WO2004023685A1

WO2004023685A1 - マルチキャリア通信システム及びその受信装置

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Publication number: WO2004023685A1
Application number: PCT/JP2002/008764
Authority: WO
Inventors: Lozhkin Alexander N
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 2002-08-30
Filing date: 2002-08-30
Publication date: 2004-03-18
Also published as: DE60216644T2; EP1536581A1; JPWO2004023685A1; DE60216644D1; JP3934650B2; EP1536581B1; EP1536581A4

Description

明細書

マルチキヤリァ通信システム及びその受信装置技術分野

本発明はマルチキヤリァ通信システム及びその受信装置に係わり、特に、着目チャネルと上下 2 つの隣接サブチャネル間の干 ( ICI) を利用したマルチキヤリァ通信システム及びその受信装置に関する。

フィルタパンク変調、 DMT変調、 FMT変調などのマルチキヤリァ通信システムにおけるビッ卜エラー率（ BER ) は、チャネル間干渉（ Inter channel Interference： ICI) による歪みが含まれる受信信号を利用することにより改善が可能である。チャネル間干渉は通信システムにおいてシステム誤動作により、あるいはサブチャネル間の直交性の喪失などの不可避な環境により発生する。このチャネル間干渉はスぺクトルエネルギーの漏洩、時にはサブチャネル間のクロストークと呼ばれ漏洩に起因する。

本発明のターボレシーバは ICIを利用した最大事後確率推定アルゴリズムに基いている。このターボレシーバでは、非線形処理後に一方のサブチャネルから導出した情報が他方のサブチャネルの推定最大事後確率を精練し、同様に、他方のサブチャネルから導出した情報が一方のサブチャネルの推定最大確率を精練する。

文献 1 ：

ath.ananth.an and C.Tellambura, "Probability of error calculation of OFDM system with frequency offset" , IEEE Trans. Comm n. Vol.49, No.11, Nov. 2001, pp l884- 1888.

背景技術

(a)周波数オフセットと ICIの関係

帯域を独立の狭帯域である複数のサブパンドに分割し、かつ、サブパンド毎の送信データを周波数多重して送受信するマルチキヤリァ通信システムにおいて、たとえば、フィノレタノンク変調、 DMT(Discrete Multitone)変調、 FMT(Filtered Multitoiie)変調などのマルチキャリア通信システムにおいて、フィルタセッ卜の選択はシンポル間干渉（ISI)とチャネル間干渉（ICI)を完全に除去するという拘束の下で実行されてきた。

ドップラーシフ卜がなく、且つ、送受信器間でオフセット周波数がなく、しかも信号歪を起こさない理想的な伝送チャネルでは、この拘束は受信機において伝送シンボルのエラーフリーの復元を保証する。しかし、発振器の不正確なチューニングゃドップラーシフ卜により各チヤネルに.発生する周波数オフセットは、スぺクトル漏洩あるいは IGI による BER劣化を引き起こす。

そのような BERの劣化を緩和する唯一の方法は、周波数オフセットをできるだけ小さく、具体的には、サブキヤリァ周波数間隔の 1%以内に維持することである。しかしながら、この方法は、精密な周波数オフセット推定を必要とし、また、ノイズが混合されたマルチキヤリァ信号を受信する際、ノィズレベルが大きいと、周波数オフセット推定の精度を損なうという問題がある。更に、この方法は、高速フエ一ジングチャネルにおいて、すなわち、ドップラーシフトが伝送シンボルに対して一定でなく、しかも、時間により変化する高速フェージングチャネルにおいて、正しく動作しない。

ここでは DMT ベースシステムと理想白色ガウス雑音チャネルを想定する。又、シンボル間干渉 ISIのレベルはチャネル間干渉 ICIや他の雑音信号に比べて無視し得るものであると想定する。簡単化するために、着目サブチャネルと該着目サブチャネルの下方に配置された第.1の隣接サブチャネルと上方に配置された第 2の轔接サブチャネルのみを考える。図 1及ぴ図 2 は周波数オフセットが零の場合と (図 1)、周波数オフセッ卜が零でない場合（図 2)における、 3つのサブチャネルの周波数応答を示す。第 1、第 2、第 3 のサブチャネルに対応する中心周波数 ί 1 , f 2 , f ₃の信号は図 1、図 2において垂直矢印で示されている。図 1、図 2において、サブチャネル番号 0(cli0)は着目チャネルを示し、サブチャネル番号一 l(ch- l)は周波数スケールにおいて着目チャネルより下に置かれるサブチャネルを示し、サブチャネル番号 + l(cli+l)は周波数スケールにおいて着目チャネルより上に置かれるサブチャネルを示す。 DMTシンボルの周期を T とすると、周波数スケールは 1/T に等しいチャネル間隔で正規化される。すなわち、周波数スケールの 1単位はチヤネル間隔である。図 1に示されているように、周波数オフセット（チャネル間隔で正規化されている） αが 0 の時、図中の実線 Αと断続線 B で示される下方サブチャネルと上方サブチャネルの伝達関数は、着目サブチャネル（点線 C)の中心周波数 f₂において無限の減衰を与える。又、同様に着目サブチャネルの伝達関数は、下方及ぴ上方のサブチャネルの中心周波数 fi 'fsおいて無限の減衰を与える。すなわち、周波数オフセット aが零であれば、隣接サブチャネル聞に ICIは発生しない。言い換えると、周波数オフセッ卜が零であれば、サブチャネルが直交し、 ICI は完全に存在しない。

しかし、周波数オフセット aが零でないと、サブチャネルの直交性が崩れ、 ICI が発生する。図 2は DMTシステムにおいて周波数オフセット aが零でないときの各サブチャネルのスぺクトル特性を示す。隣接サブチャネルのスぺクトルは、図 2 において a o- 1, α ιο, _io, a oi として示される非零の相互ゲインを有することは明らかである。この表記において aの第 1 インデックスは干渉源であるサブチャネルを示し、第 2ィンデックスは干渉対象のサブチャネルを示す。すなわち、 a 0-1は番号 0 の着目サブチャネルからサブチャネル番号一 1の下位チャネルへの漏れ伝達係数（振幅）を示し、 a 10 はサブチヤネル番号 + 1 の上位サブチヤネルから番号 0 の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、 a— 10 はサブチャネル番号 ― 1 の下位サブチャネルから番号 0の着目サブチャネルへの漏れ伝達係数を示し、 a enは番号 0の着目サブチャネルからサブチャネル番号 + 1の上位サブチャネルへの漏れ伝達係数を示す。以上のように、周波数オフセット aが零でないと、非零の相互ゲイン、すなわち、サブチャネル間に ICI (クロストーク）を発生する。

(b)通信システムの一般的なモデル

図 3 は周波数オフセットを有する DMT システムにおける 3つのサブチャネルの相互 ICIを示すための一般的なモデルである。 li, l₂, 1₃はサブチャネル ch-1, chO, ch+1 の送信装置、 2 2 2 , 2 ₃は各サブチャネルの受信装置、 3 3 ₂, 3 ₃は各サブチャネルの伝送路、 4ijは番号 i のサブチャネルから番号 j のサブチャネルへの漏れ伝達係数（干渉係数） a y をサブチャネル信号 D i にそれぞれ乗算する乗算器、 5 ι, 5 ₂ , 5 ₃は他方のサブチャネルからのクロストーク（ICI)を自分のサブチャネル信号に合成する合成部、 61, 6 ₂ , 6 ₃はノイズ合成部である。図 3から明らかなように下位サブチャネル ch-1からの信号はクロストーク係数 a— 10を介して着目サブチャネル chOに漏洩し、上位サブチャネル ch+1からの信号はクロストーク係数 α ιοを介して着目サブチャネルに漏涣する。図 3 のモデルは相互干渉のサブチャネルは上位及び下位のサブチヤ'ネルであると限定しているけれど、通信システム全体のサブチャネル数は限定しておらず 3 より大きな N個のサブチャネルを有するマルチキャリア通信システムにも適用できる。しかしながら、かかる場合でも各サブチャネルへの干渉は、下位及び上位の隣接サブチヤネルからのみである。この場合、干渉係数は係数の連鎖を示す。サブチャネル間の周波数直交性の理由で、図 3 で ni (t) , n ₂ (t) , n ₃ (t)と表記されているノイズ成分は統計的に独立（相関無し）である。

サブチャネルが周波数ドメィンに配置されているとしているが、同様のモデルは、 DMT変調方式やフィルタパンク変調方式などのシステムに対してのみならずその他のシステムに適用され得る

(c)技術的課題

図 3のモデルは ICIの原因になる物理プロセスを理解する上で有益である。このモデルを用いていうならば、課題は、 ICIが発生しても、各サブチャネルの受信信号や送信情報シンボルの値（2 進数であれば符号）を正しく決定できるようにすることである。

受信装置における ICI を緩和する 1 つの可能性のある方法は、以下の文献 2 で提案されている ICI キャンセルのための判定帰還ィコライザ（DFE)を採用することである。

文献 2:Viterbo and K. Faze丄, " How to combat long echoe s in QFDM transmission schemes: Subchannel equalization or more powerful channel coding," Proc. IEEE Globecom '95, Singapore, Nov. 1995, pp . 2069- 2074

ところで、個々の受信装置の出力がハードビットデシジョン（硬判定）の形式であると、サブチャネル間で情報を共有しても、わずかな利点が存在するにすぎない。これは硬判定である DFEの動作範囲を制限する。

以上のアプローチが多くの実際のケースで有効であっても、 ICI の効果を最小化するものであり次善の策である。なぜならば、 ICI には送信シンボルについての情報が含まれているからであり、この ICIに含まれる送信シンボル情報を用いて受信信号を良好に復調できる可能性があるからである。

以上から、本発明の目的は、 ICIが存在する通信システムにおいて該 ICIを利用して BERパフォーマンスを改善することである。本発明の別の目的は、 ICI を利用した事後確率に基づいて BER を小さくすることである。'

発明の開示

本発明は、少なくとも隣接する 3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムであり、 ①少なくとも隣接する 3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、②対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設けられだ受信部を含む受信装置、 ③隣接する 2つのサブチャネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの'受信部に入力する手段、を備え、該中間サブチヤネルの受信部は他の 2つの隣接する受信部から入力された軟判定対象値を用いて, 自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する。上記各受信部は、①前記ク口ストークパスの結合度を考慮して、着目サブチヤネルから受信したデータが 2値の一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、 ②隣接するサブチャネルの 2つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、③該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。

前記中間サブチャネルの受信部は、① 3つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の 2つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1 の基準信号を作成すると共に、前記 3つのサブチャネル信号で伝送された 3つのデータのうち、 1つのデータが異なるとした場合における 3つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の 2つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 2、第 3、第 4の基準信号を作成する手段、② 該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する 4つの相関手段- ③各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための 3 つの相関合成信号を出力する手段、④前記 3 つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第 1〜第 3 の加算部、⑤各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、 ⑥前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、 ⑦該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部を備えている。

また、前記調整値算出手段は、 ①前記第 1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 1 の調整値を算出する第 1 の調整部、②前記第 2の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 2の調整値を算出する第 2の調整部、③前記第 3の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 3の調整値を算出する第 3の調整部、を備え、各調整部を、負入力に対して負の振幅リミツト値を示し、正入力に対して正の振幅リミツ卜値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ュニットで構成する。

図面の簡単な説明

図 1 は、周波数オフセッ卜が零であるどきの周波数特性である。

図 2は周波数オフセットが零でないときの周波数特性である。

図 3は ICIが存在するマルチキヤリア通信システムを説明するための一般的なモデノレである。

図 4は着目サブチャネルと上下 2つの隣接サブチャネル間の干渉を利用して着目サブチャネルの受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図である。

図 5は本発明の ICI を利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図である。

図 6は送信システム各部の着目サブチャネルのコレステレーション及び繰り返し回数に応じた着目サブチャネルのコレステレーシヨン説明図である。

図 7は非線形ュニットの伝達関数である。

図 8は α οι= αί o-i=0.25の場合における本発明レシーバ及び従来のマツチトフィルタレシーバにおける平均 BERノフォーマンス特性図である。

図 9は本発明のターボレシーバ及び従来のマツチトフィルタベースレシーバの平均 BERパフォーマンスを ICIの結合係数 αの関数とし、且つ Eb/Noをパラメ一タとして示すものである。

図 10はターボレシーバを採用した DMTベース通信システムの構成図である。図 11は従来の DMTベースレシ一パの BERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えた DMT レシーバ（N=4) の BERパフォーマンスを示すものである。

図 12は従来の DMTペースレシーバの BERパフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備えた DMT レシーバ（N=64) の BERパフォーマンスを示すものである。

発明を実施するための最良の形態

( A) 本発明の通信システムの全体構成

図 4は下位及ぴ上位の隣接サブチャネル間の干渉を利用して受信データを復調する本発明の通信システムの全体構成図であり、 3つのサブチャネル ch- 1 , chO, ch+ 1 を介してそれぞれ独立にデータを送信する 3つの送信装置 21,22、23、第 i サブチャネルから第 j サブチャネルへの結合係数 a ij を有する多数のクロスト一クパス 31 、各サブチャネル毎に設けられ、対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う 3つの受信装置 40, 50, 60、各受信装置の軟判定対象値を他の受信装置に入力する手段 71, 72を備えている。なお、なお、 32 〜34、35〜37は I CI信号やノイズを合成する合成部である。

サブチャネル chO の受信装置 50 は下位及ぴ上位サブチャネル ch- l,ch+ l の受信装置 40、60 から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " Γを判定する。同様に他の受信装置も下位及び上位のサブチャネルの受信装置から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データの" 0"、 " Γを判定する。

( B ) 受信シンボル復調のアルゴリズム

図 4に示す通信システムにおいて着目サブチャネル chOの受信機が受信シンポルを復調するアルゴリズムについて説明する。

復調アルゴリズムの原理は、着目サブチャネル chO で受信する情報シンボルが " 0" (=+ 1)である事後確率 P(D o=+ l/y(t)) と、 'Τ (=一 1)である事後確率 P (Do=- l/y(t))の差を示す値 lnDoを導出することである。というのは、事後確率の差 lnDo を導出できれば、受信情報シンボルが" 0"であるカ ' Γであるか判定することができるからである。すなわち、着目サブチャネルの確率差 LQDQは、受信情報シンポルが "0"(=+1)である事後確率 P(Do=+l/y(t))と "1"(=-1)である事後確率 P(Do=-l/y(t))の差であるから、lnD。> 0であれば着目サブチヤネルの受信情報は" 0"， lnDo< 0 であれば着目サブチャネルの受信情報は" 1 "であると判定できるからである。以上から、本発明では、まず事後確率の差を示す値 lnDoを導出する。バイナリ情報（2 値情報）が隣接する 2つのサブチャネルを介して信号 S*ij(t)として送信されるものとする。なお、 S*ij(t)におけるインデックス i はサブチヤネル番号（ i =— 1 ， 0又は 1 ) を示し、インデックス； j はサブチャネル i における情報シンボル Diの符号により決定される。すなわち、

Di=+ 1ならば j=.0

Di=— 1ならば j=l (1)

である。以後、表記を簡単にするために、式において S*ij (t)の時間依存性を省略する。すなわち、 S*ij (t)を S*ij と表記する。

送信情報シンボル D iは統計的に独立で（相関がなく；)、且つ、等分布確率変数であるとする。図 4から、下位及ぴ上位サブチャネルから ICIの影響を受けた着目サブチャネルの信号は、上位及び下位サブチャネルで送信された信号 S*-ij, S*ij と着目チャネル信号 S*₀jとのクロストーク係数 αによる線形結合として表現される。なお、クロストーク係数 αはクロストークの漏れに応じた値である。着目チャネルの情報シンボル D。が +1 であれば、着目チャネルの受信信号 S j ( j =0~3 )は、下位及び上位のサブチャネルの信号 D-i, Di力 S+1である力ー1であるかにより

= ^oo + «-10 · Sl_l0 + a_w . <S₁₀ , D₀ = +1, _JD_₁ = +1, D_l = +1

51 -= S₀ + a__l0 · Sl_w一 a_l0 · , D₀ = +1, = +1， =—1 ^

5₂ = ^oo - - io ' ^S~io + ιο . i*o, ^Do = ⁺¹, ^D-i =—1, = +1

. = ^oo - 一 ID . :1。― «ι。 . ^io. ^Do = +1， D—_L = -1, D_x = -1 となる。信号 S』の ] ' は信号番号を表わす。又、同様に着目チャネルの情報シンポル D。が一 1であれば、着目チャネルの受信信号 Sj (j=4~ 7 )は、下位及ぴ上位のサブチャネルの信号 D-i, Diが +1であるカー1であるかにより s = - -- - 1， D_, = +1, D_x = +1

s₅ -— SQQ + ^-10 — 10― "10 · S_LQ = - ， D₀ ： - 1, D__x = +1， D, = - 1

(3)

' 00一 - ID . °-10 + ¾0 · °10 ~一 , = -1, D, =-1

i = -^oo - «-io . «5-10 - «₁₀ . So = S₀ , D₀ = -1, D__x = -1, D_l = -1

となる。

ICI の導入後は、（2)及ぴ（3)式に従って、各サブチャネルの受信機入力における 8つの信号として S〗（ i =0,1,2,. · .. 7)を使用する。（2)及び（3)式における Siのィンデックス Ί は信号番号を示し、下位サブチャネル、上位サブチャネル、着目サブチャネルにおけるシンボル D- Di及ぴ D。をペア（対）にすることにより決定される。

以下の①、②を考慮することにより最適受信のァルゴリズムを更に発展することができる。すなわち、 ①ある情報信号同士は符号が反対であり、

— S*-n、

であるということ、及び②情報シンポルの送信のために下位、上位及び着目サブチャネルにおいて同一信号が使用され、

及び

であるとレ、うこと、を考慮することにより、最適受信のアルゴリズムを更に発展することができる。後者の②は、全サブチャネルが同じ値であり、かつ、全サブチャネルの情報信号間に、振幅、波形、エネルギーなどに関して差が無いという事実を示している。この場合、各サブチャネルにおける（2)、（3)式の信号は、次式で示すようにペアになり、且つ反対符号になる。

S_Q = S₀*_Q + __w · 。 + ·₁₀ · ₁₀ = - S₁ = S₀*₀ + __w . ^_w - άιο · i。 ~-^6 (4) 2 = - __w , ₁₀ + a_l0 · S_w = -S₅

5₃ = JSQO - QT-io , o - ^αιο · ⁼ - 4

(2)、（3)、（4)式より、信号 Sjを受信する事後確率、換言すれば、受信信号が Sjである事後確率 P(Sj/y(t)) は、次式

P[SJ /y(t)]

により与えられる。ただし、 koは正規化因子、

jは信号番号 (〕'=0,1,.... ,7)

y(t)は ICIを伴う信号系列 Sjとスぺクトルパワー強度 Noを有する白色ガウス雑音 n(t)との合成信号（y(t)= Sj +n(t))、

P_apr(Sj)は受信信号 Sjの事前確率

P(y(t)/ S は条件付き確率であり、受信語が y(t)であった時、送られた符号語が Sjであったという確率、

である。着目チャネルの事前確率 P_apr(Sj) (j=0,l,.... ,7) は、（2)〜（4)式より着目サブチャネルの信号が S*₀oである、または S*oiである事前確率と 2つの隣接サブチャネルにおける情報信号 S* の事後確率の交差積として表現される。すなわち、 Do=+lの場合には、 (^o ) =尸 ( ₁₀ ) · (Slo ) -尸 0¾ )

(w=尸 ( _Μ)· ( 。)·尸 ( )

(6)

( ） = P(S:_u) · ρ,,, ο)- slo)

) = Pisl, -Ρ^ (Slo ) · P(Sn' ) となり、 Do=— 1の場合には ) = 。 ) · (Sli ) · P(s;₀) P_apr(S₆) = P(s: )-P_apr(s:_i)-P(s₀) (7)

となる。

(6)〜（7)式において、; P_apr(Sj)は、着目サブチャネルにおいて番号 j の情報信号 Sj が送信される事前確率（送信確率）である。また、事前確率 P_apr(S*ij)はデータ発生元の統計に依存し、最も実際的には 1/2に等しいと仮定される。確率 P(S* )は受信信号 S* の事後確率で、事前確率 P_apr(S*ij)と異なリ、又、受信側で高い信賴度で推定できるもので、 P(S*ij)« P(S*y/y(t))である。これは、白色ガウス雑音チャネルにおいて P(S*ij)の最も良い推定であろう。この仮定により、（6)及ぴ（7)式は以下のように書き替えることができる。 · P(s;₀1 yit))

· P(s_x iy(t)) (8)

· P(s₀ )

■ ns, /y(t))

あるいは、情報信号 s と送信情報信号 Di((l)式参照）との間に直接の関係が存在する時は、（6)及び（7)式において P(S*ij) = P(Di =j/y(t))と置き換えることができ (6)及ぴ（7)式は次式で表現される。なお、 P(S*ij)は第 iサブチャネル信号 Diが； jである確率である。

+1 (り)' ( 。) Ρ( =+1/ )

）

ρ(Α =- 1/ァひ)） (10) ( ) = P{D_x =+\ly t)

Φ一 1/ (φ· ( ₀) )

—1 (り)' ( 。) ( =-i/y( ) = ■-+lly{t))-P_apr{Sl_l) 尸 (ZV=+1/ァ ( ）

■■+lly{t) P_apr{Sl_x) p(A =- 1/ (Φ

(11)

:-1 )' ( )

( ） = ·ΡΦ- 1 )' ( )

(10)及ぴ（11)式において、着目サブチャネルにおける受信信号 Sj の事前確率

... ，7)は、情報信号 S*ijの送信事前確率 P_apr(S*ij)と下位及び上位の隣接チャネルで受信した情報シンポル D iが +1又は _1である事後確率との交差チャネル積で表現される。本発明のターボレシーバ（最尤レシーバ）において、着目サブチャネルの受信情報シンポル D。の符号は以下のように決定する。すなわち、着目サブチャネル（番号 0)の受信情報シンボル D。力 S +1 であ ¾確率 P(D。=+ l/y(t))と、 D。がー 1 である確率 P(D。=—l/y(t))をそれぞれ求め、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（logarithm)の差と閾値との比較により受信情報シンボル D。の符号を決定する。

着目サブチャネルの受信情報シンボル： Doが j となる事後確率 P(Do =j/y(t))は、 Doが jである信号を受信する事後確率として得ることができる。従って、事後確率 P(Do=+l/y(t))は着目サブチャネルの受信情報シンボル D。力 0"(=+1)となる確率であり、以下のように求めることができる。すなわち、（1)、（2)式より、着目サブチャネルで" 0" (=+1)の情報シンボルを送信する信号は S。~S ₃であるから、着目サブチャネルの受信情報シンポル D。が " 0" (=+ 1)となる事後確率 P (Do=+l/y(t))は、信号 So~ S ₃を受信する事後確率の和となり（12a)式で求めることができる。同様に、着目サブチャネルの受信情報シンポル D。が" 0 " (=— 1)となる事後確率 P(Do=— l/y(t))は（12b)式で求めることができる。 k ' / ) + P(S, /y(t)) + P(S₂ ly(t)) + P(S₃ / y{t))] )

k · [P(S₄ 1 y(t)) + P(S₅ ly(t)) + P(S₆ 1 y{t)) + Ρ(β_Ί )] zb

(12a)に（5 )式を適用すると（ただし ko=l とする）、（13)式

P(D₀ = +l/ y(t)) =

= k · [ (S_a ) · P(y(t) /S₀ ) + {S, ) - P{y{t) I S,)]- ( 13)

となり、更に、（12b)に（5 )式を適用すると（ただし ko=l とする）、（14)式

となる。（13)、（14)式に（10)、（11)式を代入し、簡単化のために、1>(01=± 1 (1;))の y(t) を省略すると（すなわち、 P(Di=土 l/y(t)) = P(Di=±l)とすると）、（15)、（16)式が得られる。 ·

更に、（15)式を変形すると、（17a), (17b)式が得られる。

P{D₀ =+l/y(t)) =

ΟΊί)

P(D₀ =+l/y(t)) =

-P(D_₁ =+1)-{P(D₁ =+1)-P(y(t)/S₀) + P(D₁ =—1). ( )

_+P(D__l =-l)-{P(D_l =+l)-P(y(i)/S₂) + P(D₁ =-l)-P(y(t)/S_i)} 同様に、（16)式を変形すると（18a)，（18b)式が得られる。

P(D₀ =-l/y(t)) =

'P(D__i =+l)-P(D_l =+V)-P(y(t)/S_l4) + P(D__l=+l)-P(D_l ^ -ΐ)■ P(y(i) / S₁₅) + た- ( )

+ P(D__i =-Y)-P(D_l ^+l)-P(y(t)/S_l6) + P(D__l =-l)-P(D_l =-l)-P(y(t)/S_l7)

P(D₀ =-l/y(t)) =

'P(D__l =+i)-{P(D_l =+l)-P(y(t)/S₄) + P(D₁=-l)-P(y(t)/S₅)}+ _+P(D__l =-i)-{P(D₁ =+l)-P(y(t)/S₆) + P(D_l =-l)-P(y(t)/S₇)} CfSb) 以上より、着目サブチャネルの受信情報シンボル DQが" 0"(=+1)、 "1"(=ー1)となる事後確率 P(Do=+ l/y(t))、P(Do=— 1 (t))が求れば、それらの大小比較により、あるいはそれらの対数（logarithin)の差と閾値との比較により受信情報シンボルの符号（+1又は一 1)を決定できる。

• 大小比較による判定

着目サブチャネルの情報シンポル D 0が +1である力 — 1であるかは、まず、 (A り）を演算し、しかる後、（_19a)、（_19b)式により判定する。すなわち、 P(D₀ =-i/X )

P(D₀ =₊Vy_{(t)) > i}

P(D₀ =-l/y(t))

であれば D。= + 1 と判定し、

(D₀ =+i/X ) < (19b)

P(D₀ =-l/y(t))

であれば D。=一 1 であると判定する。

. 対数の差による判定

着目サブチャネルの情報シン'ポル！)。が +1 であるか、一 1 であるかは、まず、 In P(D₀

ー1 (り）を演算し（は eを底とする対数）、しかる後その正負により判定する。すなわち、

In P(D₀ = +1/ヌ (り)— In (D。 =一 1/ (り） > 0 (19c)

であれば Do= + 1 と判定し、

In P 。 = +1/ (り）— In P(D₀ = -l/y(t)) < 0 (l9d)

であれば Do=— 1 であると判定する。

さて、送信シンボル D。が統計的に独立（相関がない）であり、且つ、等分散された確率変数であることから、次式が成立する。

[p^ (sl_l0 ) = p_apr (s;₀ ) = (S_H0 ) = X

ί ( u) = ( ） = =

(20)式より、（17b)式及ぴ（18b)式における共通の乗数は判定ルールに影響を及ぼさないから、（17b)，（18b)式は（²1),(²²)式のようになる

P( — ₁ =+1)·{Ρ(Α =+1)·尸 ( (り/ 。) + =-l)-P(y(t)/S_l)}+'

P(D₀ =+l/y(t (21)

+ P(D., =-l)-{P(D_l =+l)-P(y(t)/S₂) + P(D₁ =-!)■ P(y(t)/ S₃)}

P(D__l =+l).{P(D_i =+l)-P(y(t)/S₄) + P(D_l =-!)■ P(y(t)/ S₅)}+ 尸 ( ₀= - 1/ (り)

l (22) +PiD^ =-l)-{P(D₁ =+l)-P(y(t)/S₆) + P(D_l = - 1) . ) / )}.

ここで、次式

X + Y , _ , , ,X-Y

In x

(e^x +e^r) = +ln 2 + In cosh( (a)

2 2

の代数同一性を考慮して（21)、（22)式を変形すると以下の（23)、（24)

ΚΙη ,, = +1) + Κ1η{ ( = +Ϊ)· P(y(t)/ S₀) + P(D_X =-1)- P(y(t)/ S_x)}+

+ χΐιιΡ(Ζ)—₁ l) + ln{P(A =+1)·尸 C り/ ） +尸 (A =-l)-P(y(t)/S₃}+\n2 +

lnP(D₀ =-l/y(t)) =

(24)

となる。で、以下の（25)、（26)式

In尸 (A

を採用すると、 A， B , C， Dは以下のようになる Λ = 1α P 一、 =+1)+ ln{P(i¾ = +1) · P{y{t) /S₀) + P(D_l = -l)-P{y{t)IS)} 5 = In P(Z_₁ =+l) + ln{P( = +1) · P{y{t) 1S₂) + P(D, = -\)-P{y{t)IS,)}

C = \n P(D—i = +1) + ln{Pm = +1)■ P{y{t) /S₄) + P(D_X = -l)-P(y(t)/S₅)}

5 = In P(D_, =+!) + ln{P( = +1) . P(y(t) /S₆) + P{D_X = -l)-P(y(t)/S₇)}

(25)、（26)式を（19a)、（19b)式の左辺の判定式に適用すると新判定式は次式

とな係、並び

(4)式を考慮することにより、（27)式の新判定式を構成する各項は以下のように書き替えることができる。なお、 lnDi=lnP(Di=+l)—

l)である。

A+B C+D

2

- ^Ei

- In (：。 sh<j/ ^l ₂ jln D_r+— S_l0 {f)dt― ' S^fydt + Eg · + (28)

以上において、

1/y (t))— InP (Di=- l/y(t))は、第 iサブチャネルで送信された信号 Diが +1である力、一 1であるかの事後確率の対数差（第 i サブチャネルの軟判定値）である。また、信号 Sj (t)のエネルギーを Ejとし、 Ej

とする。また、また、（27)式の（A— B) ,(C— D)は次式のようになる。

A-B =

E₂-E,

- In cosh<| In D_l +—— ■S₂{t)dt- ■S₃(t)dt

C-D =

ただし、

Δ∑_Σ = (31) である。（27〜（30)式は ICIを伴ったバイナリ一信号の最適なレシーバ構造を定義する。（27)〜（30)式から判るように、あるサブチャネルの送信情報シンボル D の符号を判定する時、隣接チャネルの判定情報が使用される。（27) （30)式の判定ルールにおいて、 InD lnD _{+ 1}はそれぞれ、下位サブチャネル（cli- 1)及び上位サブチャネル（cli+1)における情報シンポルが +1である事後確率と、一 1である事後確率の対数差を表わしている。垒ての計算は直列的であるので、着目サブサブチャネルのデータ処理中、繰り返し計算により隣接サブチャネルから最新の事後確率を利用することができる。以上から、（27)〜（30)式より軟判定対象値である IH D Qを演算し、しかる後、軟判定対象値 InD oの正負により着目サブチャネルの受信シンボルの" 0"、" 1 "を判定するようにアルゴリズムを作成する。

( C ) 本発明の受信装置の構成

図 5 は本発明の受信装置、すなわち、 IGI を利用した最大事後確率に基づいた受信装置（ターボレシーバという）の構成図であり、着目サブチャネルの受信部のみの構成を示しているが、他のサブチャネルの受信部も同一の構成を有している。また、この受信部は前述のァルゴリズムを実行する構成を備えている。

着目サブチャネルの受信装置 50は、大きく分けると相関ュニット（マッチトフィルでも良い） 51、他チャネル判定結果作用部 52、第 1、第 2 の非線形ユニット 53 , 54、シンボル判定部 55を備えている。

相関ュニ V ト 51の乗算器 51 a及び積分器 51bは、判定式で'ある（28)〜（30)式のを演算する部分であり、乗算器 51c 及び積分器 51d はを演算する部分、乗算器 ⁵ le及び積分器 ⁵ If は j ) & f)dtを演

算する部分、乗算器 5 lg及び積分器 5 lhは J & {i)dtを演算する部分である。

0

加算部 51 i は積分器 51b, 5.1d の積分出力を加算し、減算 51j は積分器 51b, 51d の積分出力を減算し、加算部 51 kは積分器 51f, 511iの積分出力を加算し、減算器 51mは積分器 51f, 51hの積分出力を減算する。また、加算部 51ηは加算部 51 i , 51k の出力を加算して（28)式の右辺第 1項

-~iy(t)S₀ (t)dt + (t)dt + J (t)dt + JV (り & (t)dt

を出力する。また、減算部 51 pは加算部 51 i，51kの出力を減算して

-

を出力する。除算部 51 <L 51rは入力信号を 1ノ 2にして出力する。

他チャネル判定結果作用部 52は加算器 52a〜52cを備え、それぞれ ΙηΌ _{+ 1} + ^- y(t)S_Q{t)dt - J" (t)dt lnD _{+ 1} + lnD— ₁ + (t)dt

を演算する。

第 1 の非線形ュニット 53は（28)式の右辺第 2〜第 5項の In coshの演算を行う部分であり、第 1、第 2 の非線形部 53a, 53 b を有している。第 1非線形部 53a の加算部 71a，71bはそれぞれ（28)式の右辺第 2、第 3項の { }内の演算をそれぞれ行う。但し、（Eo— Ει)/Νο= Δ Eiとしている。 In cosh演算部 71c, 71dはそれぞれ（28)式の右辺第 2、第 3項の演算を行い、減算器 71eは In cos 演算部 71cの演算結果から In cosh演算部 71dの演算結果を減算して出力する。

又、第 2非線形部 53bの加算部 71a',71b'はそれぞれ（28)式の右辺第 4、第 5項の { } 内の演算をそれぞれ行う。但し、（E₂— Ε₃)/Ν。= ΔΕ2 としている。 In cosh 演算部 71c', 71d'はそれぞれ（28)式の右辺第 4、第 5 項の演算を行い、減算器 71e' は In cosh演算部 71c'の演算結果から In cosh演算部 71d'の演算結果を減算して出力する。

又、加算部 53cは加算器 71e, 71e'の出力を合成し、除算部 53dは合成信号を 1/2 して（28)式の右辺第 2〜第 5項の演算結果を出力する。

第 2の非線形ュニット 54は（29)、（30)式の右辺第 1〜第 3項の演算を行う部分である。加算部 54a,54bはそれぞれ（29)、（30)式の右辺第 1項の演算を行い、加算部 54c, 54dはそれぞれ（29)、（30)式の右辺第 2項、第 3項の演算を行い、加算部 54e,54f はそれぞれ（29)、（30)式の右辺の演算を行い、 In cosh演算部 54_g,541i はそれぞれ In cosh^— , In cosh^-^ の演算を行い、減箅部 54 i は In cosh

A-B C-D

演算部 54g，54hの出力の差を演算して In cosh 一 In cosh を出力する。

2 2

シンボル判定部 55 の加算器 55aは、相関ュニット 51 の除算部 51r の出力信号と非線形ュニット 53 の出力信号を加算して^^- ^ _ ^を出力し、加算部 55b

2 2

は（27)式の InDo (軟判定対象値）を発生する。判定部 55cは lnD。の正負を判定し、正であれば受信シンボルは" 0"と判定し、負であれば" Γであると判定する。又、シンボル判定部 55 は（27)式の演算結果（軟判定対象値） InD。を下位及び上位の隣接するサブチャネルの受信部 40, 60 の他チャネル判定結果作用部へフィードパックする。

(D ) ターボデコーダとの類似性

上記本発明の受信データの復調アルゴリズムは、下記文献に記述されているターボ符号のターボデコーダに類似している。

文 lift ： . . C. Va丄 eniti and B .D . Woerner, "Variable latency turbo code s for wirele ss multime dia applications," Proc, Int. Symposium on Turbo codes and Related Topics . , Bre st, Prance, Sept. 1997, pp216-219.

ターボデコーダとの類似性により、本発明のァルゴリズムをターボレシーバと呼ぶことにする。ターボデコーダにおいては、各デコーダは情報を他のデコーダに渡し、そして、他のデコーダにより導き出された情報を用いて順番に推定された事後確率を精練する。同様に、本発明のアルゴリズムにおいても、一方のサブチヤネルから導き出された情報が、非線形処理後に、他方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用され、同様に前記他方のサブチャネルから導き出された情報が、前記一方のチャネルの推定された事後確率を精練するために使用される。もし、ターボデコーダにおいて、個々のデコーダ出力がドビット判定（硬判定）の形式であれば情報を共有することにはわずかな利点があるにすぎない。ドビット判定は、 ICI キャンセルのために Viterbo and Fazelが既出の文献 2で提案した判定帰還ィコライザに類似する。しかし、ターボデコーダ出力は軟判定形式である。同様に本発明における各サブチャネルの受信装置 40 60の出力

InD-i, InDo, InDiは軟判定形式の値（軟判定対象値）あり、繰り返しの最後に、硬判定が行われる。

これらの構造的類似性は以下の理由による。すなわち、ターボレシーバでは、ターボ符号の場合と同様に、 ICI の存在により、同じ情報が非相関ノイズを有するサブチャネル上を送信されるからである。この非相関ノィズの振る舞いにより、事後確率の推定（あるいは決定の信頼性）を、他サブチャネルから導出した推定事後確率を使って改善することが可能となる。

繰り返しターボデコーダのように、本発明のアルゴリズムは、受信された情報について最終判定を行う前に、 1回以上の繰り返し行う。また、最初のステップ、すなわち、他チャネルからの判定を利用できないとき、データが等分布確率変数であれば、最初のサブチャネルのために、 P(D— =+l/y(t))= P(D _ ! =- l/y(t)) = 1/2 ,

1/2 と設定することができる。この設定はべストの設定である。それゆえ、第 1ステップにおいて、下位サブチャネル chr lにおける事後確率の差 lnD-i は零であるとする。上位サブチャネルも同様に考えることにより、 P iD i + l/yd:))::!/? P(D ₁ =- l/y(t)) = l/2 とし、結局、事後確率の差 InDi は零であるとする。 lnD-i = lnDi=0 として（27)〜（30)式を計算することにより、未知であった lnDo の最初の推定を得ることができる。同様に、本発明のァルゴリズムによれば、 N サブチャネル通信システムにおいて、最初の繰り返し中、下位サブチャネルは lnD- 2 = lnDo=0 として InD- を演算し、上位サプチャネルは lnD₂ = lnDo=0 として InDiを演算する。第 2ステップでは、着目サブチャネルの新たな事後確率の推定値を演算するために、前ステツプで得られている biD-i、 InDiを判定式（27；)〜（30)に適用する。これにより、 1 つのサブチャネルレシーバの出力は他のレシーバで事前確率として使用される。

図 6 は N=64の通信システムにおける着目サブチャネルのコレステレーションであり、異なる繰り返し回数の後で S/N比 =20 d B の QPSK変調を行った場合である。尚、交差チャネル漏れ係数は α ο-ι=0.25、 α οι=0.15 であるとする。（Α) は QPSK変調した原データ、（Β) は ICI により劣化した信号、（C)は S/N比 20 d B の受信信号、（D) は本発明による 1回繰り返し後の受信データ、（E)は本発明による 2回繰り返し後の受信データ、のコレステレーシヨンである。

これより、本発明によれば、コレステレーシヨンのパラツキが小さくなり、BER が改善さえれて小さくなつていることが判る。また、くり返し回数を多くすればコレステレーシヨンのバラツキが更に小さくなり、： BER が更に改善されることが判る。 (E) 非線形ュニット

図 5では、白色ガウス雑音のスぺクトルパワー強度 NQで正規化した信号 So(t) と Si(t)のエネルギー差 ΔΕι、信号 S₂(t)と. S₃(is)のエネルギー差 ΔΕ₂及び（31)式の ΔΕ_Ηを導入して、受信装置を実現している。尚、 ΔΕιは各チャネル ch-l,chO,chl の情報シンボル D-i,Do,Di力の時のエネルギー（信号 Si(t)のエネルギ一 ) と — 1 "の時のェネルギー（信号 Si(t)のェネルギー）の差である。

ところで、図 5 の非線形ュニット 53a, 53b, 54 は図 7 に示す非線形伝達関数を有するリミッターとして記述することができる。

すなわち、非線形ュニット 53a,53b，54 は、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミット値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が略直線的関係を備えたリミツターで近似することができる。リミットレベルは SN比やエネルギー差 Δ Ei, ΔΕ₂, ΔΕ_Ξに依存している。図 7には Δ Ε をパラメータにした時の非線形ュニッ卜の伝達関数が示されている。

非線形ュニットを図 7 に示す特性を有するリミッターで近似することにより、構成が簡単になると共に非線形ュニッ卜の演算が容易'になる。

(F) ノイズィミュニティとシミューレーシヨン結果

本発明の非線形信号処理の有効性を証明するために、本発明レシーバと古典的なマッチトフィノレタレシーバに対してコンピュータシミュ一レ一ションを行った。図 8は α οι= α ο-ι=0·25の場合における本発明レシーバ及びマッチ卜フィルタレシ —パにおける平均 BER パフォーマンスを、 2Eb/No の関数として示している（シミューレーション結果 A，Bを参照）。 Eb/Noは、 1ビット当たりの背景雑音電カスペクトル強度 Noに対する平均受信信号エネルギー Ebの比である。また、参考として、 a οι= α ο-ι=0 の ICI が存在しない場合における本発明レシーバ（従来のマッチトフィルタレシーバに相当）のシミューレーシヨン結果（C) を図 8に表示する。更に参考として、（32)式の公式を使って計算したマッチトフィルタレシーバの ICI が存在しない時の BERシミューレ一シヨン結果（D) を表示する。

(32)

2

ただし、 erf x、 = l - erf(x) = dt でめる。コンピュータシミユーレーションにより得られた BER パフォーマンスと（32) 式で計算された BERパフォーマンスとはかなり良く一致している。又、図 8 のプロッ卜から明らかなように ICI が存在しななければ、本発明レシーバの BER は、従来のマツチトフィルタベースレシーパの（32)式で得られた BER と差異がない。尚、後者の BER は図 9で" Reference"として示している。又、 ICI が存在する場合 ( _a οι= a o- i=0.25 の場合）、非線形処理をしない従来のデパイスは本発明のレシ —バょり性能が劣っており、特に高い Eb/No において顕著であることがシミユーレーション結果より判る。

図 9は本発明のターボレシ一パ及ぴマッチトフィルタベースレシーバの平均 BERパフォーマンスを ICI の結合係数 α ( = at οι= α 0-1)の関数とし、且つ 2Eb/No をパラメータとして示すものである。図 9において、マッチトフィルタレシーバのポイントはサブイックス MFを有している。プロッ卜から明らかなように、本発明のターボレシーバは ICI 結合係数の広い範囲に渡って良好な BERパフォーマンスを与える。しかし、図 9の最大の BERの改善は、大きな 2Eb/No(S/N比）の場合である。

以上のような振る舞いは以下のように説明される。すなわち、低い 'S/N比の場合には入力ノイズが本発明の推定事後確率の改善のために機能する ICI を支配し、データの信頼性を損なう。一方、十分に S/N比が大きい場合には逆に、 ICIがノィズを支配する。かかる場合、レシーバは非線形信号処理の利点を発揮することにより ICI効果を和らげつつ BER を改善する。以上のことは BERのかなりの改善が達成される αの範囲でいえることである。

相対的に ICI 結合が小さい場合 <0.3)、着目サブチャネルからの信号は他サブチャネルにおいて送信された信号を歪ませる。しかし、この'歪はそれほどつ強くなく、隣接チャネルで送信されたデータを、信頼を持って推定することはなお可能である。この隣接サブチャネルにおける推定は着目サブチャネルの事後確率推定のために後に採用される。又、同様に着目サブチャネルにおける推定は他の隣接サブチャネルの事後確率推定のために後で採用される。 _αを更に増加することにより、隣接サブチャネルの信号をより強ぐ歪ませ、そのため、全ての推定は非常に信賴できなくなる。この事実は図 9に反映されている。すなわち、 αがある値を越えると、； BER ノフォーマンスは ICI結合係数が大きくなるに従ってかなり悪くなり始める。本発明のレシーバは、上記のプロセスに対して知的に動作する。すなわち、ノイズレベル Noや Δ Ε Δ Ε₂、 Δ Ε _∑に含まれる ICI結合係数に応じて非線形ュニットの伝達関数の係数を調整する。

(E) DMT システムへの適用

本発明のターボレシーバの応用として DMT ペース通信システムを考える。図 10はかかるターボレシーバを採用した DMTベース通信システムの構成図であり、周知の DMT通信システムにおける受信機の FFT部の後段に本発明のターボレシーパを配置した構成を有している。。

図 10 の通信システムにおいて、直列並列変換器（S/P)91 の後でデータレート R(bits/sec:bps)の入力ビットストリームは、新レート R/N(bps)で N個の並列サブチャネル転送される。 Nポイント IFFT 92は、 N並列データを結合して 1揃えのリァ.ルタイム領域のサンプル信号に変換する。並列直列変換器（P/S)93において、これら Nサンプルは直列フォーマツ卜に変換された後、連続してディジタルアナ口グ変換器（D AC) 94に入力される。 DAC出力側のローパスフィルタ（LPF)95の出力信号は連続時間 DMT信号である。白色ガウス雑音チヤネルにおいて、送信 DMT 信号は、白色ガウス雑音 n(t)により劣化し、 DMT レシーバ 100に送られる。受信機は送信機と逆の機能を実行する。 FFT 101は'、各サブチャネルで送られた信号に対して Ν·マツチトフィルタアレイとして復調処理を行う。 Turbo 102I~ 102Nは本発明のターボアルゴリズムに基づいたサブチャネル処理を行い、これにより周波数オフセットが存在しても BERを改善する。図 11及び図 12は従来の DMTベースレシーバの BER パフォーマンスを示すと共に、本発明のターボ処理機能を備え， 4 タ一ボ繰り返しを行う DMT レシーバの BER パフォーマンスを示す。但し、図 11は N=4の場合、図 12は N=16の場合であり、また、 BERパフォーマンスは、チャネル間周波数で正規化した周波数オフセットをパラメータとして、 2Eb/No に対して示されており、本発明の BER特性には" Turbo"が付されている。

図 11、図 12 より、周波数オフセットが小さい程、 BER特性は良好になり、また、本発明の方が従来装置より BER特性が良好なことが判る。

以上、マ'ルチキャリア通信システムにおいて、隣接サブチャネルにおける ICI の効果を検討した。従来のマッチトフィルタレシーバのパフオーマンスは隣接サブチャネルの結合が増大するに連れて、あるいは周波数オフセットが增加するに連れて、急速に劣化する。これに対し、本発明は推定事後確率に基づいたレシーバであり、. 各サブチャネルのレシーバが隣接サブチャネルのレシーバに情報を渡すターボレシーバであり、順番に、隣接サブチャネルのレシーバにより導かれた情報を使って推定された事後確率を精練する。このため、本発明のターボレシーバは従来のマッチトフィルタレシーバに比べて BER パフォーマンスをかなり改善することができる。これは本発明のターボアルゴリズムの非線形信号処理が、事後確率を最大にするために隣接サブチヤネルで得られた情報を利用するからである。最も大きな BERの改善は、 ICIがガウスノィズを支配する高 S/N比ェリァにおいて生じる。シミューレーション結果によれば、本発明のターボレシーバは ICI結合係数のかなり広い範囲に渡って良好なパフォーマンスを達成できる。

Claims

請求の範囲

1 . 少なくとも隣接する 3つのサブチャネルを介して信号を送受するマルチキャリア通信システムにおいて、

少なくとも隣接する 3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信する送信装置、 ·

対応するサブチャネルからデータを受信し、該受信データの軟判定を行う各サブチャネル毎に設.けられた受信部を含む受信装置、

隣接する 2つのサブチヤネル対応の受信部における軟判定対象値を中間のサブチャネルの受信部に入力する手段、

を備え、該中間サブチャネルの受信部は他の 2 つの隣接受信部から入力された軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整し、該軟判定対象値に基づいて受信データ ·を判定する、 .

ことを特徴とする通信システム。

2 . 前記各受信部は、

前記クロストークパスの結合度を考慮して、着目サブチャネルから受信したデータが 2値め一方である確率と他方である確率との差を前記軟判定対象値として演算する手段、

隣接するサブチャネルの 2つの受信部から入力された前記軟判定対象値を用いて、自身の軟判定対象値を調整する手段、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

3 . 前記中間サブチャネルの受信部は、

3つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の 2つめサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1の基準信号を.作成すると共に、前記 3つのサブチャネル信号で伝送された 3つのデータのうち、 1 つのデータが異なるとした場合における 3つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の 2つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 2、第 3、第 4の基準信号を作成する手段、

該各基準信号と実際の受信信号との乗算結果をそれぞれ積分する 4つの相関手段、

各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための 3つの相関合成信号を出力する手段、

前記 3つの相関合成信号に隣接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第 1〜第 3 の加算部、

各加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための調整値を算出する手段、

前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、

該軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部

を備えたことを特徴とする請求項 1記載の通信システム。

4 . 前記受信装置を、 DMT通信システムを構成する FFT の後段に設けたことを特徴とする請求項 3記載のマルチキャリア通信システム。

5 . 少なくとも隣接する 3つのサブチャネルを介してそれぞれ独立にデータを送信するマルチキヤリァ通信システムにおける受信装置において、

チャネル間の結合度を考慮して、自身のサブチャネルから受信したデータが 2 値のうちの一方である確率と他方である確率との差を軟判定対象値として演算し、かつ、隣接するサブチャネルの受信部から入力された軟判定対象値を用いて、該自身の軟判定対象値を調整して出力する軟判定対象値出力手段、

該調整された軟判定対象値に基づいて受信データを判定する判定部、

を備えたことを特徴とする受信装置。

6 . 前記軟判定対象値出力手段は、

3つのサブチャネル信号で伝送されたデータが同じであるとした場合において他方の 2つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 1の基準信号を作成すると共に、前記 3つのサブチャネル信号で伝送された 3つのデータのうち、 1つのデータが異なるとした場合における 3つの組み合せのそれぞれにおいて、他方の 2つのサブチャネルからのクロストークを考慮して計算される第 2、第 3、第 4の基準信号を作成する手段、

各相関器出力を合成して、自身の軟判定対象値を出力すると共に、該軟判定対象値を調整するための 3つの相関合成信号を |±1力する手段、

前記 3つの相関合成信号に瞵接するサブチャネルの受信部から入力する前記軟判定対称値を加算する第 1〜第 3の加算部、 ·

前記自身の軟判定対象値に前記調整値を加えて自身の軟判定対象値を調整する調整部、 '

を備えたことを特徴とする請求項 5記載の受信装置。

7. 前記調整値算出手段は、

前記第 1の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 1の調整値を算出する第 1の調.整部、

前記第 2の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 2の調整値を算出する第 2の調整部、

前記第 3の加算部の加算結果に基づいて自身の軟判定対象値を調整するための第 3の調整値を算出する第 3の調整部、

. を備え、

各調整部を、負入力に対して負の振幅リミット値を示し、正入力に対して正の振幅リミツト値を示し、かつ、零入力の近傍両側で入力と出力が直線的関係を備えた非線形ュニットで構成することを特徴とする請求項 6記載の受信装置。