signals zu der spektralen Intensität N₀ einer Leistung von Hintergrundrauschen pro Bit. Als Bezug sind Simulationsergebnisse (C) für einen Empfänger dieser Erfindung (entsprechend einem herkömmlichen Empfänger mit angepasstem Filter) für den Fall, in welchen keine ICI vorhanden ist und α₀₁ = α_0-1 = 0 ist, in 8 gezeigt. Als Bezug sind auch BER-Simulationsergebnisse (D) für einen Empfänger mit angepasstem Filter gezeigt, wenn keine ICI vorhanden ist, berechnet mittels Gleichung (32).
Hier gilt:
Die BER-Leistung, die durch Computersimulationen erhalten wird, und die BER-Leistung, die mittels der Gleichung (32) berechnet wird, stimmen beachtlich gut überein. Wie aus der graphischen Darstellung der 8 deutlich wird, wenn keine ICI vorhanden ist, unterscheidet sich die BER eines Empfängers dieser Erfindung nicht von der BER, die aus der Gleichung (32) für einen herkömmlichen Empfänger mit angepasstem Filter erhalten wird. Die BER des letzteren ist in 8 als „Referenz" gezeigt. Wenn ICI vor handen ist (in dem Fall α₀₁ = α_0-1 = 0,25), ist die Leistung einer herkömmlichen Vorrichtung, welche keine nichtlineare Verarbeitung durchführt, schlechter als die eines Empfängers dieser Erfindung, und aus den Simulationsergebnissen wird deutlich, dass die Differenz insbesondere für ein hohes Eb/N₀ bedeutend ist.
9 zeigt die durchschnittliche BER-Leistung eines Turboempfängers dieser Erfindung und eines Empfängers, der auf einem angepassten Filter basiert, als eine Funktion des ICI-Kopplungskoeffizienten α (= α₀₁ = α_0-1), mit 2Eb/N₀ als einem Parameter. In 9 ist die BER eines Empfängers mit angepasstem Filter als „MF" gezeigt. Wie aus der graphischen Darstellung deutlich wird, liefert ein Turboempfänger dieser Erfindung eine zufrieden stellende BER-Leistung über einen großen Bereich von Werten des ICI-Kopplungskoeffizienten α. Jedoch besteht die größte Verbesserung bei der BER in 9 für einen großen Wert von 2EB/N₀ (S/N-Verhältnis).
Das obige Verhalten kann wie folgt erklärt werden. Bei niedrigen S/N-Verhältnissen dominiert ein eingegebenes Rauschen die ICI, was in dieser Erfindung wirkt, um die geschätzte A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit zu verbessern, und so wird eine Zuverlässigkeit von Daten vermindert. Andererseits, wenn das S/N-Verhältnis ausreichend hoch ist, dominiert ICI das Rauschen. In solchen Fällen wird durch die Vorteile einer nichtlinearen Signalverarbeitung durch den Empfänger die BER verbessert, während der Effekt von ICI verringert wird. Das obige kann als der Bereich von α betrachtet werden, über dem eine wesentliche Verbesserung der BER erreicht wird.
Wenn die ICI Kopplung relativ gering ist (α < 0,3), verursachen Signale vom interessierenden Unterkanal eine Verzerrung von Signalen, die in anderen Unterkanälen übertragen werden, jedoch ist diese Verzerrung nicht so bedeu tend, und Daten, die über benachbarte Unterkanäle übertragen werden, können zuverlässig geschätzt werden. Diese Schätzung für benachbarte Unterkanäle wird nachfolgend bei Schätzungen einer A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit für den interessierenden Unterkanal verwendet. Gleichermaßen werden Schätzungen für den interessierenden Unterkanal nachfolgend bei Schätzungen einer A-Posteriori-Wahrscheinlichkeit für andere benachbarte Unterkanäle verwendet. Durch ein weiteres Erhöhen von α werden Signale in benachbarten Unterkanälen stärker verzerrt und folglich werden alle Schätzung extrem unzuverlässig. Diese Tatsache spiegelt sich in
9 wider. Das heißt, wenn α einen bestimmten Wert übersteigt, beginnt sich die BER-Leistung merklich zu verschlechtern, wenn der ICI-Kopplungskoeffizient ansteigt. Ein Empfänger dieser Erfindung arbeitet intelligent in Bezug auf den obigen Prozess. Das heißt, die Koeffizienten der Übertragungsfunktion nichtlinearer Einheiten werden gemäß dem Rauschpegel N₀ und den ICI Kopplungskoeffizienten angepasst, die in ΔE₁, ΔE₁ und ΔEΣ vorhanden sind.
(E) Anwendung auf DMT-Systeme
Ein DMT-basiertes Kommunikationssystem wird als eine Anwendung des Turboempfängers dieser Erfindung betrachtet. 10 zeigt die Konfiguration eines DMT-basierten Kommunikationssystems, in welchem der Turboempfänger angewendet wird; in dieser Konfiguration ist der Turboempfänger dieser Erfindung in einer Stufe nach dem FFT-Teil des Empfängers in einem bekannten DMT-Kommunikationssystem positioniert.
In dem Kommunikationssystem der 10 wird ein Eingabebitstrom bei einer Datenrate R (Bit/sec oder bps) nach dem Seriell-/Parallel- (S/P) Wandler 91 in N parallelen Unterkanälen bei einer neuen Rate R/N (bps) übertragen. Die N-Punkt IFFT 92 kombiniert N parallele Datenströme zur Umwandlung in einen einzigen Satz von Mustersignalen im Echtzeitbereich. In dem Parallel-/Seriell- (P/S) Wandler 93 werden diese N Muster in ein serielles Format gewandelt, und das Ergebnis wird fortlaufend in einen Digital-/Analog-Wandler (DAC) 94 eingegeben. Das Ausgabesignal vom Tiefpassfilter (LPF) 95 auf der DAC-Ausgabeseite ist ein zeitkontinuierliches DMT-Signal. In einem Kanal mit weißem Gaußschen Rauschen wird das übertragene DMT-Signal aufgrund des weißen Gaußschen Rauschens n(t) geschwächt, wenn es an den DMT-Empfänger gesendet wird. Der Empfänger führt Funktionen durch, welche die umgekehrten jener des Senders sind. Die FFT 101 führt eine Demodulationsverarbeitung der Signale durch, welche in jedem Unterkanal gesendet werden, als ein Array mit N angepassten Filtern. Turbo 102₁ bis 102_N führen eine Unterkanalverarbeitung basierend auf dem Turboalgorithmus dieser Erfindung durch, so dass die BER verbessert wird, selbst wenn ein Frequenzoffset vorhanden ist. 11 und 12 zeigen die BER-Leistung herkömmlicher DMT-basierter Empfänger wie auch die BER-Leistung eines DMT-Empfängers, umfassend die Turboverarbeitungsfunktionen dieser Erfindung, welcher vier Turboverarbeitungswiederholungen durchführt. Jedoch zeigt 11 den Fall von N = 4 und 12 zeigt den Fall von N = 16, und die BER-Leistung wird über 2Eb/N₀ aufgetragen, wobei als ein Parameter der Frequenzoffset genommen wird, der durch die Frequenzdifferenz zwischen Kanälen normiert ist; die BER-Charakteristika für diese Erfindung werden durch „turbo" gekennzeichnet.
Aus 11 und 12 ist zu sehen, dass je geringer der Frequenzoffset ist desto besser ist die BER-Charakteristik, und dass die BER-Charakteristik für diese Erfindung besser ist als für eine herkömmliche Vorrichtung.
Oben wurden die Effekte einer ICI in benachbarten Unterkanälen eines Mehrträgerkommunikationssystems studiert. Die Leistung eines herkömmlichen Empfängers mit angepasstem Filter verschlechtert sich schnell, wenn die Kopplung zwi schen benachbarten Unterkanälen ansteigt oder wenn der Frequenzoffset ansteigt. Demgegenüber ist ein Empfänger dieser Erfindung, der auf geschätzten A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten basiert, ein Turboempfänger, in welchem der Empfänger jedes Unterkanals Information an die Empfänger benachbarter Unterkanäle weitergibt, und Information, die von den Empfängern benachbarter Unterkanäle abgeleitet wird, wird verwendet, um geschätzte A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten zu verfeinern. Demzufolge kann die BER-Leistung eines Turboempfängers dieser Erfindung deutlich verbessert werden im Vergleich zu einem herkömmlichen Empfänger mit angepasstem Filter, da die nichtlineare Signalverarbeitung des Turboalgorithmus in dieser Erfindung die Information verwenden kann, die von benachbarten Unterkanälen erhalten wird für maximale A-Posteriori-Wahrscheinlichkeiten. Die größte Verbesserung der BER tritt in dem Bereich eines hohen S/N auf, in welchem die ICI gegenüber Gaußschem Rauschen dominiert. Gemäß den Simulationsergebnissen kann ein Turboempfänger dieser Erfindung eine zufrieden stellende Leistung über einen beachtlich großen Bereich von ICI-Kopplungskonstanten erreichen.

Claims

Ein Mehrträgerkommunikationssystem, in welchem Signale über mindestens drei benachbarte Unterkanäle gesendet und empfangen werden, umfassend: eine Sendevorrichtung, die Daten unabhängig über mindestens drei benachbarte Unterkanäle sendet; eine Empfangsvorrichtung, umfassend einen Empfangsteil, die für jeden Unterkanal vorgesehen ist, welche Daten von den entsprechenden Unterkanälen empfängt und weiche Entscheidungen an den empfangenen Daten durchführt; und, Mittel zum Eingeben der Werte der weichen Entscheidung in Empfangsteilen der zwei benachbarten Unterkanäle in den Empfangsteil eines mittleren Unterkanals; und wobei der Empfangsteil des mittleren Unterkanals die Werte der weichen Entscheidung verwendet, die von den zwei benachbarten Empfangsteilen eingegeben werden, um den Wert der weichen Entscheidung für den mittleren Unterkanal einzustellen, und Entscheidungen über empfangene Daten trifft, basierend auf den Werten der weichen Entscheidung.
Das Mehrträgerkommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei jeder dieser Empfangsteile umfasst: Mittel zum Berechnen, als die Werte der weichen Entscheidung, der Differenz zwischen der Wahrscheinlichkeit, dass Daten, die von einem interessierenden Unterkanal empfangen werden, einen von zwei Werten besitzen, und der Wahrscheinlichkeit, dass die Daten den anderen Wert besitzen, wobei der Kopplungsgrad zwischen Unterkanälen berücksichtigt wird; Mittel zum Einstellen des Werts der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal, wobei die Werte der weichen Entscheidung verwendet werden, die von den zwei Empfangsteilen der benachbarten Unterkanäle eingegeben werden; und einen Entscheidungsteil zum Treffen von Entscheidungen über empfangene Daten, basierend auf den Werten der weichen Entscheidung.
Das Mehrträgerkommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei der Empfangsteil des mittleren Unterkanals umfasst: Mittel zum Erzeugen eines ersten Referenzsignals, wenn die Daten, die durch drei Unterkanalsignale übertragen werden, die gleichen sind, welches unter Berücksichtigung von Nebensprechen von zwei anderen Unterkanälen berechnet wird, und zum Erzeugen zweiter, dritter und vierter Referenzsignale für jede der drei Kombinationen, wenn genau eines der drei Datenelemente, die durch die drei Unterkanalsignale übertragen werden, anders ist, wobei Nebensprechen von den anderen zwei Unterkanälen berücksichtigt wird; vier Korrelationsmittel zum Integrieren der Ergebnisse einer Multiplikation jedes der Referenzsignale mit dem tatsächlich empfangenen Signal; Mittel zum Synthetisieren der Korrelationsmittelausgaben und zum Ausgeben des Werts der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal, sowie zum Ausgeben von drei Korrelationssynthesesignalen zum Einstellen des Werts der weichen Entscheidung; erste bis einschließlich dritte Additionsteile zum Addieren der Werte der weichen Entscheidung, die von den Empfangsteilen benachbarter Unterkanäle eingegeben werden, mit den drei Korrelationssynthesesignalen; Mittel zum Berechnen eines Einstellwerts, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal einzustellen, basierend auf den Additionsergebnissen jedes der Additionsteile; einen Einstellteil zum Addieren der Einstellwerte mit dem Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal einzustellen; und einen Entscheidungsteil, um Entscheidungen über empfangene Daten basierend auf dem Wert der weichen Entscheidung zu treffen.
Das Mehrträgerkommunikationssystem nach Anspruch 3, wobei die Empfangsvorrichtung in einer Stufe nach dem FFT-Teil vorgesehen ist, wodurch ein DMT-Kommunikationssystem gebildet wird.
Eine Empfangsvorrichtung in einem Mehrträgerkommunikationssystem, in welchem Daten unabhängig über mindestens drei benachbarte Unterkanäle übertragen werden, umfassend: ein Ausgabemittel für einen Wert einer weichen Entscheidung, welches als einen Wert der weichen Entscheidung die Differenz zwischen der Wahrscheinlichkeit, dass Daten, die von dem interessierenden Unterkanal empfangen werden, einen von zwei Werten besitzen, und der Wahrscheinlichkeit, dass die Daten den anderen Wert besitzen, berechnet, wobei der Kopplungsgrad zwischen Kanälen berücksichtigt wird, und welches außerdem die Werte der weichen Entscheidung, die von den Empfangsteilen benachbarter Unterkanäle eingegeben werden, verwendet, um den Wert der weichen Entscheidung des interessierenden Unterkanals einzustellen und das Ergebnis auszugeben; und, einen Entscheidungsteil, welcher eine Entscheidung über empfangene Daten basierend auf dem eingestellten Wert der weichen Entscheidung trifft.
Die Empfangsvorrichtung nach Anspruch 5, wobei das Ausgabemittel für einen Wert der weichen Entscheidung umfasst: Mittel zum Erzeugen eines ersten Referenzsignals, wenn die Daten, die durch drei Unterkanalsignale übertragen werden, die gleichen sind, welches unter Berücksichtigung von Nebensprechen von zwei anderen Unterkanälen berechnet wird, und zum Erzeugen zweiter, dritter und vierter Referenzsignale für jede der drei Kombinationen, wenn genau eines der drei Datenelemente, die durch die drei Unterkanalsignale übertragen werden, anders ist, wobei Nebensprechen von den anderen zwei Unterkanälen berücksichtigt wird; vier Korrelationsmittel zum Integrieren der Ergebnisse einer Multiplikation jedes der Referenzsignale mit dem tatsächlich empfangenen Signal; Mittel zum Synthetisieren der Korrelationsmittelausgaben und zum Ausgeben des Werts der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal, sowie zum Ausgeben von drei Korrelationssynthesesignalen zum Einstellen des Werts der weichen Entscheidung; erste bis einschließlich dritte Additionsteile zum Addieren der Werte der weichen Entscheidung, die von den Empfangsteilen benachbarter Unterkanäle eingegeben werden, mit den drei Korrelationssynthesesignalen; Mittel zum Berechnen eines Einstellwerts, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal einzustellen, basierend auf den Additionsergebnissen jedes der Additionsteile; und einen Einstellteil zum Addieren der Einstellwerte mit dem Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal einzustellen.
Die Empfangsvorrichtung nach Anspruch 6, wobei das Einstellwertberechnungsmittel umfasst: einen ersten Einstellteil, um einen ersten Einstellwert zu berechnen, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal basierend auf dem Additionsergebnis des ersten Additionsteils einzustellen; einen zweiten Einstellteil, um einen zweiten Einstellwert zu berechnen, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal basierend auf dem Additionsergebnis des zweiten Additionsteils einzustellen; und einen dritten Einstellteil, um einen dritten Einstellwert zu berechnen, um den Wert der weichen Entscheidung für den interessierenden Unterkanal basierend auf dem Additionsergebnis des dritten Additionsteils einzustellen; und wobei jeder Einstellteil eine nichtlineare Einheit umfasst, welche eine negative Amplitudengrenze für eine negative Eingabe indiziert, eine positive Amplitudengrenze für eine positive Eingabe indiziert und für welche es eine lineare Relation zwischen Eingabe und Ausgabe auf beiden Seiten einer Nulleingabe gibt.