JP4181131B2 - 直交設計から差動送信アンテナダイバーシティを判定する軟出力判定器 - Google Patents

Description

本発明は無線通信の分野に関し、特に、直交設計（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｄｅｓｉｇｎｓ）から差動送信アンテナダイバーシティを軟出力判定する方法および軟出力判定器に関する。

無線通信において、送信アンテナダイバーシティは、フェージングの影響による障害を緩和する技術として知られている。送信アンテナダイバーシティの１つの態様では、いわゆる「時空間符号」が使用される。時空間符号では、通常、受信機側がチャネル係数を把握する必要がある。送信チャネルの推定により、チャネル係数を把握することができる。

しかし、送信チャネルの推定は、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）無線通信システムにおける重要な課題である。なぜなら、複数のサブチャネルを推定しなければならないうえに、パイロットシンボルのエネルギーを複数の送信アンテナに配分しなければならないからである。

この課題について、時空間ユニタリ変調（ＵＳＴＭ）法に基づく差動送信ダイバーシティ法が、「差動時空間ユニタリ変調、Ｂ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ、Ｗ．Ｓｗｅｌｄｅｎ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、４８巻（１２号）、２０４１−２０５２頁、２０００年１２月」および「差動時空間変調、Ｂ．Ｌ．Ｈｕｇｈｅｓ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、４６巻（７号）、２５６７−２５７８頁、２０００年１１月」に提案されている。しかし、これらの提案に対して、実際に送信されるシンボルは、必ずしも直交設計を構成しない。

また、いわゆる「直交設計」に基づくうえにチャネル推定を必要としない差動送信ダイバーシティ法が、「送信ダイバーシティの差動判定法、V. Tarokh、H. Jafarkhani、IEEE Journal on Selected Areas in Communications、１８巻（７号）、１１６９−１１７４頁、２０００年７月」に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの多重送信アンテナ差動判定、H. Jafarkhani、V. Tarokh、IEEE Transactions on Information Theory、４７巻（６号）、２６２６−２６３１頁、２００１年９月」に３以上の送信アンテナについて提案されている。これまでに提案された差動送信ダイバーシティ法によるこの種類の出力判定器は、送信ビットの硬判定のみをおこう。
また、国際公開WO０２／０５２７７３Ａ１号公報には、符号化されるＭ−ＰＳＫシンボルから直交化行列および正規化因子にしたがって連続する時空間シンボルブロックを生成する差動ブロック符号器が記載されている。無線通信システムの複数のアンテナから送信される差動符号化された時空間出力ブロックは、時空間ブロック符号器から出力される各時空間ブロックに、各々に先行する差動符号化された時空間出力ブロックを乗じることにより生成される。

軟出力判定器が利用できる程度は、受信機側における送信チャネル特性の把握の程度、あるいは、多重シンボル検出法に依存する。すなわち、時間変動するチャネルから多量の送信シンボルブロックを受信すると、計算量が増大して処理に遅延が生じ、また、信号劣化を招くと考えられている。

上記を鑑み、本発明の課題は、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティ法において、軟出力判定をおこなうことである。

本発明によれば、この課題は、差動送信アンテナダイバーシティを請求項１の特徴を有する直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法によって解決される。

本発明は、多重入力多重出力チャネルモデルを単一入力単一出力チャネルモデルに変換することにより、直交設計からの軟出力判定メカニズムを差動送信ダイバーシティ法にも効果的に適用できる点で重要であり、かつ優れている。

また、対数尤度比を使用した軟出力ビット判定出力により、例えばエラー訂正復号器等の後段の処理性能が、差動時空間ブロック符号の公知の硬出力判定器と比較して、格段に向上する点で、本発明は優れている。差動送信ダイバーシティ法のある特性、すなわち、複数の入力ビットが送信機側でマッピングされるところの差動送信ダイバーシティ法の配置点が単位長をとるという特性に基づき、軟出力判定に対数尤度比を利用できる。

また、本発明では、多重入力多重出力チャネルを把握することなく軟出力判定をおこなうことができる。すなわち、受信機側でチャネル推定法を使用することなく、軟出力判定をおこなうことができる。したがって、本発明は、計算量が少ないという点で優れている。

また、本発明は、軟出力判定のために使用する、受信直交設計が非常に小数である（例えば２）点で優れている。したがって、少ない計算量、かつ、少ない遅延で、軟出力判定がおこなわれる。また、多重入力多重出力送信チャネルの時間変動は、実質上、軟出力判定の性能に影響を及ぼさない。

本発明の別の好適実施形態によれば、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して、送信情報ビットの対数尤度比が決定される。

本発明のこの好適実施形態では、チャネル推定を必要としない。しかし、未知の因子（すなわち、伝送中に重畳される雑音分散）によりスケーリングされた軟出力判定を出力する。
この雑音分散は１フレーム（すなわち、エラー訂正符号の１ブロック）の間一定であると仮定できるので、例えば外部ビタビ型チャネル復号器の性能が劣化することはない。また、本発明のこの好適実施形態は、外部復号器からのターボ帰還に制限を加えないうえに、その性能をさらに向上させる。

本発明の別の好適実施形態によれば、多重入力多重出力チャネルを単一入力単一出力チャネルに変換の後、送信機側で差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルに基づく単一入力単一出力チャネル推定法が使用される。

上述のようにチャネル推定法をまったく使用することなく、本発明を実装することができる。さらに、本発明のこの好適実施形態によれば、軟出力判定処理中に情報を追加して生成することができ、この追加された情報は、例えば、チャネル復号、等価処理、あるいは、ターボ帰還等の後段の処理で特に役立つことがある。単一入力単一出力チャネル推定は多重入力多重出力チャネル推定よりも格段に計算量が少ないので、単一入力単一出力チャネル推定では、必要とするトレーニングシンボルがより少数で足りるうえに、標準的推定法を使用して推定をおこなうことができる．

本発明の別の好適実施形態では、有効な単一入力単一出力チャネル係数の推定値を、定数値として、より好ましくは、送信アンテナ数に受信アンテナ数を乗じた積として導出することが提案されている。

第１に、本発明のこの好適実施形態は、トレーニングシンボルを単一入力単一出力チャネル推定に使用することおよびその処理負荷を回避できる点で優れている。また、本発明のこの好適実施形態は、高度なダイバーシティ、すなわち、送信アンテナ数と受信アンテナ数が膨大な場合に特に適している点で優れている。

本発明の別の好適実施形態によれば、決定変数を、多重入力多重出力チャネル表示に等価な単一入力単一出力チャネル表示への変換出力値として、より好ましくは、決定変数の絶対値の２乗和平方根として生成し、この生成された決定変数から、有効な単一入力単一出力チャネル係数の推定値を導出することが提案されている。複数の決定変数の平均を取ること、あるいは、複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、推定値をさらに改善することがより好ましい。

本発明のこの好適実施形態は、軟出力判定のために生成された決定変数を使用することにより、例えばチャネル復号、等価処理、あるいは、ターボ帰還等の後段の処理をごく限られた計算量でおこなうことができるように改善する点で優れている。

本発明の別の実施形態によれば、軟出力判定器の内部メモリに直接ロードできるコンピュータプログラムが提供される。このコンピュータプログラムは、軟出力判定器のプロセッサで実行される際に、本発明に係る軟出力判定法を実行するソフトウェアコードを含んでいる。

したがって、本発明は、本発明に係る方法をコンピュータ／プロセッサシステムに実装する方法も提供する。すなわち、このように実装されることにより、コンピュータシステムあるいは、より具体的には、例えば、軟出力判定器に含まれるプロセッサで使用されるコンピュータプログラムが提供される。

本発明の機能を画定するコンピュータプログラムは、例えばプロセッサやコンピュータ入出力装置により読出可能なＲＯＭやＣＤ ＲＯＭディスク等の読出専用メモリ装置等の読出専用記録媒体に永久に記録された情報、書込可能な記録媒体、すなわち、フロッピーディスク、ハードディスクドライブに記憶された情報、あるいはＬＡＮ、電話網、インターネット、あるいはそのほかの装置等の通信媒体を介してコンピュータ／プロセッサに伝える情報を含み、これらに限定されない多様な形態でコンピュータ／プロセッサに提供できる。なお、本発明にかかる概念を実装するプロセッサ読取可能な命令を担っているとき、これらの媒体は、本発明の別の実施形態を表す。

以下、図面を参照して、本発明のベストモードおよび好適実施形態を説明する。
まず、本発明を良く理解できるように、軟出力判定の下敷きとなる基本概念について説明する。

チャネルモデル
図１は、本発明に係る、フェージング特性が平坦な多重入力多重出力チャネルモデルの概念図を示す。
図１に示すように、フェージング特性が平坦な多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）チャネルは、ｎ_Ｔ本の送信アンテナおよびｎ_Ｒ本の受信アンテナからなるシステムにより記述される。

て受信アンテナｊが観測する値は、次式で与えられる。

なお、図１は、送信ダイバーシティ法を以下に説明するために、周波数特性が平坦な多重入力多重出力チャネルを示している。しかし、以下に説明する本発明の異なる実施形態も、周波数特性が選択的な多重入力多重出力チャネルに適用することができる。なお、周波数特性が選択的な多重入力多重出力チャネルは、適切な方法、例えば、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭ）とガードインターバルとを使用することにより、フェージング特性が平坦な複数のチャネルに分解される。

直交設計からの差動時空間ブロック符号化の原理
チャネルモデルの上記説明に続いて、以下、直交設計からの差動時空間ブロック符号化の原理を説明する。

直交設計を使用する非差動送信ダイバーシティ法は、直交設計からの差動時空間ブロック符号化の基礎となる。この方法は、例えば「無線通信のための簡単な送信ダイバーシテイ法、Ｓ．Ａｌａｍｏｕｔｉ、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｏｆ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、Ｓｐｅｃｉａｌ Ｉｓｓｕｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｆｏｒ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、巻１６（号８）、１４５１−１４５８頁、１９９８年」および参考文献に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの時空間ブロック符号化、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、Ａ．Ｒ．Ｃａｌｄｅｒｂａｎｋ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、巻４５（号５）、１４５６−１４６７頁、１９９９年６月」およびその参考文献に３以上の送信アンテナについて提案されている。

送信ダイバーシティの種類によらず、送信中、情報ソースは、変調器への入力ビット系列を生成する。変調器は、異なる入力ビットを所定の変調法（例えば、８位相変調法）の異なる配置点にマッピングする。非差動型送信ダイバーシティでは、生成される配置点は、いわゆる「直交設計」を生成する基礎となる。これは、次の行列で表すことができる。

ここで、直交設計の列数ｎ_Ｔは送信アンテナ数に、行数Ｐは送信に使用するタイムスロット数に相当する。先に概略を説明したように、直交設計の要素は、変調配置法の要素およびその複素共役、ならびにこれらの線形結合である。

時空間ブロック符号化とは、したがって、変調配置法の所定数の配置点から直交設計の要素を生成することを意味する。直交設計の同一行要素は、対応する数の送信アンテナから同時に送信される。また、直交設計の同一列要素は、連続するタイムスロットで、同一の送信アンテナから送信される。

したがって、直交設計の列が時間を、直交設計の行が空間を表す。直交設計の直交性により、受信機側では、単純な線形結合により、受信ダイバーシティが可能となる。

上記観点から、直交設計に基づく差動送信ダイバーシティ法が、「送信ダイバーシティの差動判定法、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、１８巻（７号）、１１６９−１１７４頁、２０００年７月」および参考文献に２つの送信アンテナについて提案され、さらに一般化されて「直交設計からの多重送信アンテナ差動判定、Ｈ．Ｊａｆａｒｋｈａｎｉ、Ｖ．Ｔａｒｏｋｈ、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｈｅｏｒｙ、４７巻（６号）、２６２６−２６３１頁、２００１年９月」および参考文献に３以上の送信アンテナについて提案されている。

図２は、（ｎ_Ｔ＝２）本の送信アンテナについての差動時空間ブロック符号を使用した、差動送信ダイバーシティ法の直交設計からの復号器の概念図を示す。

図２に示すように、差動送信ダイバーシティは、同一の直交設計内で送信されるビットｕ_ｋ＝（ｕ_ｋ，ｌ，．．．，ｕ_{ｋ，２．ｌｏｇ２（Ｍ）}）の複素配置点Ａ_ｋおよびＢ_ｋへのマッピングに依存する。以下、このマッピングを符号行列とも称す。あるタイムスロットから送信されるベクトル（ｘ_２ｔ＋２ ｘ_２ｔ＋１）の長さは単位長であり、式（１）が成立する。
｜ｘ_２ｔ＋２｜^２＋｜ｘ_２ｔ＋１｜^２＝１ …（１）
なお、受信機側における差動判定の都合から、この制約が導入されている。ビットの配置点へのマッピングは、まず、式（２）で表される配置点をとるＭ−ａｒｙ位相変調（ＰＳＫ）配置から始めて、式（３）の演算によりおこなうことができる。

参照シンボルｄ（０）は、Ｍ−ａｒｙ ＰＳＫ配置からランダムに選択することができる。ｌｏｇ_２（Ｍ）ビットが、任意のマッピング、例えば、Ｇｒａｙマッピングにしたがって、ＰＳＫ配置点ｄ_２ｔ＋１とｄ_２ｔ＋２の各々にマッピングされるので、配置点Ａ_ｋとＢ_ｋは、２_ｌｏｇ２（Ｍ）ビットにより決定される。このマッピングの重要な特性は、ベクトル［Ａ_ｋ，Ｂ_ｋ］の長さが単位長であり、式（４）が成立することである。
｜Ａ_ｋ｜^２＋｜Ｂ_ｋ｜^２＝１ （４）

差動送信ダイバーシティでは、参照時空間ブロック符号行列、あるいは等価な参照直交設計が、例えば２つの送信アンテナと２つのタイムスロットにまたがる送信に対して式（５）の行列で与えられる直交設計が、最初に送信される。

参照直交設計は、Ｍ−ａｒｙ ＰＳＫ配置にある任意のシンボルｘ_１とｘ_２とを含むので、最初のビットを符号化するために、先行行列、すなわち参照符号行列を参照することができる。

時空間ブロック符号マッパで、情報を担う後続のシンボルは、式（６）から求まる。

式（６）に示すように、多重入力多重出力チャネルを介して直交設計が送信されるので、受信機側において単純に加算することにより、異なるアンテナから同時に送信された送信シンボルを分離することができる。

直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定
軟出力判定器の基本構成と動作
以下、図３〜図９を参照して、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定を説明する。

まず、図３は、本発明に係る、直交設計からの差動送信アンテナダイバーシティの軟出力判定器１０の概念図を示す。本発明に係る軟出力判定器１０は、ノンコヒーレント型である。すなわち、判定器の動作に、チャネル推定法を使用する必要はない。
図３に示すように、本発明に係る軟出力判定器１０は、チャネルモデル変換部１２と、軟デマッピング部１４とを備える。

図４は、軟出力復号器（図３に示す）の動作フローチャートを示す。
図４に示すように、決定変数を決定するために、変換部１２は、多重入力多重出力チャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換する（ステップＳ１０）。多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力チャネルモデルへの変換は、軟出力判定メカニズムの効率的な利用の基礎となるとともに直交設計からの差動送信ダイバーシティ法の基礎にもなる。

図４に示すように、信頼度情報を伴う軟出力ビット判定を出力するために、軟デマッピング部１４は、生成された決定変数に基づいて送信情報ビットの対数尤度比を決定する（ステップＳ１２）。なお、本発明のフレームワーク全体にわたってチャネル推定法が説明されているが、軟出力判定の出力にはチャネル推定法自体の使用を必要としない。
以下、その詳細を説明する。

また、軟デマッピング部１４により、対数尤度比を使用して軟出力ビット判定が出力されると、例えば、エラー訂正復号器等の後段の判定の性能が、時空間ブロック符号化の公知技術である硬出力判定器と比較して、格段に向上する。

軟出力判定に対数尤度比が利用できることは、差動送信ダイバーシティ法の特性、すなわち、複数の入力ビットが送信機側でマッピングされる差動送信ダイバーシティ法の配置点が単位長であるという特性に基づいている。

変換部の構成と動作
本発明に係るノンコヒーレント軟出力判定器１０の基本構成を、図３と図４を参照して説明してきた。以降、図５〜図７を参照して、図３に示した変換部１２の詳細を説明する。

図５は、変換部１２（図３に示す）の概念図を示す。
図５に示すように、変換部１２は、ベクトル生成器１６、第１決定変数計算部１８、および第２決定変数計算部２０を備える。ベクトル生成器１６の入力端子は受信アンテナに接続している。ベクトル生成器１６の出力端子は、第１決定変数計算部１８および第２決定変数計算部２０に接続している。第１決定変数計算部１８および第２決定変数計算部２０の出力端子は、それぞれ、軟デマッピング部１４の入力端子に接続している。

図６は、変換部（図５に示す）の動作フローチャートを示す。

図６に示すように、ベクトル生成器１６は、受信アンテナから送信シンボル、すなわち、

計算するために、第２決定変数計算部１８に転送される（ステップＳ１８）。最終的に、

に出力される。図６には、ステップＳ１６およびステップＳ１８の直列処理を示しているが、本発明では、ステップＳ１６およびステップＳ１８を並列に処理することもできる。

このように図５に示すように、変換部１２は、送信シンボルｘ_２ｔ−１，ｘ_２ｔ，ｘ_２ｔ＋１，ｘ_２ｔ＋２およびその複素共役をそれぞれ担う、連続した２つの直交設計ｋおよびｋ−１のみの受信を考慮するので、処理の計算量および遅延が少なくなる。

以下に説明するように、変換部１２で、多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力表示への変換が、多重入力多重出力チャネルの線形表示に基づいておこなわれる。

（ｔ：時間インデックス、ｎ_Ｒ：受信アンテナ数、^＊：複素共役演算子、ｙ_ｉ ^（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）

概略を上述したように、差動時空間ブロック符号化の原理を考慮すれば、これらの受信ベクトルは、式（８）の送信シンボルベクトルに関連している。

また、送信シンボルベクトルの伝送中に重畳される雑音は、雑音ベクトルにより、式（９）のように表現できる。

３）のように表すことができる。

式（１１）と式（１２）とから、第１決定変数計算部１８は、式（１４）にしたがって

（Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子^＊を作用させる演算子）

式（１２）と式（１３）とから、第２決定変数計算部２０は、式（１５）にしたがって

なお、式（１４）と式（１５）で得られる雑音分散は、式（１６）で表される。

（σ^２：実寸法における各受信アンテナにおける雑音分散）

なお、このビットｕ_ｋはＡ_ｋおよびＢ_ｋ．からのデマッピングにより得ることもできる。

しかし、無線通信システムでは、差動時空間ブロック符号は、外部前方誤り訂正符号と連結される。このことが、硬判定を使用する代わりに、本発明が軟出力判定器を提供する理由の一つである。

図７は、多重入力多重出力チャネルモデルの変換後における、単一入力単一出力チャネ

判定の基礎となる。図７に示すように、概略を上述した動作により、多重入力多重出力送信チャネルは、２つの等価な単一入力単一出力送信チャネルに変換されている。

軟デマッピング部の構成と動作

４では、雑音分散およびタップ利得の全ての２重和については、依然として直接利用できない。以下、図８および図９を参照して、この状況に取り組む本発明の別の実施形態を説明する。

図８は、図３および図５に示す軟デマッピング部の概念図を示す。
図８に示すように、軟デマッピング部１４は、インターフェース部２２、制御部２４、対数尤度計算部２６、チャネル推定部２８、および、フィルタ処理／平均化処理部３０を備える。

本発明の好適実施形態によれば、図８に示すように、対数尤度計算部２６は対数和最大化近似部３２を備える。チャネル推定部２８は、（概略を上述した推定のオプションに相当する）特定の形式のチャネル推定をおこなう異なるサブユニット、すなわち、単一入力単一出力推定部３４、定数値推定部３６、および決定変数推定部３８を備える。

図８に示す軟デマッピング部の動作の詳細を説明する前に、まず、動作の理論的背景を以下に説明する。

上述の式（４）と式（１６）とを使用し、対数尤度計算部２６は、式（１８）にしたがって、事後確率対数尤度を決定する。

（ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ_２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕ_ｋは、差動送信ダイバーシ

される。

本発明の好適実施形態によれば、対数尤度計算部２６は対数和最大化近似部３２を備え、対数和最大化近似部３２は、概略を上述した軟出力判定を効率的におこなう。対数和最大化近似部３２の動作の基礎を、以下に説明する。

対数尤度比を近似するために、まず、式（１９）にしたがって式（１８）が変形される。

（［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法における配置点ベクトル、Ｐ_ａ（ｕ_ｋ，ｌ）：ｕ_ｋ，ｌビットの事前確率、ｕ_ｋ，ｌ＝＋１となる全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］について、分子で、和が取

式（１６）にしたがって決定される。^＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、^＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル、例えば、情報ソースの統計から、あるいは、ターボ帰還により知ることができる。）

式（１９）は、式（２０）にしたがうヤコブ対数を使用して評価することができる。

式（２１）は修正項であり、例えばルックアップテーブル法を使用して求めることができる。こうして、本発明に係る式（１９）の対数和最大化近似は、式（２０）の修正項ｆ_ｃを無視することにより、式（２２）にしたがって、決定できる。

（差動送信ダイバーシティ法における全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および＋１の値をとる送信ビットｕ_ｋ，ｌに第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法における全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および−１の値をとる送信ビットｕ_ｋ，ｌに第２最大値演算子が作用される。ｎ_Ｔ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎ_Ｒ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ^{（ｉ，ｊ）}：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン）

３および図５に示す変換部１２によっては直接出力されない。
以下、式（２２）を評価する本発明の異なる好適実施形態を説明する。

対数和最大化近似を評価する第１実施形態
図８に示す単一入力単一出力推定部３４でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近

標準的推定法を使用する。この方法では、差動符号化の前に、トレーニングシンボルＡ_ｋ，Ｂ_ｋを差動送信ダイバーシティ法に挿入する必要がある。標準的推定法の代表例には、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）チャネル推定、あるいは、トレーニング系列を使用する相関チャネル推定がある。しかし、これらは、本発明の範囲を制約しないと考慮すべきである。

なお、多重入力多重出力チャネルモデルから単一入力単一出力チャネルモデルに変換されることにより、多重入力多重出力チャネル推定の課題は、標準的推定法を使用可能な単一入力単一出力チャネル推定に還元される。単一入力単一出力チャネル推定は、多重入力多重出力チャネル推定よりも計算量が格段に少ないので、必要とするトレーニングシンボルが少なく、標準的推定法を使用して推定を行うこともできる。また、生成される情報は、例えば、チャネル復号、等価処理、あるいはターボ帰還等の後段の処理で特に役立つことがある。

対数和最大化近似を評価する第２実施形態
図８に示す定数値推定部３６でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近似を評価す

本実施形態では、１フレームの間、あるいは、これに等価な差動送信ダイバーシティ法の１つの直交設計について、分散が一定であると仮定している。また、本実施形態は、高度なダイバーシティ、すなわち、送信アンテナ数と受信アンテナ数が膨大な場合に特に適している。

対数和最大化近似を評価する第２実施形態では、チャネル推定を全くおこなわずに軟出力判定がおこなわれる。例えば軟出力判定を計算するための雑音の評価要件等の要件は、外部前方誤り訂正（ＦＥＣ）復号器で使用されるアルゴリズムに依存する。このことが、チャネル推定を全くおこなわずに軟出力判定をおこなうこの方法の下敷きとなっている。例えばビタビ型復号器が使用される場合には、ビタビ型復号器に与えられる全ての尤度比に対して、その出力は定数因子となるから、雑音分散を推定する必要がない。したがって、その定数因子を任意の定数値に設定することができる。

また、ターボ復号法では、Ｍａｘ−Ｌｏｇ ＭＡＰ（Ｍａｘｉｍｕｍ ＡＰｏｓｔｅｒｉｏｒｉ）要素のみを作用させていて、ターボ法以外で得られるアプリオリな情報を使用しない限りにおいて、劣化が生じない。このことは、「″ターボ判定″のための軟入力／軟出力アルゴリズムの比較、Ｇ．Ｂａｕｃｈ、Ｖ．Ｆｒａｎｚ、Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＩＣＴ）、１９９８年６月」および参考文献に説明されている。

対数和最大化近似を評価する第３実施形態
図８に示す決定変数推定部３８でおこなわれる、式（２２）の対数和最大化近似を評価

な単一入力単一出力チャネル係数の推定値に設定される。

なお、上記軟出力判定値に加えて、軟デマッピング部１４は、得られるチャネル係数ｈ_ｅの推定値を計算することもできると仮定している。特に、式（１４）、式（１５）、式（４）を使用して、式（２３）の結果から、チャネル係数を求めることができる。

置換することができる。この置換は、求めるチャネル係数として使用できる。

また、対数和最大化近似項を評価する実施形態に関わらず、フィルタ／平均化処理部３０は、図８に示すように、差動送信ダイバーシティ法の異なるブロック行列の複数の決定変数を補間フィルタ処理することにより、あるいは、複数の決定変数の平均値を求めることにより、得られるチャネル係数を改善することができる。

軟デマッピング部の制御
以上、図８を参照して、軟デマッピング部１４の異なる構成要素およびその機能を説明してきた。以下、図９を参照して、これらの構成要素の図８に示す制御部２４による制御を説明する。

図９に示すように、まず、制御部２４は、決定変数を受信するために、変換部１２とのデータ交換を調整する（ステップＳ２２）。次に、制御部２４は、対数尤度計算を評価するモード、チャネル推定をおこなうか否か、を決定する（ステップＳ２４）。

図９に示すように、チャネル推定をおこなわないときには、制御部は、定数値推定部３６を作動させる（ステップＳ２６）。チャネル推定をおこなうときには、制御部２４は、チャネル推定の種類を決定する（ステップＳ２８）。また、単一入力単一出力チャネル推定が必要なときには、制御部２４は単一入力単一出力推定部を作動させる（ステップＳ３０）。必要としないときには、制御部２４は決定変数推定部３８を作動させる（ステップＳ３２）。

図９に示すように、最後に、制御部２４は、軟デマッピング部１４に与えられた入力情報およびチャネル推定部２８により内部で生成された情報に応じて、対数尤度計算部２６あるいは対数和最大化近似部３２を作動させる。図９には示していないが、概略を上述したように、軟出力判定出力をさらに改善するために、制御部２４はフィルタ／平均化処理部３０を作動させることもできる。

フェージング特性が平坦な多重入力多重出力チャネルモデルの概念図である。 差動時空間ブロック符号を使用する、直交設計からの差動送信ダイバーシティ法のための復号器の概念図である。 本発明に係る軟出力判定器の概念図である。 図３に示す軟出力判定器の動作フローチャートである。 図３に示す変換部の詳細な概念図である。 図５に示す変換部の動作フローチャートである。 多重入力多重出力チャネルモデルにおける、変換後の単一入力単一出力チャネルモデルの概念図である。 図３および図５に示す軟デマッピング部の概念図である。 図８に示す軟デマッピング部の制御フローチャートである。

Claims (19)

1. 

   ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換するステップと、
   

   

   基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定するステップと
   を有する差動送信アンテナダイバーシティを直交設計からノンコヒーレント軟出力判定する方法において、
   

   

   次式にしたがって受信ベクトルを生成するサブステップと、
   

   

   （ｋ：ベクトルインデックス、ｔ：時間インデックス、ｎ_Ｒ：受信アンテナ数、^＊：複素共役演算子、ｙ_ｉ ^（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
   

   

   （Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子^＊を作用させる演算子）
   

   

   にしたがって決定されることを特徴とする方法。
2. 次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比が決定されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
   

   

   （ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ_２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕ_ｋは、差動送信ダイバーシ
   

   

   軟出力）
3. 

   頼度情報が決定されることを特徴とする請求項２に記載の方法。
4. 送信情報ビットの対数尤度比が、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して決定されることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか一つに記載の方法。
5. 次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似が決定されることを特徴とする請求項４に記載の方法。
   

   

   （［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法における配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕ_ｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および
   

   

   チャネルにおける付加的雑音の雑音分散の指標、ｎ_Ｔ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎ_Ｒ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ^{（ｉ，ｊ）}：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン；^＊：複素共役演算子；Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ：転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
6. 

   をさらに有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 差動符号化の前に、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 

   とを特徴とする請求項５に記載の方法。
9. 

   ５に記載の方法。
10. 

    ャネルを等価な単一入力単一出力チャネルに変換する変換部と、
    

    

    基づいて、送信情報ビットの対数尤度比を決定する軟デマッピング部と
    を有する
    直交設計から差動送信アンテナダイバーシティをノンコヒーレント軟出力判定器において、
    前記変換部が、
    次式にしたがって受信ベクトルを生成するベクトル生成部と、
    

    

    （ｋ：ベクトルインデックス、ｔ：時間インデックス、ｎ_Ｒ：受信アンテナ数、^＊：複素共役演算子、ｙ_ｉ ^（ｊ）：時刻ｉで受信アンテナｊに受信されたシンボル）
    

    

    （Ｈ：ベクトルを転置したうえで、ベクトルの全要素にその複素共役演算子^＊を作用させる演算子）
    

    

    を有することを特徴とするノンコヒーレント軟出力判定器。
11. 前記軟デマッピング部が、次式にしたがって、送信情報ビットの尤度比を決定する対数尤度部を有することを特徴とする請求項１０に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
    

    

    （ｋ：時間インデックス、２ｌｏｇ_２（Ｍ）次元の送信ビットベクトルｕ_ｋは、差動送信ダイバーシ
    

    

    軟出力）
12. 前記軟デマッピング部が、
    

    

    て前記信頼度情報を決定するビット判定部を
    有することを特徴とする請求項１１に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
13. 前記軟デマッピング部が、対数尤度比の対数和最大化近似を使用して送信情報ビットの対数尤度比を決定する対数和最大化近似部を有することを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれか一つに記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
14. 前記対数和最大化近似部が、次式にしたがって送信情報ビットの対数尤度比の対数和最大化近似を決定することを特徴とする請求項１３に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
    

    

    （［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］、ｉ∈｛１，．．．，Ｍ｝：差動送信ダイバーシティ法の配置点ベクトル、差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「＋１」の値をとる送信ビットｕ_ｋ，ｌ（ｉ）に第１最大値演算子が作用される。差動送信ダイバーシティ法の全配置点［Ａ（ｉ），Ｂ（ｉ）］および「−１」の
    

    

    における付加的雑音の雑音分散の指標、ｎ_Ｔ：送信ダイバーシティを実現するために使用する送信アンテナ数、ｎ_Ｒ：ダイバーシティ受信を得るために使用する受信アンテナ数、ｈ^{（ｉ，ｊ）}：時刻ｋにおける送信アンテナｉから受信アンテナｊへのゲイン、^＊：複素共役演算子、Ｒｅ：実部演算子、ｕ（ｉ）：送信ビット判定のためのベクトル候補、Ｔ： 転置演算子、Ｌａ：送信ビットのベクトル表示に対応する事前対数尤度ベクトル）
15. 

    の値を推定する第１推定部を有することを特徴とする請求項１４に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
16. 差動符号化の前に、前記第１推定部が、差動送信ダイバーシティ法に挿入されるトレーニングシンボルを使用して、前記単一入力単一出力チャネル推定をおこなうことを特徴とする請求項１５に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
17. 

    ２チャネル評価部を有することを特徴とする請求項１５に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
18. 前記軟デマッピング部が、
    

    

    の値と推定する第３評価部を有することを特徴とする請求項１４に記載のノンコヒーレント軟出力判定器。
19. 軟出力判定器のプロセッサ上で動作する際に、請求項１ないし９のいずれか一つに記載のステップを実行するソフトウェアコードを有する、軟出力判定器の内部メモリに直接ロードできるコンピュータプログラム。

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