JP4887758B2 - 無線受信装置 - Google Patents
無線受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4887758B2 JP4887758B2 JP2005341648A JP2005341648A JP4887758B2 JP 4887758 B2 JP4887758 B2 JP 4887758B2 JP 2005341648 A JP2005341648 A JP 2005341648A JP 2005341648 A JP2005341648 A JP 2005341648A JP 4887758 B2 JP4887758 B2 JP 4887758B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- receiver
- signal
- transmitter
- reception
- received
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0882—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using post-detection diversity
- H04B7/0885—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using post-detection diversity with combination
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
本発明は無線受信装置に係り、多入力多出力（Multiple-Input Multiple-Output, MIMO）の構成を備えた伝送システムにおけるMIMO対応の無線受信装置に関する。
今日の無線通信システムでは、複数の送信アンテナから異なるデータストリームを並列に送信することにより、送信アンテナ数に比例して伝送容量を増大させる空間多重伝送技術が注目されている（MIMO伝送システム）。MIMOシステムの主要な特徴はマルチパスをユーザの利益となるように活用する能力であり、ランダムフェージングやマルチパス遅延分散（利用できる時）の利点を有効に用いる。
MIMO伝送システムでは、発生したレプリカを減算する信号処理により、着目データストリームへの他のデータストリームからの干渉を除くことが通常のやり方である（V-BLAST, MMSE-VBLAST, Zero Forced V_BLAST)。これらの手法は適当な複雑度で実現できるが、BER結果がMLD（Maximum Likelihood Decoding)に比べて非常に劣る。
繰り返しMAP受信機（ターボレシーバ）は繰り返し最尤推定（iterative maximum likelihood estimation）を行なう。この技術はV-BLAST, MMSE-VBLAST, Zero Forced V_BLASTに比べてより良いBER結果を与え、それはMLDのBER結果と非常に近い。しかし、ターボレシーバに欠点がある。主要な欠点は、受信信号について最終的な判定を行なう前に、複数回のターボ繰り返し演算をする必要があることである。このターボレシーバの繰り返し演算する性質が計算を複雑にし、かつ復号時間を増大する。
本発明の受信機（シングルショットレシーバ：Single Shot (SS) receiver）は並列最大事後確率推定アルゴリズム（parallel maximum a posteriori probabilities estimation algorithm）に基づいており、繰り返し演算が不要である。本発明のSSレシーバは、1つのデータストリームから導かれる複数の軟判定結果の判定スピードを速めるために、各受信機が並列に計算を実行する。
今日の無線通信システムでは、複数の送信アンテナから異なるデータストリームを並列に送信することにより、送信アンテナ数に比例して伝送容量を増大させる空間多重伝送技術が注目されている（MIMO伝送システム）。MIMOシステムの主要な特徴はマルチパスをユーザの利益となるように活用する能力であり、ランダムフェージングやマルチパス遅延分散（利用できる時）の利点を有効に用いる。
MIMO伝送システムでは、発生したレプリカを減算する信号処理により、着目データストリームへの他のデータストリームからの干渉を除くことが通常のやり方である（V-BLAST, MMSE-VBLAST, Zero Forced V_BLAST)。これらの手法は適当な複雑度で実現できるが、BER結果がMLD（Maximum Likelihood Decoding)に比べて非常に劣る。
繰り返しMAP受信機（ターボレシーバ）は繰り返し最尤推定（iterative maximum likelihood estimation）を行なう。この技術はV-BLAST, MMSE-VBLAST, Zero Forced V_BLASTに比べてより良いBER結果を与え、それはMLDのBER結果と非常に近い。しかし、ターボレシーバに欠点がある。主要な欠点は、受信信号について最終的な判定を行なう前に、複数回のターボ繰り返し演算をする必要があることである。このターボレシーバの繰り返し演算する性質が計算を複雑にし、かつ復号時間を増大する。
本発明の受信機（シングルショットレシーバ：Single Shot (SS) receiver）は並列最大事後確率推定アルゴリズム（parallel maximum a posteriori probabilities estimation algorithm）に基づいており、繰り返し演算が不要である。本発明のSSレシーバは、1つのデータストリームから導かれる複数の軟判定結果の判定スピードを速めるために、各受信機が並列に計算を実行する。
図１はMIMOシステムの構成図であり、TRXは送信局、RECは受信局である。
送信アンテナの数Mと同じ数のデータストリームＤ0〜ＤM-1が、それぞれの送信機TRX0〜TRXM-1でデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を経て、各送信アンテナATT0〜ATTM-1から送信される。各アンテナATT0〜ATTM-1から送信された信号は、独立のフェージングチャネルhn,m（m＝0〜M−1，n＝0〜N−1）を通り、空間で多重された後、N本の受信アンテナATR0〜ATＲN-1で受信される。各受信アンテナで受信された信号は、受信機REC0〜RECN-1で周波数ダウンコンバート・直交検波・A/D変換処理等を経て、ｙ0〜ｙN-1の受信データストリームが生成される。各受信データストリームは、M個の送信データストリームが多重された形になっているため、全ての受信データストリームに対して信号処理を行うことにより、送信データストリームが分離・再生される。
受信信号より送信データストリームＤ0〜ＤM-1を分離する信号処理のアルゴリズムには、チャネル相関行列の逆行列を用いるZF(Zero-Forcing) やMMSEといった線形アルゴリズム（非特許文献１参照）とBLAST（Bell Laboratories Layered Space-Time）に代表される非線形アルゴリズムがある。また、MLD（Maximum Likelihood Decoding）などの相関行列の逆行列演算を使用しない方法(非特許文献２参照)も知られている。
送信アンテナの数Mと同じ数のデータストリームＤ0〜ＤM-1が、それぞれの送信機TRX0〜TRXM-1でデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を経て、各送信アンテナATT0〜ATTM-1から送信される。各アンテナATT0〜ATTM-1から送信された信号は、独立のフェージングチャネルhn,m（m＝0〜M−1，n＝0〜N−1）を通り、空間で多重された後、N本の受信アンテナATR0〜ATＲN-1で受信される。各受信アンテナで受信された信号は、受信機REC0〜RECN-1で周波数ダウンコンバート・直交検波・A/D変換処理等を経て、ｙ0〜ｙN-1の受信データストリームが生成される。各受信データストリームは、M個の送信データストリームが多重された形になっているため、全ての受信データストリームに対して信号処理を行うことにより、送信データストリームが分離・再生される。
受信信号より送信データストリームＤ0〜ＤM-1を分離する信号処理のアルゴリズムには、チャネル相関行列の逆行列を用いるZF(Zero-Forcing) やMMSEといった線形アルゴリズム（非特許文献１参照）とBLAST（Bell Laboratories Layered Space-Time）に代表される非線形アルゴリズムがある。また、MLD（Maximum Likelihood Decoding）などの相関行列の逆行列演算を使用しない方法(非特許文献２参照)も知られている。
・ZF(Zero-Forcing)アルゴリズム
今、送信データストリームをM次元の複素行列で、受信データストリームをN次元の複素行列で表すと、次式の関係がある。
ZF(Zero-Forcing)アルゴリズムは次式により送信データストリームを推定する。
ここで、H*Hはチャネル相関行列と呼ばれる。Ｈ+は擬似逆行列(pseudo-inverse)を意味し、この擬似逆行列が存在するためには、N≧Mの関係が必要になる。
今、送信データストリームをM次元の複素行列で、受信データストリームをN次元の複素行列で表すと、次式の関係がある。
・MMSEアルゴリズム
受信データストリームＹに基づいて送信データストリーム(受信データベクトル)Ｄを推定する他の線形推定アプローチ法はMMSE（最小二乗平均誤差法)である。このMMSEアルゴリズムでは次式
により、行列Ｇを決定し、さらに、次式
によりデータストリームＤを推定する。ただし、αは雑音分散、ＩはGに依存する行列である。ＺＦアルゴリズムはMMSEアルゴリズムにおいてα＝０に相当する。
受信データストリームＹに基づいて送信データストリーム(受信データベクトル)Ｄを推定する他の線形推定アプローチ法はMMSE（最小二乗平均誤差法)である。このMMSEアルゴリズムでは次式
・判定帰還復号法(Decision Feedback Decoding)
送信ベクトルデータDの最も信頼のあるエレメントが復号されて他のエレメントの復号を改善するために使われるならば、パーフォーマンスが増大することが予想される。この手法はシンボルキャンセレーションと呼ばれ、ＺＦ法やMMSE法と組み合わされZF-VBL，MMSE-VBLと呼ばれる。
送信ベクトルデータDの最も信頼のあるエレメントが復号されて他のエレメントの復号を改善するために使われるならば、パーフォーマンスが増大することが予想される。この手法はシンボルキャンセレーションと呼ばれ、ＺＦ法やMMSE法と組み合わされZF-VBL，MMSE-VBLと呼ばれる。
・MLDアルゴリズム
MLDアルゴリズムは、相関行列の逆行列演算を使用しない方法であり、次式により送信データストリーム(送信ベクトル)Ｄを推定する。
ここで、Ｍ個の各アンテナに入力する変調データの信号点配置数をQとすると送信ベクトルＤの組合わせはQM個存在する。QPSKでQ=4, 16QAMでQ=16, 64QAMでQ=64となる。MLDアルゴリズムではQM個の送信ベクトルの候補（レプリカ）を発生して(5)式の演算を行ない、結果が最小となるレプリカが入力データであると推定する方法である。
以上は、送信アンテナ数がM本、受信アンテナ数がN本の一般的な場合であるが、M=2,N=2とすれば、（1）式は
となる。
MLDアルゴリズムは、相関行列の逆行列演算を使用しない方法であり、次式により送信データストリーム(送信ベクトル)Ｄを推定する。
以上は、送信アンテナ数がM本、受信アンテナ数がN本の一般的な場合であるが、M=2,N=2とすれば、（1）式は
なお、本発明者は、２つのデータストリームのそれぞれを別々の送信アンテナより送信する送信局と、２つの受信アンテナで受信した信号より空間で多重された前記データストリームを分離して出力する受信局を備えたMIMO通信システムにおけるターボレシーバを提案している(非特許文献３参照)。
図2は上記提案されたターボレシーバを備えたMIMO通信システムのブロック図であり、（A）に示すように送信局TRXは2つの送信機TRX0,TRX1、２つの送信アンテナAT0,AT1を備え、受信局RECは2つの受信アンテナAR0,AR1、2つの受信機（ターボレシーバ）REC0,REC1を備えている。各受信機REC0,REC1は、（B）に示すように、受信部RVと信号処理部PRを備え、受信部RVはデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を行なって信号ｙ0，ｙ1を信号処理部PRに入力し、信号処理部PRはデータストリームのビット判定を行なう。
図2は上記提案されたターボレシーバを備えたMIMO通信システムのブロック図であり、（A）に示すように送信局TRXは2つの送信機TRX0,TRX1、２つの送信アンテナAT0,AT1を備え、受信局RECは2つの受信アンテナAR0,AR1、2つの受信機（ターボレシーバ）REC0,REC1を備えている。各受信機REC0,REC1は、（B）に示すように、受信部RVと信号処理部PRを備え、受信部RVはデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を行なって信号ｙ0，ｙ1を信号処理部PRに入力し、信号処理部PRはデータストリームのビット判定を行なう。
各送信機TRX0，TRX1は情報シンボルDi (i=0,1)をQPSKあるいはBPSK変調して送信する。第1の送信機TRX0は第1のデータストリームを、第２の送信機TRX1は第２のデータストリームを送信する。
（1）第1の受信機REC0はアンテナAR0で受信した信号より第1のデータストリームD0のビット推定値を演算すると共に、第2の受信機REC1はアンテナAR1で受信した信号より第1のデータストリームD0のビット推定値を演算し、第1の受信機REC0はこれらを合成して第1のデータストリームのビット推定値ΔlnP0とする。同様に、第2の受信機REC1は第2のデータストリームD1のビット推定値ΔlnP1を取得する。
（2）第1の受信機REC0は上記演算により得られた第1のデータストリームのビット推定値ΔlnP0を第２データストリームのビット推定値ΔlnP1で精査し、同様に、第2の受信機REC1は第２のデータストリームのビット推定値ΔlnP1を第１データストリームのビット推定値ΔlnP0で精査する。
（3）第1の受信機REC0、第2の受信機REC1は上記（1）〜（2）の処理を所定回数繰り返し、（4）所定回数繰返した後に, 第1の受信機REC0は第1のデータストリームの前記ビット推定値ΔlnP0に基づいて第1のデータストリームのビットD0を判定し、同様に、第2の受信機REC１は第２のデータストリームの前記ビット推定値ΔlnP1に基づいて第２のデータストリームのビットD1を判定する。
A. van Zelst, "Space Division Multiplexing Algorithms", 10th Mediterranean Electrotechnical Conference 2000, MELECON 2000, Cyprus, May 2000, Vol. 3, pp. 1218-1221. Richard van Nee et al. "Maximum Likelihood Decoding in a Space Division Multiplexing System,". Proc. of IEEE Vehicular Technology Conference (VTC) 2000, Tokyo 2000. 特願2004−378888号（平成16年12月28日出願）
（1）第1の受信機REC0はアンテナAR0で受信した信号より第1のデータストリームD0のビット推定値を演算すると共に、第2の受信機REC1はアンテナAR1で受信した信号より第1のデータストリームD0のビット推定値を演算し、第1の受信機REC0はこれらを合成して第1のデータストリームのビット推定値ΔlnP0とする。同様に、第2の受信機REC1は第2のデータストリームD1のビット推定値ΔlnP1を取得する。
（2）第1の受信機REC0は上記演算により得られた第1のデータストリームのビット推定値ΔlnP0を第２データストリームのビット推定値ΔlnP1で精査し、同様に、第2の受信機REC1は第２のデータストリームのビット推定値ΔlnP1を第１データストリームのビット推定値ΔlnP0で精査する。
（3）第1の受信機REC0、第2の受信機REC1は上記（1）〜（2）の処理を所定回数繰り返し、（4）所定回数繰返した後に, 第1の受信機REC0は第1のデータストリームの前記ビット推定値ΔlnP0に基づいて第1のデータストリームのビットD0を判定し、同様に、第2の受信機REC１は第２のデータストリームの前記ビット推定値ΔlnP1に基づいて第２のデータストリームのビットD1を判定する。
A. van Zelst, "Space Division Multiplexing Algorithms", 10th Mediterranean Electrotechnical Conference 2000, MELECON 2000, Cyprus, May 2000, Vol. 3, pp. 1218-1221. Richard van Nee et al. "Maximum Likelihood Decoding in a Space Division Multiplexing System,". Proc. of IEEE Vehicular Technology Conference (VTC) 2000, Tokyo 2000.
図3、図4は、上記の各受信法（ZF-VBL法、MSSE-VBL法、QR-MLD法、MLD法、ターボ法）のシミュレーション結果を示すものであり、2Eb／Noに対するBER(Bit Error Rate)を示している。シミュレーションでは送信アンテナ、受信アンテナを共に2本とし、QPSK変調あるいは16QAM変調し、符号化することなく送信している。図3はQPSK変調した場合、図4は16QAM変調した場合であり、チャネル間干渉が存在しない場合(ICI-Free)も示している。なお、ICI-Freeのポイントはシミュレーションソフトにより得られたAWGNに相当する。
このシミュレーション結果より、MLD法が最も良いBER特性を示す。しかし、MLD法は演算量が膨大となり、アンテナ数の増加により演算量が指数関数的に増大する問題がある。提案されているターボレシーバはMDL法を採用するレシーバに非常に近いBER特性を示す。しかし、16QAM変調において、MLD法と同様のBER特性を得るには、繰り返し回数をQPSK変調の場合に比べて2回から4回に増大する必要があり、このため、計算が複雑化、増大化し、また復号時間が増大する。なお、ターボレシーバの複雑度はMLD法を採用するレシーバに比べてかなり低いとはいえ、繰り返し回数に比例して複雑度が増加する問題がある。
以上から本発明の目的は、ビットエラーレートを小さくでき、かつ、複雑度、演算量を減少できる、MIMOシステムにおける無線受信装置（無線受信機）を提供することである。
本発明の別の目的は、並列最大事後確率推定アルゴリズム（parallel maximum a posteriori probabilities estimation algorithm）を採用し、繰り返し処理をしなくてもビットエラーレートを小さくできる無線受信機（シングルショットレシーバ：Single Shot (SS) receiver）を提供することである。
このシミュレーション結果より、MLD法が最も良いBER特性を示す。しかし、MLD法は演算量が膨大となり、アンテナ数の増加により演算量が指数関数的に増大する問題がある。提案されているターボレシーバはMDL法を採用するレシーバに非常に近いBER特性を示す。しかし、16QAM変調において、MLD法と同様のBER特性を得るには、繰り返し回数をQPSK変調の場合に比べて2回から4回に増大する必要があり、このため、計算が複雑化、増大化し、また復号時間が増大する。なお、ターボレシーバの複雑度はMLD法を採用するレシーバに比べてかなり低いとはいえ、繰り返し回数に比例して複雑度が増加する問題がある。
以上から本発明の目的は、ビットエラーレートを小さくでき、かつ、複雑度、演算量を減少できる、MIMOシステムにおける無線受信装置（無線受信機）を提供することである。
本発明の別の目的は、並列最大事後確率推定アルゴリズム（parallel maximum a posteriori probabilities estimation algorithm）を採用し、繰り返し処理をしなくてもビットエラーレートを小さくできる無線受信機（シングルショットレシーバ：Single Shot (SS) receiver）を提供することである。
上記課題は本発明によれば、複数の送信機より各送信機に対応する送信アンテナから送信され、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路を介して入力する信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線受信装置により達成される。この無線受信装置は、該複数の受信アンテナのそれぞれに対応して受信機を備え、各受信機は、自分に接続された受信アンテナが受信した受信信号を出力する受信部と、該受信信号と、他の受信機の受信部が他の受信アンテナより受信して出力する受信信号とを入力され、これら受信信号を用いて、所定の送信機より送信された信号が”１”であるか”０”であるかを判定するためのデシジョンルールを規定する式の演算を行なう演算部と、該式の演算結果に基づいて前記送信機より送信した信号を判定する判定部を備えている。
前記デシジョンルールに従った演算は、前記所定の送信機より送信された信号が+1である事後確率と該送信機より送信された信号が−1である事後確率の差を、前記各受信信号を用いて行なう演算であり、前記演算部は該差を演算し、前記判定部は該差の正負に基づいて前記送信機より送信した信号を判定する。
該演算部は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路、複数の非線形処理回路の出力を合成して前記送信信号の確率を出力する合成回路を備えている。また、演算回路は、非線形処理回路や合成回路に加えて、所定のアンテナ受信信号と所定伝搬路の伝搬特性の乗算結果に基づいて前記各非線形処理回路へ入力する信号を発生する信号発生部を備えている。
前記各受信機は、送信局がデータをQPSK変調して送信する場合、受信信号の実数部及び虚数部毎に上記処理を実行する２つの演算部と、受信信号の実数部及び虚数部毎に上記処理を実行する2つの判定部を備える。
前記デシジョンルールに従った演算は、前記所定の送信機より送信された信号が+1である事後確率と該送信機より送信された信号が−1である事後確率の差を、前記各受信信号を用いて行なう演算であり、前記演算部は該差を演算し、前記判定部は該差の正負に基づいて前記送信機より送信した信号を判定する。
該演算部は、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路、複数の非線形処理回路の出力を合成して前記送信信号の確率を出力する合成回路を備えている。また、演算回路は、非線形処理回路や合成回路に加えて、所定のアンテナ受信信号と所定伝搬路の伝搬特性の乗算結果に基づいて前記各非線形処理回路へ入力する信号を発生する信号発生部を備えている。
前記各受信機は、送信局がデータをQPSK変調して送信する場合、受信信号の実数部及び虚数部毎に上記処理を実行する２つの演算部と、受信信号の実数部及び虚数部毎に上記処理を実行する2つの判定部を備える。
本発明によれば、複数の受信アンテナのそれぞれに対応して設けられた受信機は、自分に接続された受信アンテナが受信した受信信号と他の受信アンテナが受信した受信信号とを用いて、所定の送信機が送信した信号の確率を演算し、該確率に基づいて前記送信機が送信した信号を判定するようにしたから、繰り返し演算しなくてもBER特性を向上でき、かつ、演算量を減少することができる。
また、確率演算部を、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路と、複数の非線形処理回路の出力を合成する合成回路とで構成したから、受信機を簡単化できる
また、送信局がデータをQPSK変調して送信する場合、受信信号の実数部及び虚数部毎に演算部と、該演算部が演算した確率に基づいてビット判定する判定部を備えるため、QPSK変調されている場合でも、少ない演算量で、BER特性が向上したビット判定値を出力できる。
また、確率演算部を、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路と、複数の非線形処理回路の出力を合成する合成回路とで構成したから、受信機を簡単化できる
また、送信局がデータをQPSK変調して送信する場合、受信信号の実数部及び虚数部毎に演算部と、該演算部が演算した確率に基づいてビット判定する判定部を備えるため、QPSK変調されている場合でも、少ない演算量で、BER特性が向上したビット判定値を出力できる。
図5は本発明の無線受信機(無線受信装置)を備えたMIMO通信システムのブロック図であり、送信局TRXは2つの送信機TRX0,TRX1、２つの送信アンテナAT0,AT1を備え、受信局（無線受信機）RECは2つの受信アンテナAR0,AR1、2つの受信機REC0,REC1を備えている。各送信機TRX0，TRX1は情報シンボルDi (i=0,1)をQPSKあるいはM-QAMあるいはBPSK変調して送信する。第1の送信機TRX0は第1のデータストリームD0を、第２の送信機TRX1は第２のデータストリームD1を送信する。なお、D0, D1はBPSK変調であればそれぞれ1ビット、QPSK変調であればそれぞれ2ビット、16-QAMであればそれぞれ４ビットで構成される。
第1送信機TRX0から送信された第1データストリームD0は、フェージング特性（チャネル特性）h00，h10の伝送路を介してそれぞれ第1、第2の受信アンテナAR0,AR1に到達する。また、第2送信機TRX1から送信された第2データストリームD1は、チャネル特性h01，h11の伝送路を介してそれぞれ第1、第2の受信アンテナAR0,AR1に到達する。
第1の受信機REC0は、アンテナAR0で受信した受信信号y0と他の受信アンテナAR1が受信した受信信号y1を用いて、第1の送信機TRX0より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて該第1の送信機TRX0より送信されたビット信号の確率を演算し、該演算された確率に基づいて送信機TRX0より送信したビット信号を判定する。同様に、第2の受信機REC１は、アンテナAR1で受信した受信信号y1と他の受信アンテナAR0が受信した受信信号y0を用いて、第2送信機TRXより送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて該第2の送信機TRX1より送信されたビット信号の確率を演算し、該演算された確率に基づいて送信機TRX1より送信したビット信号を判定する。
第1送信機TRX0から送信された第1データストリームD0は、フェージング特性（チャネル特性）h00，h10の伝送路を介してそれぞれ第1、第2の受信アンテナAR0,AR1に到達する。また、第2送信機TRX1から送信された第2データストリームD1は、チャネル特性h01，h11の伝送路を介してそれぞれ第1、第2の受信アンテナAR0,AR1に到達する。
第1の受信機REC0は、アンテナAR0で受信した受信信号y0と他の受信アンテナAR1が受信した受信信号y1を用いて、第1の送信機TRX0より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて該第1の送信機TRX0より送信されたビット信号の確率を演算し、該演算された確率に基づいて送信機TRX0より送信したビット信号を判定する。同様に、第2の受信機REC１は、アンテナAR1で受信した受信信号y1と他の受信アンテナAR0が受信した受信信号y0を用いて、第2送信機TRXより送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて該第2の送信機TRX1より送信されたビット信号の確率を演算し、該演算された確率に基づいて送信機TRX1より送信したビット信号を判定する。
MIMO通信システムは図5に示すブロック構成を備えている。
無線受信機RECは図6に示すように、2つの受信アンテナAR0,AR1、2つの受信機REC0,REC1を備えている。
第1の受信機REC0は、受信部RV0と信号処理部PR0を備え、受信部RV0は第1受信アンテナAR0の受信信号にデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を施し、得られた信号ｙ0を信号処理部PR0と第2の受信機REC1の信号処理部PR1に入力する。信号処理部PR0は、アンテナAR0で受信した受信信号y0と他の受信アンテナAR1が受信した受信信号y1を用いて、第1送信機TRX0より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて送信信号の確率を演算し、該確率に基づいて送信機TRX0より送信した信号を判定する。
送信機がQPSK変調して送信する場合、信号処理部PR0は、第1送信機TRX0が送信した複素信号の実数部、虚数部毎に確率をそれぞれ演算し、該確率に基づいて送信機TRX0が送信した複素信号の実数部、虚数部を判定し、判定結果Re(D0),Im(D0)を出力する。
第2の受信機REC1は、受信部RV1と信号処理部PR1を備え、受信部RV1は第2受信アンテナAR1の受信信号にデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を施し、得られた信号ｙ1を信号処理部PR1と第1の受信機REC0の信号処理部PR0に入力する。信号処理部PR1は、アンテナAR1で受信した受信信号y1と他の受信アンテナAR0が受信した受信信号y0を用いて、第2送信機TRX1より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて送信信号の確率を演算し、該確率に基づいて送信機TRX1より送信した信号を判定する。
送信機がQPSK変調して送信する場合、信号処理部PR1は、第2送信機TRX1が送信した複素信号の実数部、虚数部毎に確率をそれぞれ演算し、該確率に基づいて送信機TRX1が送信した複素信号の実数部、虚数部を判定し、判定結果Re(D1),Im(D1)を出力する。
無線受信機RECは図6に示すように、2つの受信アンテナAR0,AR1、2つの受信機REC0,REC1を備えている。
第1の受信機REC0は、受信部RV0と信号処理部PR0を備え、受信部RV0は第1受信アンテナAR0の受信信号にデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を施し、得られた信号ｙ0を信号処理部PR0と第2の受信機REC1の信号処理部PR1に入力する。信号処理部PR0は、アンテナAR0で受信した受信信号y0と他の受信アンテナAR1が受信した受信信号y1を用いて、第1送信機TRX0より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて送信信号の確率を演算し、該確率に基づいて送信機TRX0より送信した信号を判定する。
送信機がQPSK変調して送信する場合、信号処理部PR0は、第1送信機TRX0が送信した複素信号の実数部、虚数部毎に確率をそれぞれ演算し、該確率に基づいて送信機TRX0が送信した複素信号の実数部、虚数部を判定し、判定結果Re(D0),Im(D0)を出力する。
第2の受信機REC1は、受信部RV1と信号処理部PR1を備え、受信部RV1は第2受信アンテナAR1の受信信号にデータ変調・D/A変換・直交変調・周波数アップコンバートなどの処理を施し、得られた信号ｙ1を信号処理部PR1と第1の受信機REC0の信号処理部PR0に入力する。信号処理部PR1は、アンテナAR1で受信した受信信号y1と他の受信アンテナAR0が受信した受信信号y0を用いて、第2送信機TRX1より送信された信号が+1である事後確率と−1である事後確率の差に基づいて送信信号の確率を演算し、該確率に基づいて送信機TRX1より送信した信号を判定する。
送信機がQPSK変調して送信する場合、信号処理部PR1は、第2送信機TRX1が送信した複素信号の実数部、虚数部毎に確率をそれぞれ演算し、該確率に基づいて送信機TRX1が送信した複素信号の実数部、虚数部を判定し、判定結果Re(D1),Im(D1)を出力する。
各送信機TRX0，TRX1は情報シンボルDi (i=0,1)をQPSK変調して送信する。第1の送信機TRX0は第1のデータストリームを、第２の送信機TRX1は第２のデータストリームを送信する。
第１、第２データストリームを構成する情報シンボルDi (i=0,1)は実数部Re（Di）と虚数部Im(Di)を有している。従って、Di＝（ｄRe，ｄIm）であり、ｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)である。情報シンボルDiはQPSKの場合、４つの可能な信号Ｓj *(t) （j=0,1,2,3）の内の１つである。信号Ｓj *(t)におけるｊの番号は、表1に示すようにデータビットｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)のペアに依存している。
第１、第２データストリームを構成する情報シンボルDi (i=0,1)は実数部Re（Di）と虚数部Im(Di)を有している。従って、Di＝（ｄRe，ｄIm）であり、ｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)である。情報シンボルDiはQPSKの場合、４つの可能な信号Ｓj *(t) （j=0,1,2,3）の内の１つである。信号Ｓj *(t)におけるｊの番号は、表1に示すようにデータビットｄRe＝Re（Di），ｄIm＝Im(Di)のペアに依存している。
送信される信号のために新しい表記Ｓij *(t)を導入する。このＳij *(t)におけるインデックスｉは送信機の番号(0,1)を示し、インデックスｊは第ｉ送信機により送信された表1の情報シンボルＳj *(t) （j=0,1,2,3）を示す。
各受信機REC0,REC1の入力には、第１、第2送信機TRX1,TRX2の送信情報シンボルDi (0,1)の組合わせにより16個の可能な信号がある。表2は第1受信機REC0の入力における全可能な信号を示し、表3は第2受信機REC1の入力における全可能な信号を示している。
（ａ） 第１受信機REC0が受信するシンボルD0の実数部ｄRe＝Re(D0)の決定
表２から第1受信機REC0が信号Sj（j＝0，1，…,15）を受信する事後確率は、ベイの混合ルール(Bayes' mixed rule)により次式
により与えられる。ただし、
・k0は正規化因子、
・ｊ＝0，1，…,15、
・y0(t)は信号系列とスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn(t)との合成信号（y0(t) ＝Sj＋n(t)）、
・Pi(Sj/y0 (t))は第ｉ受信機において信号Sj(t)を受信する事後確率(受信信号y0 (t)がSj(t)である確率)、
・Pi(ｄRe/y0 (t))は第ｉ受信機においてｄReを受信する事後確率(受信信号y0 (t)がｄReである確率)、
・Pa(Sj)は送受信信号がＳj(t)である事前確率、
・P(y0 (t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
・P(y0 (t))はy0 (t)を受信する確率
である。
表２から第1受信機REC0が信号Sj（j＝0，1，…,15）を受信する事後確率は、ベイの混合ルール(Bayes' mixed rule)により次式
・k0は正規化因子、
・ｊ＝0，1，…,15、
・y0(t)は信号系列とスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn(t)との合成信号（y0(t) ＝Sj＋n(t)）、
・Pi(Sj/y0 (t))は第ｉ受信機において信号Sj(t)を受信する事後確率(受信信号y0 (t)がSj(t)である確率)、
・Pi(ｄRe/y0 (t))は第ｉ受信機においてｄReを受信する事後確率(受信信号y0 (t)がｄReである確率)、
・Pa(Sj)は送受信信号がＳj(t)である事前確率、
・P(y0 (t)/ Sj)は条件付き確率であり、受信語がy(t)であった時、送られた符号語がSjであったという確率、
・P(y0 (t))はy0 (t)を受信する確率
である。
同様に、表３から第2受信機REC1が信号Sj（j＝16，17，…,31）を受信する事後確率は、次式
により与えられる。
受信ビットdRe=+1の確率は、第1、第2受信機REC0,REC1において信号Sjを受信する事後確率P(Sj)の論理積演算（AND）として表現でき、以下のように書くことができる。
同様に受信ビットdRe=−1の確率は、以下のように書くことができる。
（10）、（11）式において、Pa(Sj)は送受信信号がＳj(t)である事前確率、P(Sj)は、y0（t）,y1(t)のミックス入力において信号Sj(t)を受信する確率である。ここで、ストリームにおけるビットが静的に独立であり、確率が等しいと仮定すると（P(+1)=P(‐1)=1/2）、送受信信号がＳj(t)である事前確率Pa(Sj)は0.25（＝0.5×0.5）に等しくなる。
（10）、（11）式によれば、両受信機REC0,REC1における1組の情報シンボルD0,D1の判定は、同時に並行して行なわれる。表2及び表3に基づいて（10）、（11）式の論理積演算（AND演算)により信号を結合する。例えば、(＋1＋1)に等しい1組の情報シンボルD0,D1が転送されたとすれば、レシーバ入力における対応する信号は、第1受信機REC0のS0と第2受信機REC1のS16のANDとなる。この論理積演算ANDは（10）、（11）式において、確率の乗積としてP(S0)ANDP(S16)あるいはP(S0)・(S16)として表現される。表2、表3から、同様の結果があらゆる可能なビットD0,D1の結合及び信号について得られる。
送受信信号がＳj(t)である事前確率Pa(Sj)が全信号について等しいと仮定すれば、（10）、（11）式は次式
のように書き換えることが可能である。
送受信信号がＳj(t)である事前確率Pa(Sj)が全信号について等しいと仮定すれば、（10）、（11）式は次式
最尤法による受信機（maximum-likelihood receiver）において、受信情報シンボルの実数部ｄReの符号は事後確率の比較結果あるいはスレッショールドとの対数(logarithm)に基づいて決定できる。すなわち、受信情報シンボルの実数部ｄReが１となる確率と0となる確率の大小比較により、あるいは、それらの対数(logarithm)の差とスレッショールドとの比較により受信情報シンボルの実数部ｄReの符号(0又は１)を決定できる。それゆえ、受信情報シンボルの実数部ｄReの符号は次式
または
により求まる。ただし、lnは対数（logarithms）演算を意味する。また、y0(t) およびy1(t) は、信号系列Sjとスペクトルパワー強度N0を有する白色ガウスノイズn0(t)、n1(t)との合成信号(y0(t)＝Sj＋n0(t)、y1(t)＝Sj＋n1(t))である。(15)式は受信情報シンボルの実数部ｄReの符号を決定するための決定ルール(デシジョンルール)である。
ここで、次式の代数同一性
を考慮すると、(12)、（13）式のln関数は次式
で与えられる。
ただし、次式
が成立するものとする。上式において、
である。
かくして、
とすれば、（17）式の右辺第1項は次式
となる。
また、
とすれば、（17）式の右辺第2項は次式
となる。
また、
とすれば、（18）式の右辺第1項は次式
となる。
また、
とすれば、（18）式の右辺第2項は次式
となる。
となる。
（22）式において、次式が
成立すること、（24）、（26）、（28）式においても上式と同様の関係が成立することを考慮すると、最終的に（15）式のデシジョンルールは次式で与えられる。すなわち、デシジョンルールは
となる。なお、(30)式の求め方は付則に説明する。
（30）式において
である。上式においてln chのln は対数、chはcosh(ハイパボリクコサイン)である。
(31ａ)〜(31ｈ)式の中に存在する次式のパターンを有する非線形関数
は線形領域を有するリミッターとして記述できる。この非線形関数のリミットレベルはS/N比(信号対雑音スペクトル電力強度)とエネルギー差ΔＥに依存する。図７はエネルギー差ΔＥをパラメータにした時の非線形関数F(x,ΔE)の伝達特性を示している。
ここで、新しい表記を導入する。すなわち、第１の表記は
である。この表記において信号S0，Ｓ3は図8（A）に示すように受信信号ｙ0にk・h00 *を乗算する乗算器１aと、受信信号ｙ1にk・h10 *を乗算する乗算器１bと、各乗算器の乗算結果を加算する加算器2と、加算結果から実数部を抽出する実数抽出部3aと、虚数部を抽出する虚数抽出部3bで算出できる。又、信号S１，Ｓ2は図8(B）に示すように受信信号ｙ0にk・h01 *を乗算する乗算器４aと、受信信号ｙ1にk・h11 *を乗算する乗算器4bと、各乗算器の乗算結果を加算する加算器5と、加算結果から実数部を抽出する実数抽出部6aと、虚数部を抽出する虚数抽出部6bで算出できる。
第２の表記は
である。
第２の表記は
図9は(30)式に基づいてlnＰ0(I)を演算し、このlnＰ0(I)を用いて第１シンボルD0の実数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄRe=Re（D0）を出力する信号処理部PR0の構成図である。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図９の信号処理部PR0は上記(33)、(34)の表記及び(32)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック7，8において7a〜７d，８a〜8eは図７の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック７は(30)式の右辺第2項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック8は(30)式の右辺第3〜第4項を計算し、加算器9は
を計算して出力する。尚、ブロック7において、符号7eは減算器、7f〜7gは加算器、7hは乗算器であり、ブロック8において、符号8ｆ〜8kは加減算器である。判定部10は確率
lnＰ0(I)に基づいて第１シンボルD0の実数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄRe=Re（D0）を出力する。
図９の信号処理部PR0は上記(33)、(34)の表記及び(32)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック7，8において7a〜７d，８a〜8eは図７の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック７は(30)式の右辺第2項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック8は(30)式の右辺第3〜第4項を計算し、加算器9は
lnＰ0(I)に基づいて第１シンボルD0の実数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄRe=Re（D0）を出力する。
（ｂ）第2シンボルＤ1の実数部ｄRe＝Re(D1)の判定
第2シンボルＤ1の実数部ｄRe＝Re(D1)の判定は、第1シンボルＤ0の実数部の判定と同様に行なうことができる。ただし、図9におけるS0〜S3として次式を使用する。
また、ImΔE、ReΔE、ΔE0、ΔE1として次式
を使用する。
第2シンボルＤ1の実数部ｄRe＝Re(D1)の判定は、第1シンボルＤ0の実数部の判定と同様に行なうことができる。ただし、図9におけるS0〜S3として次式を使用する。
（ｃ） 第１受信機REC0が受信するシンボルD0の虚数部dIm＝Im(D0)の決定
受信ビットdIm=+1の確率P(dIm=+1)、受信ビットdIm=−1の確率P(dIm=−1)は表2、表3からそれぞれ次式で表現できる
(38)、(39)式のln関数を求めれば、(15)式のデシジョンルールは次式で与えられる。すなわち、デシジョンルールは
となる。
受信ビットdIm=+1の確率P(dIm=+1)、受信ビットdIm=−1の確率P(dIm=−1)は表2、表3からそれぞれ次式で表現できる
(40)式において、
である。上式においてln chのln は対数、chはcosh(ハイパボリクコサイン)である。
ここで、新しい表記を導入する。すなわち、第１の表記は
である。この表記において信号S0，Ｓ3は図10（A）に示すように受信信号ｙ0にk・h01 *を乗算する乗算器11aと、受信信号ｙ1にk・h11 *を乗算する乗算器11bと、各乗算器の乗算結果を加算する加算器12と、加算結果から実数部を抽出する実数抽出部13aと、虚数部を抽出する虚数抽出部13bで算出できる。又、信号S１，S2は図10(B）に示すように受信信号ｙ0にk・h00 *を乗算する乗算器14aと、受信信号ｙ1にk・h10 *を乗算する乗算器14bと、各乗算器の乗算結果を加算する加算器15と、加算結果から実数部を抽出する実数抽出部16aと、虚数部を抽出する虚数抽出部16bで算出できる。
第2の表記は
である。
第2の表記は
図11は(40)式に基づいてD0の虚数部の確率lnＰ0(Q)を演算し、このlnＰ0(Q)を用いて第１シンボルD0の虚数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄIm=Im（D0）を出力する信号処理部PR0の構成図である。ただし、正規化係数ｋは4/N0（N0はガウス雑音のスペクトラム強度）であるとしている。
図11の信号処理部PR0は上記(42)、(43)の表記及び(32)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック17，18において17a〜17d，18a〜18eは図７の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック1７は(40)式の右辺第2項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック18は(40)式の右辺第3〜第4項を計算し、加算器19は
を計算して出力する。尚、ブロック17において、符号17eは減算器、17f〜17gは加算器、17hは乗算器であり、ブロック18において、符号18ｆ〜18kは加減算器である。判定部20は確率lnＰ0(Q)に基づいて第１シンボルD0の虚数部が＋１であるか、−１であるかを判定して、判定結果ｄIm=Im（D0）を出力する。
図11の信号処理部PR0は上記(42)、(43)の表記及び(32)式の非線形関数を考慮して作成されており、ブロック17，18において17a〜17d，18a〜18eは図７の所定のエネルギー差を有するリミッターを示している。
ブロック1７は(40)式の右辺第2項（L1−L2＋L3＋L4）を計算し、ブロック18は(40)式の右辺第3〜第4項を計算し、加算器19は
（ｄ）第2シンボルＤ1の虚数ｄIm＝Im(D1)の判定
第2シンボルＤ1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の判定は、第1シンボルＤ0の虚数部の判定と同様に行なうことができる。ただし、図11におけるS0〜S3として次式を使用する。
また、ImΔE、ReΔE、ΔE0、ΔE1として次式
を使用する。
第2シンボルＤ1の虚数部ｄIm＝Im(D1)の判定は、第1シンボルＤ0の虚数部の判定と同様に行なうことができる。ただし、図11におけるS0〜S3として次式を使用する。
（ｅ）BPSK送信
以上、QPSK送信する場合について説明したが、BPSK送信する場合、シンボルは実数部のみであり、虚数部を判定する回路が不要となる。すなわち、Ｄi=(dRe，dIm)は実数部のみとなり、dRe＝Re(Ｄi)、dIm=0となる。また、以上の式において、Im(・)の虚数項は全て０になる。
以上、QPSK送信する場合について説明したが、BPSK送信する場合、シンボルは実数部のみであり、虚数部を判定する回路が不要となる。すなわち、Ｄi=(dRe，dIm)は実数部のみとなり、dRe＝Re(Ｄi)、dIm=0となる。また、以上の式において、Im(・)の虚数項は全て０になる。
（ｆ）シミュレーション
図12、図13は本発明のSSレシーバのBER特性であり、2Eb／Noに対するBER(Bit Error Rate)を示している。シミュレーションでは送信アンテナ、受信アンテナを共に2本とし、QPSK変調あるいは16QAM変調し、符号化することなく送信している。図12はQPSK変調した場合、図13は16QAM変調した場合を示しており、MLD法のBER特性に類似の特性が得られていることがわかる。
図12のシミュレーション結果によれば、本発明のSSレシーバのBER特性はMLD特性と比べてSNRのロスがない。また、図12、図13の結果から判るように、本発明のSSアルゴリズムはMLDと同等のBER特性を示し、かつ、QR-MLD法により得られる特性より+6dB特性が良くなっている。かくしてSSレシーバによれば、進んだ（advanced）信号処理技術により、QR-MLD法に比べて+6dBの優れた特性が得られ、かつ、次の解析より明らかなようにQR-MLD法と同等の複雑度を維持できる。
本発明のSSレシーバはターボレシーバに比べてパーフォーマンスが優れており、しかも、複雑度、処理時間において改善がなされている。特に、ターボレシーバに比べてSSレシーバの利点は、繰り返し推定演算する必要がないことである。ターボレシーバはベストのパーフォーマンスを得るためには2〜4回の繰り返しが必要である。
図12、図13は本発明のSSレシーバのBER特性であり、2Eb／Noに対するBER(Bit Error Rate)を示している。シミュレーションでは送信アンテナ、受信アンテナを共に2本とし、QPSK変調あるいは16QAM変調し、符号化することなく送信している。図12はQPSK変調した場合、図13は16QAM変調した場合を示しており、MLD法のBER特性に類似の特性が得られていることがわかる。
図12のシミュレーション結果によれば、本発明のSSレシーバのBER特性はMLD特性と比べてSNRのロスがない。また、図12、図13の結果から判るように、本発明のSSアルゴリズムはMLDと同等のBER特性を示し、かつ、QR-MLD法により得られる特性より+6dB特性が良くなっている。かくしてSSレシーバによれば、進んだ（advanced）信号処理技術により、QR-MLD法に比べて+6dBの優れた特性が得られ、かつ、次の解析より明らかなようにQR-MLD法と同等の複雑度を維持できる。
本発明のSSレシーバはターボレシーバに比べてパーフォーマンスが優れており、しかも、複雑度、処理時間において改善がなされている。特に、ターボレシーバに比べてSSレシーバの利点は、繰り返し推定演算する必要がないことである。ターボレシーバはベストのパーフォーマンスを得るためには2〜4回の繰り返しが必要である。
（ｇ）回路の複雑度
表4〜表6は、送信機でQPSK変調した場合の複素演算回数、実数演算回数を示すもので、表３はMLD受信機、表4はQR-MLD受信機、表5は本発明のSSレシーバの場合である。表中、上段は実際に必要とする複素演算数と実数演算数であり、下段は複素演算を実数演算に置き換えたときのトータルの実数演算数である。ただし、1回の複素乗算は、次式
より、4回の実数乗算と、2回の実数加算と、1回の実数減算に相当する。また、複素加減算は2回の実数の加減算に相当する。更に、複素ノルム演算には2回の実数乗算と1回の加減算を必要とする。なお、複素ノルムとは、y=Re+jImの場合次式
で計算される値である。
MLD法は、QM個の送信ベクトルの候補（レプリカ）を発生して(5)式の距離演算を行ない、距離が最小となるレプリカが入力データであると推定する方法であり、アンテナ数Mに応じて指数関数的に演算数が増加する。ただし、Qは変調方式でありBPSKであればQ=2、QPSKであればQ=4である。
表4〜表6は、送信機でQPSK変調した場合の複素演算回数、実数演算回数を示すもので、表３はMLD受信機、表4はQR-MLD受信機、表5は本発明のSSレシーバの場合である。表中、上段は実際に必要とする複素演算数と実数演算数であり、下段は複素演算を実数演算に置き換えたときのトータルの実数演算数である。ただし、1回の複素乗算は、次式
表7〜表9は、送信機で16QAM変調した場合の複素演算回数、実数演算回数を示すもので、表7はMLD受信機、表8はQR-MLD受信機、表9は本発明のSSレシーバの場合である。
以上より、本発明のSSレシーバによれば、MLD法やQR-MLDに比べてわずかな乗算を必要とするだけである。ASICまたはFPGAインプリ（ASIC or FPGA implementation）において、8ビット実数乗算器は実数加算より10倍以上複雑であり、それゆえ、M回の実数乗算は複雑度において10×M回の実数加算と等価である。この比較ルールを使えば、本発明のSSレシーバの複雑度はQPSK変調においてQR-MLDに比べてはるかに軽減している。しかし、16QAM変調の場合には、本発明のSSレシーバの方がQR-MLDに比べてより多くの演算を必要とする。すなわち、本発明のSSレシーバは近似的に3900回の加算を必要とするのに対してQR-MLD では2900回の加算を必要とする。
ここでは最適化されていないSSレシーバを仮定しており、幾つかのSSレシーバの複雑度を軽減する可能性があり、実数加算数を400−600程度にする可能性があり、今後の課題である。
ここでは最適化されていないSSレシーバを仮定しており、幾つかのSSレシーバの複雑度を軽減する可能性があり、実数加算数を400−600程度にする可能性があり、今後の課題である。
以上本発明によれば、複数の受信アンテナのそれぞれに設けられた受信機は、自分に接続された受信アンテナが受信した受信信号と他の受信アンテナが受信した受信信号とを用いて、所定の送信機が送信した信号の確率を演算し、該演算した確率に基づいて前記送信機が送信した信号を判定すればよく、ターボレシーバのように繰り返し演算しなくてもBER特性を向上でき、このため、演算量、演算時間、複雑度を改善することができる。
また、確率演算部を、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路と、複数の非線形処理回路の出力を合成する合成回路とで構成しているため、SSレシーバを簡単にこうせいできる。
また、確率演算部を、振幅リミッターとしての伝達関数を有する複数の非線形処理回路と、複数の非線形処理回路の出力を合成する合成回路とで構成しているため、SSレシーバを簡単にこうせいできる。
付則
(22)、(24)、(26)、(28)式より、(15)式のデシジョンルール式の線形部分は(48)式で表わせる。
受信機REC0における非線形高次要素に関して次式が成り立つ。
1)1次差分
2)2次差分
同様に、受信機REC1における非線形高次要素に関して次式が成り立つ。
1)1次差分
2)2次差分
また、次式を用いて(17)、(18)式を簡略化できる。
他の要素についても同様の簡略化が可能である。
以上より、(22)式の右辺第3項の非線形要素から(28)式の右辺第3項の非線形要素を減算する式は次式で与えられる。
ここで、次式
を考慮して書き換えると(56)式が得られる。
同様にL=[ L1,L2, L3, L4]が得られる。
次に、f=[ f1,f2, f3, f4]について説明する。
(17)式における非線形部分
を考察すると、次式が成り立つ。
同様に、次式が成立する。
(58)、(59)式においてLin1,Lin2;Linを以下のように定義する。
また、受信機REC0、REC1において次式が成立する。
(61)式より(62)式が求まる。
以上を考慮すれば、全非線形要素について簡略化をした後、次式が得られる。
(48)、(56)、(63)式より
が得られる。
(22)、(24)、(26)、(28)式より、(15)式のデシジョンルール式の線形部分は(48)式で表わせる。
1)1次差分
1)1次差分
以上より、(22)式の右辺第3項の非線形要素から(28)式の右辺第3項の非線形要素を減算する式は次式で与えられる。
次に、f=[ f1,f2, f3, f4]について説明する。
(17)式における非線形部分
REC0,REC1 2つの受信機
AR0,AR1 受信アンテナ
RV0，RV1 受信部
PR0，PR1 信号処理部
AR0,AR1 受信アンテナ
RV0，RV1 受信部
PR0，PR1 信号処理部
Claims (1)
- 複数の送信機より各送信機に対応する送信アンテナから送信され、それぞれ異なる伝搬特性を有する複数の伝搬路を介して入力する信号を受信する複数の受信アンテナを備えた無線受信装置において、
該複数の受信アンテナのそれぞれに対応して受信機を備え、各受信機は、
自分に接続された受信アンテナが受信した受信信号を出力する受信部と、
該受信信号と、他の受信機の受信部が他の受信アンテナより受信して出力する受信信号とを入力され、これら受信信号を用いて、所定の送信機より送信された信号が”１”であるか”０”であるかを判定するためのデシジョンルールを規定する式の演算を行なう演算部と、
該式の演算結果に基づいて前記送信機より送信した信号を判定する判定部、
を備え、
前記デシジョンルールに従った演算は、前記所定の送信機より送信された信号が+1である事後確率と該送信機より送信された信号が−1である事後確率の差を、前記各受信信号を用いて行なう演算であり、前記演算部は該差を演算し、前記判定部は該差の正負に基づいて前記送信機より送信した信号を判定する、
ことを特徴とする無線受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005341648A JP4887758B2 (ja) | 2005-11-28 | 2005-11-28 | 無線受信装置 |
| EP06250933A EP1791269A1 (en) | 2005-11-28 | 2006-02-22 | Wireless communication apparatus |
| US11/362,048 US7634018B2 (en) | 2005-11-28 | 2006-02-27 | Wireless communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005341648A JP4887758B2 (ja) | 2005-11-28 | 2005-11-28 | 無線受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007150657A JP2007150657A (ja) | 2007-06-14 |
| JP4887758B2 true JP4887758B2 (ja) | 2012-02-29 |
Family
ID=37684808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005341648A Expired - Fee Related JP4887758B2 (ja) | 2005-11-28 | 2005-11-28 | 無線受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7634018B2 (ja) |
| EP (1) | EP1791269A1 (ja) |
| JP (1) | JP4887758B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7821980B2 (en) * | 2006-08-03 | 2010-10-26 | Nokia Corporation | Variable rate soft information forwarding |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE60215153T2 (de) * | 2002-08-21 | 2007-10-25 | Lucent Technologies Inc. | Drahtloses MIMO Telekommunikationssystem mit Multilevel-Coded Modulation unter Verwendung von iterativer Ermittlung von Soft-Schätzwerten und entsprechende Methode |
| WO2004068756A1 (ja) * | 2003-01-31 | 2004-08-12 | Fujitsu Limited | マルチキャリア通信システム及びその受信装置 |
| US7317770B2 (en) * | 2003-02-28 | 2008-01-08 | Nec Laboratories America, Inc. | Near-optimal multiple-input multiple-output (MIMO) channel detection via sequential Monte Carlo |
| JP4091076B2 (ja) * | 2003-07-29 | 2008-05-28 | 富士通株式会社 | 通信システムにおける受信装置 |
| JP4476117B2 (ja) | 2004-12-28 | 2010-06-09 | 富士通株式会社 | 無線通信装置 |
| JP4516478B2 (ja) * | 2005-05-20 | 2010-08-04 | 富士通株式会社 | Ｍ−ａｒｙ−ＱＡＭＭＩＭＯ通信システムのための受信装置 |
-
2005
- 2005-11-28 JP JP2005341648A patent/JP4887758B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2006
- 2006-02-22 EP EP06250933A patent/EP1791269A1/en not_active Withdrawn
- 2006-02-27 US US11/362,048 patent/US7634018B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1791269A1 (en) | 2007-05-30 |
| US20070121752A1 (en) | 2007-05-31 |
| JP2007150657A (ja) | 2007-06-14 |
| US7634018B2 (en) | 2009-12-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2156571B1 (en) | Mimo decoding method | |
| EP2104981B1 (en) | Antenna selection and soft demapping for mimo decoding | |
| US7848440B2 (en) | Multi-channel communication method and apparatus using plural Markov Chain Monte Carlo simulations | |
| US8811215B2 (en) | Apparatus and method for detecting signal in spatial multiplexing system | |
| CN101499840A (zh) | 多入多出系统的迭代检测方法 | |
| US7555078B2 (en) | Wireless communication device | |
| Leus et al. | Deterministic blind modulation-induced source separation for digital wireless communications | |
| JP4516478B2 (ja) | Ｍ−ａｒｙ−ＱＡＭＭＩＭＯ通信システムのための受信装置 | |
| KR100932260B1 (ko) | 다중입력 다중출력 시스템을 위한 복호화 장치 및 그 방법 | |
| WO2014187356A1 (zh) | 发射信号的多输入多输出mimo检测方法、装置及系统 | |
| JP4887758B2 (ja) | 無線受信装置 | |
| Mandloi et al. | Adaptive multiple stage K-best successive interference cancellation algorithm for MIMO detection | |
| Felix et al. | On the detection of MIMO signals with strong nonlinear distortion effects | |
| Wang et al. | Iterative MIMO subspace detection based on parallel interference cancellation | |
| Srinivas et al. | A semi-blind based channel estimator for pilot contaminated one-bit massive MIMO systems | |
| JP4181131B2 (ja) | 直交設計から差動送信アンテナダイバーシティを判定する軟出力判定器 | |
| Fan et al. | Adaptive joint maximum‐likelihood detection and minimum‐mean‐square error with successive interference canceler over spatially correlated multiple‐input multiple‐output channels | |
| Mazumdar et al. | Comparative Evaluation of Model Based Deep Learning Receivers in Coded MIMO Systems | |
| Boufatah | Effects of Code Dimension in Lattice-Reduction-Aided MIMO Receivers: Optimality in Diversity-Multiplexing Tradeoff | |
| Lozhkin | Iterative (Turbo) and" Single-Shot" Receivers for MIMO Communication Systems: Comparative Analysis | |
| ALMUSTAPHA et al. | COMPARATIVE STUDY OF THE PERFORMANCE OF MIMO EQUALIZERS FOR WIRELESS COMMUNICATION RECEIVERS | |
| Kim et al. | Parallelized VLSI Architecture of Single Stack based List Sphere Decoder | |
| KR20090012747A (ko) | Ｍｉｍｏ 시스템에서 연판정 정보 생성 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20080704 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20101101 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20101116 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20110105 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110823 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111004 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20111115 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20111128 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 4887758 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20141222 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |