CN117240376A - 一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，利用不同扩频码的弱互相关性和符号相位携带信息，结合码片假设反馈均衡器和能量检测方法的优势，灵活调整接收处理方式，使水声通信系统能够在较低信噪比下保持通信稳健性，在较高信噪比下充分利用有限带宽，同时具备更好的抗多径干扰和信道时变性的能力，并且获得信源数据。当信噪比较低时，使用能量检测方法处理数据，以牺牲部分通信速率为代价，使系统能够突破码片假设反馈均衡器的信噪比限制，在低信噪比下保持通信稳健性；当信噪比较高时，码片假设反馈均衡器处理数据，使水声通道系统具备更好的时变信道适应能力和多径干扰抑制能力，且频带利用更充分。

Description

一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法

技术领域

本发明涉及水声通信技术领域，具体涉及一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法。

背景技术

水声通信技术是是一项在水下以声波形式收发信息的技术，由于通道的可用频宽窄且信号衰减严重，水声通信相比有线通信来说可靠性很低。为了提高可靠性，目前多采用水声扩频加伪随机码的形式进行水声通信。伪随机码具有很好的自相关性和较小的互相关性，可以给水声扩频系统带来低信噪比条件下的可靠通信性能，但也会导致带宽利用率不高，因此本质上是以牺牲通信效率为代价换取可靠性。但是，当扩频符号长度过长时，其导致的多径时延以及严重的信道时变性仍会给扩频信号带来严重的干扰，影响系统接收信噪比。

码片假设反馈均衡器可以较好地解决多径干扰和信道时变性问题，但不能解决扩频系统带宽利用率低的问题，且提高了系统对接收信噪比的要求。能量检测技术是一种常用的非相干接收处理方式，其优势在于不需考虑相位噪声对解调性能的影响，相对于相干解调方式，可以应用于更低的信噪比条件，然而当信噪比较高时，较低的带宽利用率限制其应用。

因此，目前亟需一种水声通信方法，能够适应不同的信噪比要求，提高带宽利用率。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，能够适应不同的信噪比要求，提高带宽利用率。

为实现上述发明目的，本发明的技术方案为：

一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，步骤包括：

步骤1、在发射端对分组后的信源数据进行M元扩频和相位调制，以发射信号的形式经水声信道传输到接收端。

步骤2、接收端接收并同步发射信号，计算发射信号的信噪比，与阈值进行比较，根据比较结果选择解调方式：当信噪比超过预设的阈值，采用码片假设反馈均衡器解调发射信号，得到信源数据；当信噪比未超过预设的阈值，采用能量检测法解调发射信号，得到信源数据。

进一步的，步骤1具体为：对信源数据和已知数据分别进行M元扩频和相位调制，得到信息序列和训练序列，结合同步信号和保护间隔构建发射信号。

进一步的，采用码片假设反馈均衡器解调发射信号的具体方式为：

接收端同步发射信号，获取本地扩频序列；采用训练序列对码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环进行训练，完成初始化；采用二阶数字锁相环进行相位补偿，再采用码片假设反馈均衡器对相位补偿结果进行相位假设和相位估计；将相位估计和本地扩频序列进行M元解扩运算，选择模最大的本地扩频序列作为扩频判决结果，进而解调得到M元扩频的信源数据；选择和相位估计误差最小的相位假设作为相位判决结果，进而解调得到相位调制的信源数据。

进一步的，采用能量检测法解调发射信号的具体方式为：接收端同步发射信号，获取本地扩频序列；将本地扩频序列分别与发射信号的同相分量和正向分量进行相关运算，得到本地扩频序列的能量；选取能量最大的本地扩频序列作为扩频判决结果，进而解调得到M元扩频的信源数据。

进一步的，相位估计的表达式为：

其中，是长度为N_ff的码片假设反馈均衡器的前馈滤波器ff抽头系数列向量，是长度为N_fb的码片假设反馈均衡器的反馈滤波器fb抽头系数列向量，/>表示当前码片第i个假设相位，i∈[1,2^h]，h为相位调制的信源数据的比特数；第n个扩频序列的相位估计结果，M为码元总数，k表示第m个码元的第l个码片，L为扩频增益。

进一步的，本地扩频序列的能量E_n的表达式为：

E_n＝|R_cn|²+|R_sn|²

其中，R_cn为本地扩频序列与同相分量的同向相关解扩结果，R_sn为本地扩频序列与正交分量的正交相关解扩结果。

进一步的，码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环的系数以发射信号包含的码片之间的间隔为周期，采用自适应算法根据相位估计误差进行系数更新。

有益效果：

1、本发明提出一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，利用不同扩频码的弱互相关性和符号相位携带信息，结合码片假设反馈均衡器和能量检测方法的优势，灵活调整接收处理方式，使水声通信系统能够在较低信噪比下保持通信稳健性，在较高信噪比下充分利用有限带宽，同时具备更好的抗多径干扰和信道时变性的能力，并且获得信源数据。当信噪比较低时，采用能量检测方法处理数据，以牺牲部分通信速率为代价，使系统能够突破码片假设反馈均衡器的信噪比限制，在低信噪比下保持通信稳健性；当信噪比较高时，采用码片假设反馈均衡器处理数据，使水声通道系统具备更好的时变信道适应能力和多径干扰抑制能力，且频带利用更充分。

2、本发明使用M元扩频和相位调制的方式携带信源数据，有效提高频带利用率。

3、本发明采用码片假设反馈均衡器进行解调时，采用二阶数字锁相环进行相位补偿，以提高相位假设和相位估计精度。

4、本发明以码片间隔更新码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环的系数，使水声通信系统在较强的水声信道时变性下利用码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环提高扩频增益，抑制信号扰动，提升信号接收性能。

附图说明

图1为本发明的方法流程图。

图2为采用码片假设反馈均衡器解调发射信号的流程图。

图3为采用能量检测方法解调发射信号的流程图。

图4为本实施例的仿真用时变水声信道冲激响应图。

图5为能量检测方法在5dB接收信噪比下的M元扩频解扩效果图。

图6为10dB接收信噪比下未采用码片假设反馈均衡器的解调星座图。

图7为10dB接收信噪比下采用码片假设反馈均衡器的解调星座图。

图8为-3dB至14dB信噪比范围内，单独使用能量检测方法、码片假设反馈均衡器和本发明方法三者的误码率-信噪比性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

如图1所示，本发明提供了一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，针对多路信源数据的传输，步骤包括：

步骤1、将信源数据按照比特数分为两组，一组包括前h比特数据，另一组包括后k比特数据。

步骤2、对后k比特数据进行M元扩频调制：建立比特数k与扩频符号的序号p的映射关系，其表达式为：

p＝1+a[h+k]×1+a[h+k-1]×2+...+a[h+1]×2^k-1，p∈[1,M],M＝2^k

其中，a为信源数据，M为发射端的扩频序列集合c中扩频序列的个数。

根据k与p之间的映射关系，计算扩频符号的序号p，根据p从发射端的扩频序列集合c中选出扩频符号c_p(l)，完成M元扩频调制。

步骤3、对前h比特数据进行相位调制：对步骤2得到的扩频符号c_p(l)进行相位调制，得到相位调制符号完成相位调制。其中，b为由h通过进制转换得到的十进制数，b∈[0,2^h-1]；l＝0,1,...,L-1，L为扩频增益，j为虚数。

步骤4、将扩频符号c_p(l)与相位调制符号相乘，并对乘积进行脉冲成型和载波调制，得到数据帧/>

步骤5、对已知的二进制数据按照步骤1至步骤4进行调制，生成训练序列；将训练序列插入数据帧前，并在训练序列前添加同步信号和保护间隔，完成发射信号的构建。

其中，f_c是载波中心频率，表示取实部。T_c是码片持续时间，T_s是扩频符号持续时间，T_s＝LT_c。g(t)是脉冲成型函数，如果是矩形脉冲，则/>N是扩频符号总数。

步骤6、接收端接收发射信号，根据同步信号完成本地扩频序列和发射端的扩频序列的同步。

步骤7、计算发射信号的信噪比，并与预设的阈值相比，根据比较结果选择发射信号的解调方式：当信噪比≥阈值时，执行步骤8；当信噪比＜阈值，执行步骤9。信噪比的计算公式为：SNR_r＝10lg(E_s/N₀)，其中E_s是接收信号功率，N₀是噪声功率。

步骤8、如图2所示，当信噪比≥阈值时，采用码片假设反馈均衡器解调发射信号：

步骤8.1、对发射信号进行低通滤波处理，并以为采样频率进行降采样，得到基带信号/>其表达式为：

其中，[·]^T表示转置，T_sam表示降采样间隔，k表示基带信号的第m个码元的第l个码片，L为扩频增益。

步骤8.2、采用训练序列对码片假设反馈均衡器、二阶数字锁相环进行初始化。如图2所示，码片假设反馈均衡器包括前馈滤波器ff和反馈滤波器fb，其系数的初值为预设，后续会根据码片估计误差q_i,n(k)进行更新，更新时间间隔为扩频码片间隔，更新方法为自适应算法，包括最小均方误差(LMS)算法、递归最小二乘(RLS)算法或其他改进型算法。码片估计误差q_i,n(k)的表达式为：

其中，为码片估计结果，c_n(l)为第n个扩频序列。i为假设相位的序号(i∈[1,2^h])，n为扩频序列的序号(n∈[1,M])。n为发射信号包含的码元的序号，M为码元总数。

步骤8.3、将基带信号送入前馈滤波器ff，根据二阶数字锁相环输出的相位补偿，得到相位假设/>以相位假设/>作为反馈滤波器fb输入，消除先前码片对当前码片造成的码间干扰，得到假设反馈均衡输出，即相位估计/>表达式为：

其中，是长度为N_ff的前馈滤波器ff抽头系数列向量，/>是长度为N_fb的反馈滤波器fb抽头系数列向量，/>表示当前码片第i个假设相位，第n个扩频序列的相位估计结果。

二阶数字锁相环的输入信号表示为：

其中，Im{·}表示取虚部，“*”表示取共轭，“T”表示转置。二阶数字锁相环相位估计的更新公式表示为：

其中，K₁是二阶数字锁相环的比例常数，K₂是二阶数字锁相环的积分常数。

步骤8.4、每当相位估计的码片数量达到一个扩频符号的长度，就进行一次M元解扩运算，并从解扩结果中选择模最大值输出，得到当前符号序号估计结果解映射获得后k比特二进制数/>

同时，M元解扩得到当前扩频符号携带的相位调制信息的估计结果其表达式为：

根据计算每种相位假设的符号值D_i与其估计结果/>的误差平方Q_i，其表达式为：

将所有假设中误差平方最小者作为相位判决结果据此解调相位调制符号包含的前h比特信息/>判决结果/>表示为：

步骤9、如图3所示，采用能量检测法解调发射信号：将发射信号分别乘以并进行低通滤波，以/>为采样频率进行降采样，得到发射信号的同相分量和正交分量。w_c＝2π×f_c，f_c是载波中心频率。

将本地扩频序列分别与同相分量y_c(k)和正交分量y_s(k)进行相关运算，得到同相相关解扩结果和正交相关解扩结果，其表达式为：

R_cn(k)＝<y_c(k),c_n(l)>

R_sn(k)＝<y_s(k),c_n(l)>

其中，<·>表示相关运算。

将每个本地扩频序列对应的R_cn(k)和R_sn(k)平方后相加，得到该本地扩频序列的能量E_n，其表达式为：

E_n＝|R_cn|²+|R_sn|²

比较各本地扩频序列的能量，选择能量最大的本地扩频序列的序号作为扩频符号的序号的估计值根据扩频符号的序号p与比特数k的映射关系，解映射得到信源数据的后k比特的估计结果/>

下面举一个实施例对本发明作进一步阐述。设扩频增益63，每个符号M元扩频调制3比特信息，相位调制携带1比特信息，即二进制相移键控(BPSK)调制，训练序列10个扩频符号长度，即630个码片。码片假设反馈均衡器的前馈滤波器和反馈滤波器的抽头数目分别为4和30，自适应算法采用RLS算法，遗忘因子0.9995，矩阵初始化因子0.2，二阶数字锁相环比例系数和积分系数分别为0.006和0.0006，归一化多普勒频偏为0.3Hz，载波中心频率1.5kHz，带宽1kHz，信噪比阈值设置为8dB。图4为该仿真系数下，仿真用时变水声信道冲激响应图。从中可以看出，信道多径时延近1s，且信道具有一定时变性。图5为能量检测处理方式在5dB接收信噪比下的M元扩频解扩效果图，从中可以看出在较低信噪比下能量检测方式凭借扩频增益获得明显相关峰值，解码性能良好。图6和图7分别为10dB接收信噪比下，未采用码片假设反馈均衡及采用码片假设反馈均衡两种情况下，相位调制信息解调星座图，通过两者比较可以发现，在时变信道条件下，相位噪声给解调带来严重影响，如不进行均衡，星座图严重发散且相位旋转，而通过码片间隔进行系数更新的均衡器对相位扰动进行了较好的抑制，星座点集中且两端区分明显，解码无误。图8为-3dB至14dB信噪比范围内，能量检测处理方法、码片假设反馈均衡方法和本发明方法三者的误码率-信噪比性能对比。单独采用一种接收处理方法时，能量检测处理和码片假设反馈均衡处理在不同信噪比范围内各有优势，能量检测处理的性能优势在3dB～8dB左右，在此范围内，随着信噪比增加，扩频增益对码间干扰的抑制能力开始发挥作用，但是由于多径时延导致数个乃至数十个扩频符号上叠加了符号间干扰，未使用均衡手段的能量检测方法抗多径能力有限，继续提高信噪比并未明显改善，误码性能在4×10^-4左右出现极限。码片假设反馈方法的性能优势则主要体现在10dB～14dB信噪比范围，可以看出在此阶段该方法并未出现“误码平层”，这是因为码片假设反馈均衡联合M元扩频很好的实现了对长多径带来的码间干扰的抑制。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种码片假设反馈结合能量检测的水声通信方法，其特征在于，步骤包括：

步骤1、在发射端对分组后的信源数据进行M元扩频和相位调制，以发射信号的形式经水声信道传输到接收端；

步骤2、接收端接收并同步发射信号，计算发射信号的信噪比，与阈值进行比较，根据比较结果选择解调方式：当信噪比超过预设的阈值，采用码片假设反馈均衡器解调发射信号，得到信源数据；当信噪比未超过预设的阈值，采用能量检测法解调发射信号，得到信源数据。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤1具体为：对信源数据和已知数据分别进行M元扩频和相位调制，得到信息序列和训练序列，结合同步信号和保护间隔构建发射信号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用码片假设反馈均衡器解调发射信号的具体方式为：

接收端同步发射信号，获取本地扩频序列；采用训练序列对码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环进行训练，完成初始化；采用二阶数字锁相环进行相位补偿，再采用码片假设反馈均衡器对相位补偿结果进行相位假设和相位估计；将相位估计和本地扩频序列进行M元解扩运算，选择模最大的本地扩频序列作为扩频判决结果，进而解调得到M元扩频的信源数据；选择和相位估计误差最小的相位假设作为相位判决结果，进而解调得到相位调制的信源数据。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用能量检测法解调发射信号的具体方式为：接收端同步发射信号，获取本地扩频序列；将本地扩频序列分别与发射信号的同相分量和正向分量进行相关运算，得到本地扩频序列的能量；选取能量最大的本地扩频序列作为扩频判决结果，进而解调得到M元扩频的信源数据。

5.如权利要求1或3所述的方法，其特征在于，所述相位估计的表达式为：

其中k＝mL,...,mL+L-1,n∈[1,M]

其中，是长度为N_ff的码片假设反馈均衡器的前馈滤波器ff抽头系数列向量，/>是长度为N_fb的码片假设反馈均衡器的反馈滤波器fb抽头系数列向量，/>表示当前码片第i个假设相位，i∈[1,2^h]，h为相位调制的信源数据的比特数；第n个扩频序列的相位估计结果，M为码元总数，k表示第m个码元的第l个码片，L为扩频增益。

6.如权利要求1或4所述的方法，其特征在于，所述本地扩频序列的能量E_n的表达式为：

E_n＝|R_cn|²+|R_sn|²

其中，R_cn为本地扩频序列与同相分量的同向相关解扩结果，R_sn为本地扩频序列与正交分量的正交相关解扩结果。

7.如权利要求1或3所述方法，其特征在于，所述码片假设反馈均衡器和二阶数字锁相环的系数以发射信号包含的码片之间的间隔为周期，采用自适应算法根据相位估计误差进行系数更新。